JPH06224947A - 変調装置 - Google Patents
変調装置Info
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- JPH06224947A JPH06224947A JP5008788A JP878893A JPH06224947A JP H06224947 A JPH06224947 A JP H06224947A JP 5008788 A JP5008788 A JP 5008788A JP 878893 A JP878893 A JP 878893A JP H06224947 A JPH06224947 A JP H06224947A
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- phase
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、ディジタル伝送のための周波数変
調装置に関するもので、変調信号が直流成分を含むＮＲ
Ｚ符号であっても周波数変調をかけることのできる変調
装置を提供することを目的とする。 【構成】 変調信号の電圧変化により発振周波数が変化
する電圧制御発振器２と、基準発振器９と、前記電圧制
御発振器の出力信号と前記基準発振器の出力信号との位
相を比較する位相比較器７と、前記変調信号と前記位相
比較器の出力信号を引算する引算器１２とで構成され、
変調信号が直流成分を含むＮＲＺ符号であっても周波数
変調をかけることができる。
調装置に関するもので、変調信号が直流成分を含むＮＲ
Ｚ符号であっても周波数変調をかけることのできる変調
装置を提供することを目的とする。 【構成】 変調信号の電圧変化により発振周波数が変化
する電圧制御発振器２と、基準発振器９と、前記電圧制
御発振器の出力信号と前記基準発振器の出力信号との位
相を比較する位相比較器７と、前記変調信号と前記位相
比較器の出力信号を引算する引算器１２とで構成され、
変調信号が直流成分を含むＮＲＺ符号であっても周波数
変調をかけることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル伝送のため
の周波数変調装置に関するものである。
の周波数変調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル伝送のための変調装置
は無線通信分野において必要不可欠な装置となってい
る。変調装置として特に構成が簡単で比較的性能の良い
ディタル変調装置がよく用いられている。以下図面を参
照しながら、上述した従来の変調装置の一例について説
明する。図３は従来の変調装置のブロック図である。図
３において、１は帯域制限させれたディジタル変調信号
が入力する入力端子、２は電圧により発振周波数が制御
される電圧制御発振器（以下ＶＣＯ：voltage controll
ed oscillatorと呼ぶ）、３は電力増幅器、４はアンテ
ナ、５は緩衝増幅器、６は第１の分周器、７は位相比較
器、８は第２の分周器、９は基準発振器、１０はローパ
スフィルタ、１１は第１の分周器６の分周数を制御する
制御端子である。 以上のように構成された変調装置に
ついて、以下その動作について説明する。まず入力端子
1に変調信号がない場合について考える。この状態はい
わゆるＰＬＬシンセサイザー回路である。ＶＣＯ２から
の信号は緩衝増幅器５を介して第１の分周器６に加わ
る。ＶＣＯ２の発振周波数をfVとすると第１の分周器６
で１／Ｎに分周され第１の分周器６の出力周波数はfV／
Ｎとなる。ここで分周数Ｎは制御端子１１からの信号で
制御される。一方、基準発振器９の発振周波数をｆ Oと
すると、ｆOは第２の分周器８で１／Ｍ分周される。し
たがって位相比較器７で周波数ｆV／Ｎと周波数ｆO／Ｍ
が位相比較される。上記２つの周波数信号の位相誤差が
ローパスフィルタ１０を介してＶＣＯ２に加わり ｆV／Ｎ＝ｆO／Ｍ となるようにＶＣＯ２の発振周波数ｆVを制御する。そ
の結果発振周波数は ｆV＝（Ｎ／Ｍ）ｆO となる。したがって分周数ＮをＮ＋１にすればＶＣＯ２
の発振周波数ｆVはｆO／Ｍだけ増加する。このように分
周数Ｎを変えることによりｆO／Ｍステップで任意の周
波数をつくることができる。次に入力端子１に変調信号
ｆSが入力した場合について考える。するとＶＣＯ２の
発振周波数ｆVは変調信号ｆSにより周波数変調される。
したがって第１の分周器６の出力も変調信号ｆSにより
周波数変調された信号となり位相比較器７の出力に周波
数偏移に相当する位相誤差を生じる。しかしながらロー
