JPH06224960A - デジタル位相変調信号を復調する方法及び装置 - Google Patents
デジタル位相変調信号を復調する方法及び装置Info
- Publication number
- JPH06224960A JPH06224960A JP5281265A JP28126593A JPH06224960A JP H06224960 A JPH06224960 A JP H06224960A JP 5281265 A JP5281265 A JP 5281265A JP 28126593 A JP28126593 A JP 28126593A JP H06224960 A JPH06224960 A JP H06224960A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- symbol period
- modulated
- time
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 21
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 21
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000010587 phase diagram Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2335—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 消費電力を制限する必要から非リニアな受信
器が使用された移動用の手持ち式無線においてデジタル
位相変調信号を復調する方法及び装置を提供する。 【構成】 各記号周期に２ビット情報がコード化され、
１サイクル当り２つのゼロ交差点をもつＤＱＰＳＫ波の
復調方法であって、波変調波信号２４から、高い周波数
のクロックを用い変調信号が信号周期Ｔ内に例えば所定
回数２１のサイクルを実行するのに要する時間ｔ１、ｔ
２、ｔ３、ｔ４、（−π／４、−３／４π、＋π／４、
＋３／４πの位相変調に対応）を求める。これらの時間
を、非変調信号の２１サイクルの実行時間ｔ０と比較し
て移相を決定する。
器が使用された移動用の手持ち式無線においてデジタル
位相変調信号を復調する方法及び装置を提供する。 【構成】 各記号周期に２ビット情報がコード化され、
１サイクル当り２つのゼロ交差点をもつＤＱＰＳＫ波の
復調方法であって、波変調波信号２４から、高い周波数
のクロックを用い変調信号が信号周期Ｔ内に例えば所定
回数２１のサイクルを実行するのに要する時間ｔ１、ｔ
２、ｔ３、ｔ４、（−π／４、−３／４π、＋π／４、
＋３／４πの位相変調に対応）を求める。これらの時間
を、非変調信号の２１サイクルの実行時間ｔ０と比較し
て移相を決定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル位相変調信号
（この用語はここでは周波数変調によって生じる信号も
それが位相の変化を生じるならば包含されるものと解釈
されたい）を復調する方法及び装置に係る。本発明は、
特にＰＳＫ（位相シフトキーイング）変調信号の復調に
関するが、これに限定されるものではない。ＰＳＫ信号
はいかなるレベルに変調されてもよいが、本発明は、特
にＱＰＳＫ（４位相シフトキーイング）と称する４つの
変調レベルに適用できるが、これに限定されるものでは
ない。更に、本発明は、変調が差動であるＰＳＫシステ
ム（ＤＱＰＳＫ）、即ち位相の変化に応答して優勢な位
相をその前の位相と比較するシステムに係る。
（この用語はここでは周波数変調によって生じる信号も
それが位相の変化を生じるならば包含されるものと解釈
されたい）を復調する方法及び装置に係る。本発明は、
特にＰＳＫ（位相シフトキーイング）変調信号の復調に
関するが、これに限定されるものではない。ＰＳＫ信号
はいかなるレベルに変調されてもよいが、本発明は、特
にＱＰＳＫ（４位相シフトキーイング）と称する４つの
変調レベルに適用できるが、これに限定されるものでは
ない。更に、本発明は、変調が差動であるＰＳＫシステ
ム（ＤＱＰＳＫ）、即ち位相の変化に応答して優勢な位
相をその前の位相と比較するシステムに係る。
【０００２】本発明は、消費電力を制限することが必要
なために非リニアな受信器が使用される移動用の手持ち
式無線においてＤＱＰＳＫ信号を復調するために案出さ
れたものである。
なために非リニアな受信器が使用される移動用の手持ち
式無線においてＤＱＰＳＫ信号を復調するために案出さ
れたものである。
【０００３】
【従来の技術】第１の原理から、ＤＱＰＳＫ信号を復調
するための最適な解決策は、受信器に平方根ナイキスト
フィルタを使用し、その後にコヒレントな検出器を使用
することであり、レイリーフェージング環境のもとで
は、非コヒレントな検出（又は差動検出）が最良の性能
を与えることがしばしば証明されている。しかしなが
ら、この最適な解決策は、受信器にリニアな増幅器を使
用することを必要とし、そしてリニアな増幅器は、今日
の技術による非リニアな対数増幅器よりも多量の電力を
消費する。この消費電力の問題は、検出後に種々の技術
を使用するために二重受信器構造が必要であるジャパニ
ーズ・デジタル・セルラー（ＪＤＣ）システムの場合に
特に言えることである。手持ち式ユニットに対する更に
実用的な解決策は、受信器がリミッタＩＦ増幅器を使用
し、その後にアナログ周波数弁別検出器を使用するよう
な狭帯域ＦＭ信号に対する技術の１つを使用することで
ある。
するための最適な解決策は、受信器に平方根ナイキスト
フィルタを使用し、その後にコヒレントな検出器を使用
することであり、レイリーフェージング環境のもとで
は、非コヒレントな検出（又は差動検出）が最良の性能
を与えることがしばしば証明されている。しかしなが
ら、この最適な解決策は、受信器にリニアな増幅器を使
用することを必要とし、そしてリニアな増幅器は、今日
の技術による非リニアな対数増幅器よりも多量の電力を
消費する。この消費電力の問題は、検出後に種々の技術
を使用するために二重受信器構造が必要であるジャパニ
ーズ・デジタル・セルラー（ＪＤＣ）システムの場合に
特に言えることである。手持ち式ユニットに対する更に
実用的な解決策は、受信器がリミッタＩＦ増幅器を使用
し、その後にアナログ周波数弁別検出器を使用するよう
な狭帯域ＦＭ信号に対する技術の１つを使用することで
ある。
【０００４】これが図１に示されており、中間周波信号
１０（送信記号値を搬送するためにＤＱＰＳＫによって
変調された正弦波の搬送波より成る）は、リミッタ増幅
器１２へ供給され、次いで、アナログ周波数弁別器１３
へ供給され、これは遅延線１４とローパスフィルタ１５
とを有している。弁別器１３は、搬送波の位相変化、ひ
いては、送信信号を表す出力信号を導出するために各記
号周期にわたって積分することが必要な周波数偏差信号
を発生する。アナログ周波数弁別器１３の出力は、アナ
ログ−デジタルコンバータ１６においてデジタルフォー
マットに変換されそしてデジタルハードウェア１７に供
給され、ここで、信号は積分され、送信記号値を表す変
調位相に基づいて４つの判断バンドの１つにダンプされ
る。
１０（送信記号値を搬送するためにＤＱＰＳＫによって
変調された正弦波の搬送波より成る）は、リミッタ増幅
器１２へ供給され、次いで、アナログ周波数弁別器１３
へ供給され、これは遅延線１４とローパスフィルタ１５