パスフィルタの遮断周波数は変調信号の周波数特性に比
べ非常に低く設定されているため上記誤差成分による変
動はローパスフィルタ１０で除去されＶＣＯ２の制御に
影響を与えない。したがってＶＣＯ２の発振周波数ｆ V
は変調信号ｆSにより周波数変調され電力増幅器３で電
力増幅されアンテナ４より電波として放射される。
は無線通信分野において必要不可欠な装置となってい
る。変調装置として特に構成が簡単で比較的性能の良い
ディタル変調装置がよく用いられている。以下図面を参
照しながら、上述した従来の変調装置の一例について説
明する。図３は従来の変調装置のブロック図である。図
３において、１は帯域制限させれたディジタル変調信号
が入力する入力端子、２は電圧により発振周波数が制御
される電圧制御発振器（以下ＶＣＯ：voltage controll
ed oscillatorと呼ぶ）、３は電力増幅器、４はアンテ
ナ、５は緩衝増幅器、６は第１の分周器、７は位相比較
器、８は第２の分周器、９は基準発振器、１０はローパ
スフィルタ、１１は第１の分周器６の分周数を制御する
制御端子である。 以上のように構成された変調装置に
ついて、以下その動作について説明する。まず入力端子
1に変調信号がない場合について考える。この状態はい
わゆるＰＬＬシンセサイザー回路である。ＶＣＯ２から
の信号は緩衝増幅器５を介して第１の分周器６に加わ
る。ＶＣＯ２の発振周波数をfVとすると第１の分周器６
で１／Ｎに分周され第１の分周器６の出力周波数はfV／
Ｎとなる。ここで分周数Ｎは制御端子１１からの信号で
制御される。一方、基準発振器９の発振周波数をｆ Oと
すると、ｆOは第２の分周器８で１／Ｍ分周される。し
たがって位相比較器７で周波数ｆV／Ｎと周波数ｆO／Ｍ
が位相比較される。上記２つの周波数信号の位相誤差が
ローパスフィルタ１０を介してＶＣＯ２に加わり ｆV／Ｎ＝ｆO／Ｍ となるようにＶＣＯ２の発振周波数ｆVを制御する。そ
の結果発振周波数は ｆV＝（Ｎ／Ｍ）ｆO となる。したがって分周数ＮをＮ＋１にすればＶＣＯ２
の発振周波数ｆVはｆO／Ｍだけ増加する。このように分
周数Ｎを変えることによりｆO／Ｍステップで任意の周
波数をつくることができる。次に入力端子１に変調信号
ｆSが入力した場合について考える。するとＶＣＯ２の
発振周波数ｆVは変調信号ｆSにより周波数変調される。
したがって第１の分周器６の出力も変調信号ｆSにより
周波数変調された信号となり位相比較器７の出力に周波
数偏移に相当する位相誤差を生じる。しかしながらロー
パスフィルタの遮断周波数は変調信号の周波数特性に比
べ非常に低く設定されているため上記誤差成分による変
動はローパスフィルタ１０で除去されＶＣＯ２の制御に
影響を与えない。したがってＶＣＯ２の発振周波数ｆ V
は変調信号ｆSにより周波数変調され電力増幅器３で電
力増幅されアンテナ４より電波として放射される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、変調信号ｆSの周波数特性はローパスフィ
ルタ１０の遮断周波数にくらべ高いことが条件であっ
た。例えば変調信号ｆSがローパスフィルタ１０の遮断
周波数より低い周波数成分を含んでいる場合を考える。
ＶＣＯ２の発振周波数ｆVは変調信号ｆSに含まれるロー
パスフィルタ１０の遮断周波数より低い周波数成分によ
り△ｆだけ周波数ドリフトする。すると位相比較器７の
出力に生じた△ｆに相当する位相誤差成分はローパスフ
ィルタ１０を介してＶＣＯ２を制御し発振周波数をｆV
に戻そうとする。したがってローパスフィルタ１０の遮
断周波数より低い周波数成分で変調をかけることは不可
能である。すなわち変調信号としてＮＲＺ（non return
ｔo zero)符号を用いることができないという問題点を
有していた。
の構成では、変調信号ｆSの周波数特性はローパスフィ
ルタ１０の遮断周波数にくらべ高いことが条件であっ
た。例えば変調信号ｆSがローパスフィルタ１０の遮断
周波数より低い周波数成分を含んでいる場合を考える。
ＶＣＯ２の発振周波数ｆVは変調信号ｆSに含まれるロー
パスフィルタ１０の遮断周波数より低い周波数成分によ
り△ｆだけ周波数ドリフトする。すると位相比較器７の
出力に生じた△ｆに相当する位相誤差成分はローパスフ
ィルタ１０を介してＶＣＯ２を制御し発振周波数をｆV
に戻そうとする。したがってローパスフィルタ１０の遮
断周波数より低い周波数成分で変調をかけることは不可
能である。すなわち変調信号としてＮＲＺ（non return
ｔo zero)符号を用いることができないという問題点を
有していた。
【０００４】本発明は上記問題点に鑑み、変調信号がロ