とを有している。弁別器１３は、搬送波の位相変化、ひ
いては、送信信号を表す出力信号を導出するために各記
号周期にわたって積分することが必要な周波数偏差信号
を発生する。アナログ周波数弁別器１３の出力は、アナ
ログ−デジタルコンバータ１６においてデジタルフォー
マットに変換されそしてデジタルハードウェア１７に供
給され、ここで、信号は積分され、送信記号値を表す変
調位相に基づいて４つの判断バンドの１つにダンプされ
る。
【０００５】信号１０の振幅の対数がリニア増幅器１２
から導出され、更に別のアナログ−デジタルコンバータ
１８を経てシステムハードウェア１７に送られる。これ
は、アンテナダイバーシティを取り扱うために行われ、
受信器は２つのアンテナを有しそしてシステムは２つの
受信信号のうちの強い方を自動的に選択する。
から導出され、更に別のアナログ−デジタルコンバータ
１８を経てシステムハードウェア１７に送られる。これ
は、アンテナダイバーシティを取り扱うために行われ、
受信器は２つのアンテナを有しそしてシステムは２つの
受信信号のうちの強い方を自動的に選択する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】弁別器の検出は狭帯域
ＦＭに対してほぼ最適な性能を与えるが、ＱＰＳＫ変調
では充分に機能しない。というのは、このＱＰＳＫ変調
は連続的な位相変調ではなく、大きな周波数偏差を含ん
でいて広帯域周波数弁別回路を必要とするからである。
コンピュータシュミレーション結果が示すところによれ
ば、スタティック及びダイバーシティ式のレイリーフェ
ージングの両方において実際上アナログの弁別回路の不
完全さによって１ｄＢまでの性能ロスが生じる。更に、
アナログ回路における部品のばらつき及び不平衡によ
り、補償するのが困難な大きなＤＣオフセットや信号振
幅の変動が介入し、更に性能ロスを招くと共に、回路の
複雑さを増大する。
ＦＭに対してほぼ最適な性能を与えるが、ＱＰＳＫ変調
では充分に機能しない。というのは、このＱＰＳＫ変調
は連続的な位相変調ではなく、大きな周波数偏差を含ん
でいて広帯域周波数弁別回路を必要とするからである。
コンピュータシュミレーション結果が示すところによれ
ば、スタティック及びダイバーシティ式のレイリーフェ
ージングの両方において実際上アナログの弁別回路の不
完全さによって１ｄＢまでの性能ロスが生じる。更に、
アナログ回路における部品のばらつき及び不平衡によ
り、補償するのが困難な大きなＤＣオフセットや信号振
幅の変動が介入し、更に性能ロスを招くと共に、回路の
複雑さを増大する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、その１つの特
徴によれば、記号周期を有するデジタル位相変調信号で
あって１サイクル当たり２つのゼロ（又は所定振幅）交
差点を有する繰り返し波形である変調信号を復調する方
法において、上記変調信号が上記記号周期内に所定数の
交差点を実行するための時間を決定し、これにより決定
された時間を、非変調信号が所定回数のサイクルを実行
する時間と比較して、上記記号周期内に変調により信号
に与えられた移相を決定することにより、信号を復調す
ることを特徴とする方法を提供する。
徴によれば、記号周期を有するデジタル位相変調信号で
あって１サイクル当たり２つのゼロ（又は所定振幅）交
差点を有する繰り返し波形である変調信号を復調する方
法において、上記変調信号が上記記号周期内に所定数の
交差点を実行するための時間を決定し、これにより決定
された時間を、非変調信号が所定回数のサイクルを実行
する時間と比較して、上記記号周期内に変調により信号
に与えられた移相を決定することにより、信号を復調す
ることを特徴とする方法を提供する。
【０００８】信号は、多レベルの位相シフトキーイン
グ、好ましくは差動の位相シフトキーイングにより、４
つの、即ち差動４位相シフトキーイングのレベルに変調
されるのが好ましい。
グ、好ましくは差動の位相シフトキーイングにより、４
つの、即ち差動４位相シフトキーイングのレベルに変調
されるのが好ましい。
【０００９】本発明は、別の特徴によれば、記号周期に
コード化された情報をもつデジタル位相変調信号であっ
てサイクル当たり２つのゼロ（又は所定振幅）交差点を
有する繰り返し波形である変調信号を復調する装置にお
いて、上記変調信号が各記号周期内に所定数の交差点を
実行するための時間を決定しそしてこの時間を、非変調
信号が記号周期内に所定数の交差点を実行するための時
間に関連させるタイミング手段と、このタイミング手段
に応答して、情報を導出するために各記号周期に移相を
割り当てるための割り当て手段とを備えたことを特徴と
する装置を提供する。
コード化された情報をもつデジタル位相変調信号であっ
てサイクル当たり２つのゼロ（又は所定振幅）交差点を
有する繰り返し波形である変調信号を復調する装置にお
いて、上記変調信号が各記号周期内に所定数の交差点を
実行するための時間を決定しそしてこの時間を、非変調
信号が記号周期内に所定数の交差点を実行するための時
間に関連させるタイミング手段と、このタイミング手段
に応答して、情報を導出するために各記号周期に移相を
割り当てるための割り当て手段とを備えたことを特徴と
する装置を提供する。
【００１０】上記装置のタイミング手段は、上記信号の
周波数よりも実質的に周波数が高いシステムクロックを
備え、このクロックのカウントが各記号周期にコード化
された記号を表すようにするのが好ましい。
周波数よりも実質的に周波数が高いシステムクロックを
備え、このクロックのカウントが各記号周期にコード化
された記号を表すようにするのが好ましい。
【００１１】
【実施例】以下、添付図面を参照し、本発明の実施例を
詳細に説明する。図２の復調装置は、手持ち式の移動無
線の受信部に含まれるべきものである。この無線は、通
常の同調回路と共働して送信信号を取り上げる一対のア
ンテナを有している。送信信号は、送信情報を搬送する
ためにＤＱＰＳＫによって変調された正弦波の搬送波よ
り成る。搬送波は、従来の慣例に従い４５０ＫＨｚの一
定の中間周波に変換され、図２及び３に２０で示す中間
周波（ＩＦ）信号となる。
詳細に説明する。図２の復調装置は、手持ち式の移動無
線の受信部に含まれるべきものである。この無線は、通
常の同調回路と共働して送信信号を取り上げる一対のア
ンテナを有している。送信信号は、送信情報を搬送する
ためにＤＱＰＳＫによって変調された正弦波の搬送波よ
り成る。搬送波は、従来の慣例に従い４５０ＫＨｚの一
定の中間周波に変換され、図２及び３に２０で示す中間
周波（ＩＦ）信号となる。
【００１２】信号２０はリミッタ増幅器２２へ送られ、
該増幅器は、値０に対して信号の狭い切片を取りそして
その信号切片を所要レベルに増幅することにより、信号
２０を長方形の出力波形２４（図３）に変換する。従っ
て、信号２０の位相の変化が信号２４に保持される。
該増幅器は、値０に対して信号の狭い切片を取りそして
その信号切片を所要レベルに増幅することにより、信号
２０を長方形の出力波形２４（図３）に変換する。従っ
て、信号２０の位相の変化が信号２４に保持される。
【００１３】信号２０は一般に正弦波であるが、各記号
周期Ｔにおいて搬送波の位相が変化即ち変調されて、送
信記号値をコード化している。変調はレベル４までであ
り、これは、各記号周期において位相が４つの異なるレ
ベルのいずれか１つに変調されることを意味する。この
４レベル変調は、２ビットの２進情報を各移相によりコ
ード化できるようにし、従って、次のようになる。＋π