ーパスフィルタ１０の遮断周波数より低い周波数成分を
含むＮＲＺ符号であっても周波数変調をかけることので
きる変調装置を実現することを目的としたものである。
ーパスフィルタ１０の遮断周波数より低い周波数成分を
含むＮＲＺ符号であっても周波数変調をかけることので
きる変調装置を実現することを目的としたものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の変調装置は、変調信号の電圧変化により発
振周波数が変化する電圧制御発振器と、基準発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と前記基準発振器の出力
信号との位相を比較する位相比較器と、前記変調信号と
前記位相比較器の出力信号を引算する引算器とを備え、
前記引算器の出力により前記電圧制御発振器の発振周波
数を制御するように構成したものである。
めに本発明の変調装置は、変調信号の電圧変化により発
振周波数が変化する電圧制御発振器と、基準発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号と前記基準発振器の出力
信号との位相を比較する位相比較器と、前記変調信号と
前記位相比較器の出力信号を引算する引算器とを備え、
前記引算器の出力により前記電圧制御発振器の発振周波
数を制御するように構成したものである。
【０００６】
【作用】本発明は上記した構成によって、位相比較器の
出力に変調信号による周波数偏移に相当する位相誤差出
力信号が生じるが、前記変調信号を引算器に入力するこ
とによって前記位相誤差出力信号を打ち消すことができ
る。そのためＶＣＯの発振周波数がローパスフィルタの
遮断周波数より低い周波数成分を含む変調信号でも周波
数変調されることができることとなる。
出力に変調信号による周波数偏移に相当する位相誤差出
力信号が生じるが、前記変調信号を引算器に入力するこ
とによって前記位相誤差出力信号を打ち消すことができ
る。そのためＶＣＯの発振周波数がローパスフィルタの
遮断周波数より低い周波数成分を含む変調信号でも周波
数変調されることができることとなる。
【０００７】
【実施例】以下本発明の実施例の変調装置について図面
を参照しながら説明する。図１は、本発明による実施例
における変調装置のブロック図である。図１において、
図３の従来例と同じ機能を示す構成図は図３と同じ番号
を付与している。１は帯域制限されディジタル変調信号
が入力する入力端子、２は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、
３は電力増幅器、４はアンテナ、５は緩衝増幅器、６は
第１の分周器、７は位相比較器、８は第２の分周器、９
は基準発振器、１０はローパスフィルタ、１１は第１の
分周器６の分周数を制御する制御端子、１２は引算器、
１３はレベル調整回路、１４は位相調整回路である。
を参照しながら説明する。図１は、本発明による実施例
における変調装置のブロック図である。図１において、
図３の従来例と同じ機能を示す構成図は図３と同じ番号
を付与している。１は帯域制限されディジタル変調信号
が入力する入力端子、２は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、
３は電力増幅器、４はアンテナ、５は緩衝増幅器、６は
第１の分周器、７は位相比較器、８は第２の分周器、９
は基準発振器、１０はローパスフィルタ、１１は第１の
分周器６の分周数を制御する制御端子、１２は引算器、
１３はレベル調整回路、１４は位相調整回路である。
【０００８】以上のように構成された変調装置につい
て、その動作を説明する。まず入力端子１に変調信号が
入力していない場合について考える。この場合、位相調
整回路１４からの出力はない。すなわち引算器１２の出
力と位相比較器７の出力が同じになる。したがって図１
の本発明の実施例は図３の従来例と同じ構成となりＶＣ
Ｏ２は制御端子１１で指定された任意の周波数を発生す
ることができる。次に入力端子１に変調信号が入力した
場合について考える。図３の従来例の場合と同様にＶＣ
Ｏ２の発振周波数ｆVは変調信号ｆSにより周波数変調さ
れる。したがって第１の分周器６の出力も変調信号ｆS
により周波数変調された信号となり位相比較器７に周波
数偏移に相当する位相誤差出力信号を生じる。すなわ
ち、変調信号ｆSに比例したａｆS（ｘ）（但し、ａは位
相比較器７からの出力信号の電圧レベル、ｘはその位相
を示す。）なる位相誤差出力信号を生じる。一方レベル
調整回路１３と位相調整回路１４において変調信号ｆS
のレベルと位相を調整し、位相調整回路１４からｂｆS