／４ラジアンの移相は００ビット対（又は記号値＋１）
を意味する。＋３π／４ラジアンの移相は０１ビット対
（又は記号値＋３）を意味する。−π／４ラジアンの移
相は１０ビット対（又は記号値−１）を意味する。−３
π／４ラジアンの移相は１１ビット対（又は記号値−
３）を意味する。これは図４に示されている。
周期Ｔにおいて搬送波の位相が変化即ち変調されて、送
信記号値をコード化している。変調はレベル４までであ
り、これは、各記号周期において位相が４つの異なるレ
ベルのいずれか１つに変調されることを意味する。この
４レベル変調は、２ビットの２進情報を各移相によりコ
ード化できるようにし、従って、次のようになる。＋π
／４ラジアンの移相は００ビット対（又は記号値＋１）
を意味する。＋３π／４ラジアンの移相は０１ビット対
（又は記号値＋３）を意味する。−π／４ラジアンの移
相は１０ビット対（又は記号値−１）を意味する。−３
π／４ラジアンの移相は１１ビット対（又は記号値−
３）を意味する。これは図４に示されている。
【００１４】従って、各信号周期Ｔにおける信号２０の
移相は、その記号の送信ビット対を表す。搬送波の位相
は記号周期の遷移において急激に変化しない。記号周期
全体にわたって位相が次第に変化し、記号周期Ｔの中央
領域において位相が最も速く変化する。
移相は、その記号の送信ビット対を表す。搬送波の位相
は記号周期の遷移において急激に変化しない。記号周期
全体にわたって位相が次第に変化し、記号周期Ｔの中央
領域において位相が最も速く変化する。
【００１５】上記したように、リミッタ増幅器２２は、
一般的に正弦波の信号２０を、１サイクル当たり２つの
非常に正確に定められたゼロ交差点を有する実質的に方
形波の繰り返し信号２４に変更する。変調によって生じ
る信号２４の位相の変化は、変調の位相に基づいて記号
周期Ｔにおいて異なるサイクル数を信号２４に受けさせ
る結果となる。これは、次いで、所定のサイクル数が記
号周期Ｔの代表的部分をまたぐに充分な大きさであれ
ば、信号２４が記号周期Ｔ内で所定数のサイクルを実行
するに要する時間がその周期における変調の位相を示す
ことを意味する。図２に示す復調器は、信号２４が２１
の完全なサイクルを実行するに要する時間を検出し、即
ち４３の連続するゼロ交差点間に要する時間を検出す
る。この完全な記号周期Ｔは、信号２０又は２４の２１
−３／７サイクルに対応し、従って、２１サイクルは記
号周期の約９８％を表す。
一般的に正弦波の信号２０を、１サイクル当たり２つの
非常に正確に定められたゼロ交差点を有する実質的に方
形波の繰り返し信号２４に変更する。変調によって生じ
る信号２４の位相の変化は、変調の位相に基づいて記号
周期Ｔにおいて異なるサイクル数を信号２４に受けさせ
る結果となる。これは、次いで、所定のサイクル数が記
号周期Ｔの代表的部分をまたぐに充分な大きさであれ
ば、信号２４が記号周期Ｔ内で所定数のサイクルを実行
するに要する時間がその周期における変調の位相を示す
ことを意味する。図２に示す復調器は、信号２４が２１
の完全なサイクルを実行するに要する時間を検出し、即
ち４３の連続するゼロ交差点間に要する時間を検出す
る。この完全な記号周期Ｔは、信号２０又は２４の２１
−３／７サイクルに対応し、従って、２１サイクルは記
号周期の約９８％を表す。
【００１６】図３を参照すれば、変調がない場合に、信
号２４は、２１の完全なサイクルを実行するためにｔ0
で表された時間周期をとる。搬送波が位相−π／４だけ
変調された場合には、信号２４は、２１の完全なサイク
ルを実行するために長い時間周期（ｔ1 ）をとる。同様
に、２１の完全なサイクルを実行するために、信号２４
は、−３π／４の位相変調に対してはｔ2 をとり、＋π
／４の位相変調に対してはｔ3 をとり、＋３π／４の位
相変調に対してはｔ4 をとる。正の位相が与えられる場
合には信号２４の平均周波数が増加されるので、時間ｔ
3 及びｔ4 は時間ｔ0 よりも短く、従って、２１のサイ
クルを完了するに要する時間が減少される。
号２４は、２１の完全なサイクルを実行するためにｔ0
で表された時間周期をとる。搬送波が位相−π／４だけ
変調された場合には、信号２４は、２１の完全なサイク
ルを実行するために長い時間周期（ｔ1 ）をとる。同様
に、２１の完全なサイクルを実行するために、信号２４
は、−３π／４の位相変調に対してはｔ2 をとり、＋π
／４の位相変調に対してはｔ3 をとり、＋３π／４の位
相変調に対してはｔ4 をとる。正の位相が与えられる場
合には信号２４の平均周波数が増加されるので、時間ｔ
3 及びｔ4 は時間ｔ0 よりも短く、従って、２１のサイ
クルを完了するに要する時間が減少される。
【００１７】２１個の完全なサイクルを実行する時間の
検出は、例えば、１６．８ＭＨｚのシステムクロックを
使用して信号２４の４３個のゼロ交差点をタイミングど
りすることによって行われる。完全な方形波信号２４の
場合には、半サイクルをカウントすることができ、この
場合に、復調器は偶数の交差点間に要する時間をカウン
トする。
検出は、例えば、１６．８ＭＨｚのシステムクロックを
使用して信号２４の４３個のゼロ交差点をタイミングど
りすることによって行われる。完全な方形波信号２４の
場合には、半サイクルをカウントすることができ、この
場合に、復調器は偶数の交差点間に要する時間をカウン
トする。
【００１８】１６．８ＭＨｚのシステムクロックは、記
号周期Ｔ内に８００個のサイクルを受ける。非変調信号
２４が２１個のサイクル（４３個のゼロ交差点）を受け
るのに必要な時間においては、システムクロックが７８
４サイクルを通過する。信号２４が特定の記号周期にお
いて−π／４だけ変調された場合には、システムクロッ
クは７８８．６（７８８に丸める）サイクルをカウント
する。システムクロックカウントと変調位相との関係を
以下に示す。 従って、いかなる記号周期のシステムクロックカウント
も変調の位相を指示し、その記号周期における対応ビッ
ト対（０１、００、１１、１０）を検索できるようにす
る。
号周期Ｔ内に８００個のサイクルを受ける。非変調信号
２４が２１個のサイクル（４３個のゼロ交差点）を受け
るのに必要な時間においては、システムクロックが７８
４サイクルを通過する。信号２４が特定の記号周期にお
いて−π／４だけ変調された場合には、システムクロッ
クは７８８．６（７８８に丸める）サイクルをカウント
する。システムクロックカウントと変調位相との関係を
以下に示す。 従って、いかなる記号周期のシステムクロックカウント
も変調の位相を指示し、その記号周期における対応ビッ
ト対（０１、００、１１、１０）を検索できるようにす
る。
【００１９】クロック分析及び判断バンドへのダンプ
（割り当て手段による）は、システムデジタルハードウ
ェア２６（ＡＳＩＣ）において実行され、ここから信号
がチャンネルデコーダへ送られ、次いで、スピーチデコ
ーダ及び無線の音声再生部分へ送られる。
（割り当て手段による）は、システムデジタルハードウ
ェア２６（ＡＳＩＣ）において実行され、ここから信号
がチャンネルデコーダへ送られ、次いで、スピーチデコ
ーダ及び無線の音声再生部分へ送られる。
【００２０】アンテナ対により受信された２つの信号の
いずれが強いかを分析する目的で、図２の復調器は、信
号２０の振幅の対数を導出し、これをアナログ−デジタ
ルコンバータ２８によってデジタル形態に変換し、これ
がシステムハードウェア２６に供給され、判断が行われ
る。
いずれが強いかを分析する目的で、図２の復調器は、信