（ｙ）（但し、ｂは位相調整回路１４からの出力信号の
電圧レベル、ｙはその位相を示す）なる信号を出力す
る。引算器１２は前記位相誤差出力信号ａｆS（ｘ）と
位相調整回路１４からの出力信号ｂｆS（ｙ）との引算
処理を行う。したがって、引算器１２の出力には、（ａ
ｆS（ｘ）−ｂｆS（ｙ））なる信号を出力する。ここで
レベル調整回路１３で（ａ＝ｂ）になるレベル調整を行
い、位相調整回路１４で（ｙ＝ｘ）になるように位相調
整を行えば、引算器１２の出力は変化しない。そのため
ＶＣＯ２の発振周波数はローパスフィルタ１０の遮断周
波数より低い周波数流成分を含む変調信号ｆSより周波
数変調されることができるようになる。
て、その動作を説明する。まず入力端子１に変調信号が
入力していない場合について考える。この場合、位相調
整回路１４からの出力はない。すなわち引算器１２の出
力と位相比較器７の出力が同じになる。したがって図１
の本発明の実施例は図３の従来例と同じ構成となりＶＣ
Ｏ２は制御端子１１で指定された任意の周波数を発生す
ることができる。次に入力端子１に変調信号が入力した
場合について考える。図３の従来例の場合と同様にＶＣ
Ｏ２の発振周波数ｆVは変調信号ｆSにより周波数変調さ
れる。したがって第１の分周器６の出力も変調信号ｆS
により周波数変調された信号となり位相比較器７に周波
数偏移に相当する位相誤差出力信号を生じる。すなわ
ち、変調信号ｆSに比例したａｆS（ｘ）（但し、ａは位
相比較器７からの出力信号の電圧レベル、ｘはその位相
を示す。）なる位相誤差出力信号を生じる。一方レベル
調整回路１３と位相調整回路１４において変調信号ｆS
のレベルと位相を調整し、位相調整回路１４からｂｆS
（ｙ）（但し、ｂは位相調整回路１４からの出力信号の
電圧レベル、ｙはその位相を示す）なる信号を出力す
る。引算器１２は前記位相誤差出力信号ａｆS（ｘ）と
位相調整回路１４からの出力信号ｂｆS（ｙ）との引算
処理を行う。したがって、引算器１２の出力には、（ａ
ｆS（ｘ）−ｂｆS（ｙ））なる信号を出力する。ここで
レベル調整回路１３で（ａ＝ｂ）になるレベル調整を行
い、位相調整回路１４で（ｙ＝ｘ）になるように位相調
整を行えば、引算器１２の出力は変化しない。そのため
ＶＣＯ２の発振周波数はローパスフィルタ１０の遮断周
波数より低い周波数流成分を含む変調信号ｆSより周波
数変調されることができるようになる。
【０００９】図２は図１の位相調整回路１４のブロック
図を示す。Ａはレベル調整回路からの出力信号が入力す
る端子、Ｂは位相比較器７からの出力信号が入力する端
子、１５は端子Ａから入力された信号の位相を遅らす遅
延回路、１６は端子Ｂから入力された信号と遅延回路１
５からの出力信号との位相を比較する位相比較器であ
る。
図を示す。Ａはレベル調整回路からの出力信号が入力す
る端子、Ｂは位相比較器７からの出力信号が入力する端
子、１５は端子Ａから入力された信号の位相を遅らす遅
延回路、１６は端子Ｂから入力された信号と遅延回路１
５からの出力信号との位相を比較する位相比較器であ
る。
【００１０】以上のように構成された位相調整回路１４
の動作について以下説明する。ここで、遅延回路１５は
端子Ａからの入力信号ｂｆS（ｙ）の位相を位相比較器
１６の出力信号ｖによってθn（＝ｃωSｖ＋θn-1 但
し、ｃは比例定数、ωS は入力信号ｂｆS（ｙ）の角周
波数、θn-1はθnより１つ前の位相の遅れ）だけ位相を
遅らす回路である。そのため、遅延回路１５により、端
子Ａからの入力信号ｂｆS（ｙ）の位相よりθn遅れたｂ
ｆS（ｙ−θn）の信号が位相比較器１６に入力される。
また一方、端子Ｂからの入力信号は端子Ａからの入力信
号ｂｆS（ｙ）の位相ｙよりθ遅れたａｆS（ｙ−θ）の
信号が位相比較器１６に入力される。位相比較器１６で
は、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）と端
子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）の位相差（θ−
θn）に比例したｖ（＝ｄ（θ−θ n） 但し、ｄは比例
定数）なる信号を出力する。このｖはθ＞θnの時、つ
まり、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）が
端子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）より位相が進ん
でいる時は、ｖ＞0となり、遅延回路１５において位相
遅れθnを大きくなるように制御し、θ＜θnの時、つま