号２０の振幅の対数を導出し、これをアナログ−デジタ
ルコンバータ２８によってデジタル形態に変換し、これ
がシステムハードウェア２６に供給され、判断が行われ
る。
【００２１】以下、図２の復調器がいかに機能するかを
数学的に分析する。上記のように、ＤＱＰＳＫ変調機構
の原理は、１つの記号周期にわたる送信記号の値（＋／
−１又は＋／−３）に基づいてその記号周期にわたり搬
送波（正弦波）の位相を±π／４又は±３π／４ラジア
ンだけ変更（又は変調）することである。この位相変化
（即ち、周波数偏差）の割合は、記号周期の中央付近の
方が記号周期の開始／終了よりも非常に大きい（ひいて
は、周波数偏差が大きい）が、１つの記号周期にわたる
平均周波数偏差はかなり小さい。例えば、ここに述べる
システムでは、記号値β及び記号周期Ｔに対する平均周
波数偏差Ｆ dev は、次の数１のようになる。
数学的に分析する。上記のように、ＤＱＰＳＫ変調機構
の原理は、１つの記号周期にわたる送信記号の値（＋／
−１又は＋／−３）に基づいてその記号周期にわたり搬
送波（正弦波）の位相を±π／４又は±３π／４ラジア
ンだけ変更（又は変調）することである。この位相変化
（即ち、周波数偏差）の割合は、記号周期の中央付近の
方が記号周期の開始／終了よりも非常に大きい（ひいて
は、周波数偏差が大きい）が、１つの記号周期にわたる
平均周波数偏差はかなり小さい。例えば、ここに述べる
システムでは、記号値β及び記号周期Ｔに対する平均周
波数偏差Ｆ dev は、次の数１のようになる。
【００２２】
【数１】 但し、β＝±１及び±３等であり、Ｆsym ＝２１ｋＨｚ
である。
である。
【００２３】変調搬送波（１つの記号周期にわたりＦ
carrier ＋Ｆ dev の平均周波数を有する）が固定数の
サイクルを通して回転するに要する時間を測定すること
により、その記号周期にわたる送信記号値βが確立され
る。
carrier ＋Ｆ dev の平均周波数を有する）が固定数の
サイクルを通して回転するに要する時間を測定すること
により、その記号周期にわたる送信記号値βが確立され
る。
【００２４】搬送波の周波数をＦ carrier(４５０ｋＨ
ｚ）とすれば、１つの記号周期にわたり非変調キャリア
は、Ｆ carrier ／Ｆ ｓｙｍ＝４５０ｋ／２１ｋ＝２
１−３／７サイクルとなる。従って、変調搬送波（周波
数Ｆ carrier ＋Ｆ dev ）が厳密に２１のサイクル又
はＮ個のサイクル（但し、Ｎ＝（Ｆ carrier ／Ｆ ｓｙ
ｍ）−Δ（そしてΔ＝３／７）とする）を通して進むに
要する時間について考えると、Ｆ dev がＦ carrier
より相当に小さいので、次の数２のようになる。
ｚ）とすれば、１つの記号周期にわたり非変調キャリア
は、Ｆ carrier ／Ｆ ｓｙｍ＝４５０ｋ／２１ｋ＝２
１−３／７サイクルとなる。従って、変調搬送波（周波
数Ｆ carrier ＋Ｆ dev ）が厳密に２１のサイクル又
はＮ個のサイクル（但し、Ｎ＝（Ｆ carrier ／Ｆ ｓｙ
ｍ）−Δ（そしてΔ＝３／７）とする）を通して進むに
要する時間について考えると、Ｆ dev がＦ carrier
より相当に小さいので、次の数２のようになる。
【００２５】
【数２】 これに対し、非変調搬送波が厳密にＮ個のサイクルを通
して進むのに要する予想時間は、次の数３のようにな
る。
して進むのに要する予想時間は、次の数３のようにな
る。
【００２６】
【数３】
【００２７】従って、必要とされる（変調により）余分
な時間は、次の数４のようでなければならない。
な時間は、次の数４のようでなければならない。
【００２８】
【数４】
【００２９】従って、次の数５が成り立ちそしてこれを
無視できる事実を用いれば、次の数６が得られる。
無視できる事実を用いれば、次の数６が得られる。