り、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）が端
子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）より位相が遅れて
いる時は、ｖ＜0となり、遅延回路１５において位相遅
れθnを小くなるように制御するので、最終的にｖ=0、
つまり遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）と
端子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）との位相が等し
くなる。よって、この位相調整回路の構成を図１に用い
ることで、回路素子のバラツキ等に関係なく、引算器１
２に入力する位相調整回路１４の出力信号と位相比較器
７の出力信号との位相を同じにすることができ、前記引
算器において前記位相誤差出力信号を打ち消すことがで
きる。
の動作について以下説明する。ここで、遅延回路１５は
端子Ａからの入力信号ｂｆS（ｙ）の位相を位相比較器
１６の出力信号ｖによってθn（＝ｃωSｖ＋θn-1 但
し、ｃは比例定数、ωS は入力信号ｂｆS（ｙ）の角周
波数、θn-1はθnより１つ前の位相の遅れ）だけ位相を
遅らす回路である。そのため、遅延回路１５により、端
子Ａからの入力信号ｂｆS（ｙ）の位相よりθn遅れたｂ
ｆS（ｙ−θn）の信号が位相比較器１６に入力される。
また一方、端子Ｂからの入力信号は端子Ａからの入力信
号ｂｆS（ｙ）の位相ｙよりθ遅れたａｆS（ｙ−θ）の
信号が位相比較器１６に入力される。位相比較器１６で
は、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）と端
子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）の位相差（θ−
θn）に比例したｖ（＝ｄ（θ−θ n） 但し、ｄは比例
定数）なる信号を出力する。このｖはθ＞θnの時、つ
まり、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）が
端子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）より位相が進ん
でいる時は、ｖ＞0となり、遅延回路１５において位相
遅れθnを大きくなるように制御し、θ＜θnの時、つま
り、遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）が端
子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）より位相が遅れて
いる時は、ｖ＜0となり、遅延回路１５において位相遅
れθnを小くなるように制御するので、最終的にｖ=0、
つまり遅延回路１５からの出力信号ｂｆS（ｙ−θn）と
端子Ｂからの入力信号ａｆS（ｙ−θ）との位相が等し
くなる。よって、この位相調整回路の構成を図１に用い
ることで、回路素子のバラツキ等に関係なく、引算器１
２に入力する位相調整回路１４の出力信号と位相比較器
７の出力信号との位相を同じにすることができ、前記引
算器において前記位相誤差出力信号を打ち消すことがで
きる。
【００１１】したがって、ＶＣＯの発振周波数はローパ
スフィルタの遮断周波数より低い周波数成分を含む変調
信号、例えばＮＲＺ符号であっても、周波数変調される
ことができることとなる。
スフィルタの遮断周波数より低い周波数成分を含む変調
信号、例えばＮＲＺ符号であっても、周波数変調される
ことができることとなる。
【００１２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、変調信号
の電圧変化により発振周波数が変化する電圧制御発振器
と、基準発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号と前
記基準発振器の出力信号との位相を比較する位相比較器
と、前記変調信号の電圧レベルを調整するレベル調整回
路と、前記変調信号の位相を調整する位相調整回路と、
前記位相調整回路からの出力信号と前記位相比較器の出
力信号を引算する引算器とを備え、前記引算器の出力に
より前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するように
構成することにより、ＶＣＯの発振周波数がローパスフ
ィルタの遮断周波数より低い周波数成分を含む変調信
号、例えばＮＲＺ符号であっても周波数変調できるとい
う効果がある。
の電圧変化により発振周波数が変化する電圧制御発振器
と、基準発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号と前
記基準発振器の出力信号との位相を比較する位相比較器
と、前記変調信号の電圧レベルを調整するレベル調整回
路と、前記変調信号の位相を調整する位相調整回路と、
前記位相調整回路からの出力信号と前記位相比較器の出
力信号を引算する引算器とを備え、前記引算器の出力に
より前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するように
構成することにより、ＶＣＯの発振周波数がローパスフ
ィルタの遮断周波数より低い周波数成分を含む変調信
号、例えばＮＲＺ符号であっても周波数変調できるとい
う効果がある。
【図１】本発明の実施例における変調装置のブロック図
【図２】同位相調整回路のブロック図
【図３】従来の変調装置のブロック図
１ 入力端子 ２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ７ 位相比較器 ９ 基準発振器 １２ 引算器 １３ レベル調整回路 １４ 位相調整回路
Claims (4)
- 【請求項１】変調信号の電圧変化により発振周波数が変
化する電圧制御発振器と、基準発振器と、前記電圧制御
発振器の出力信号と前記基準発振器の出力信号との位相
を比較する位相比較器と、前記変調信号の電圧レベルを
調整するレベル調整回路と、前記レベル調整回路からの
出力信号と前記位相比較器の出力信号を引算する引算器
とを備え、前記引算器の出力により前記電圧制御発振器
の発振周波数を制御するように構成したことを特徴とす
る変調装置。 - 【請求項２】変調信号の電圧変化により発振周波数が変
化する電圧制御発振器と、基準発振器と、前記電圧制御
発振器の出力信号と前記基準発振器の出力信号との位相
を比較する位相比較器と、前記変調信号の位相を調整す
る位相調整回路と、前記位相調整回路からの出力信号と
前記位相比較器の出力信号を引算する引算器とを備え、
前記引算器の出力により前記電圧制御発振器の発振周波
数を制御するように構成したことを特徴とする変調装
置。 - 【請求項３】変調信号の電圧変化により発振周波数が変
化する電圧制御発振器と、基準発振器と、前記電圧制御
発振器の出力信号と前記基準発振器の出力信号との位相
を比較する位相比較器と、前記変調信号の電圧レベルを
調整するレベル調整回路と、前記変調信号の位相を調整
する位相調整回路と、前記位相調整回回路からの出力信
号と前記位相比較器の出力信号を引算する引算器とを備
え、前記引算器の出力により前記電圧制御発振器の発振
周波数を制御するように構成したことを特徴とする変調
装置。 - 【請求項４】レベル調整回路からの出力信号と位相誤差
出力信号との位相を比較する位相比較器と、前記レベル
調整回路からの出力信号の位相を前記位相比較器の出力
に応じて遅らせる遅延回路とを備えた位相調整回路を有
する請求項２または請求項３記載の変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5008788A JPH06224947A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | 変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5008788A JPH06224947A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | 変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224947A true JPH06224947A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=11702612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5008788A Pending JPH06224947A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | 変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06224947A (ja) |
-
1993
- 1993-01-22 JP JP5008788A patent/JPH06224947A/ja active Pending
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