【００３０】
【数５】
【００３１】
【数６】
【００３２】それ故、変調搬送波がＮ個（Ｎ＝２１）の
サイクルを通して進むのに要する時間を測定することに
より、その記号周期にわたる対応記号値βを確立するこ
とができる。時間インターバルの測定が使用され、クロ
ック周波数の周波数カウンタを用いて、効率的な分析が
行われる。
サイクルを通して進むのに要する時間を測定することに
より、その記号周期にわたる対応記号値βを確立するこ
とができる。時間インターバルの測定が使用され、クロ
ック周波数の周波数カウンタを用いて、効率的な分析が
行われる。
【００３３】ＡＳＩＣシステムクロックレートは１６．
８ＭＨｚである。従って、変調搬送波が２１サイクル
（４５０ｋＨｚ搬送波の）を経て回転するカウント数
（１６．８ＭＨｚクロックのサイクル数）は、次の数７
の通りでなければならない。
８ＭＨｚである。従って、変調搬送波が２１サイクル
（４５０ｋＨｚ搬送波の）を経て回転するカウント数
（１６．８ＭＨｚクロックのサイクル数）は、次の数７
の通りでなければならない。
【００３４】
【数７】 一方、同じ周期にわたる非変調搬送波の予想カウント数
は、次の数８の通りであり、そして数９がそれに対応す
る記号値を定める。
は、次の数８の通りであり、そして数９がそれに対応す
る記号値を定める。
【００３５】
【数８】
【００３６】
【数９】 これは、ほぼ５ビットの分解能を意味する。そのＢＥＲ
性能はコンピュータシュミレーションによって確認する
ことができる。原理的には、１６．８ＭＨｚの両縁をカ
ウントに使用でき、これは実際上分解能を２倍にする
が、実際にはクロックは厳密に５０／５０マーク／スペ
ースのデューティサイクルを常に保証することができな
いので、薦められない。
性能はコンピュータシュミレーションによって確認する
ことができる。原理的には、１６．８ＭＨｚの両縁をカ
ウントに使用でき、これは実際上分解能を２倍にする
が、実際にはクロックは厳密に５０／５０マーク／スペ
ースのデューティサイクルを常に保証することができな
いので、薦められない。
【００３７】全てのクロック（Ｆ counter 、Ｆ carr
ier 及びＦ sym ）は同じＰＰＭ周波数エラーを含むの
で、Ｎ conut 及びＮ ideal に対する上記の式ではク
ロックエラーが互いに打ち消し合う。これは、Ｆ coun
ter が厳密に１６．８ＭＨｚでなくてもこの方法が充分
機能することを意味する。
ier 及びＦ sym ）は同じＰＰＭ周波数エラーを含むの
で、Ｎ conut 及びＮ ideal に対する上記の式ではク
ロックエラーが互いに打ち消し合う。これは、Ｆ coun
ter が厳密に１６．８ＭＨｚでなくてもこの方法が充分
機能することを意味する。
【００３８】１６．８ＭＨｚのシステムクロックを使用
すると、１つの記号周期は厳密に８００サイクルとな
る。各記号値を発生するための次の動作は、Ｍaster cl
k ＭＯＤ８００＝０でスタートしなければならない。Ａ
ＳＩＣの実際の設計は以下のものとは異なるが、原理は
同じである。 １．カウンタは、記号周期が開始する前にゼロ（又は所
与の固定のＣＯ）にリセットされる。 ２．記号の開始後に（Ｍaster clk ＭＯＤ８００＝
０）、カウンタは、４５０ｋＨｚ搬送波の最初の縁（正
又は負、いずれが最初に生じるかによる）において始動
する（又はそれによってイネーブルされる）。 ３．カウンタは、４５０ｋＨｚ搬送波の４３番目の縁に
おいて停止し（又はそれによってディスエーブルされ、
厳密に２１の全サイクルを与える。初期値ＣＯを適当に
選択すれば、カウンタの内容がδＮに等しくなる。 例えば、７ビットカウンタを使用し、ＣＯ＝１１２であ
る場合には、カウンタの結果「０」は、７８４のＮ id
eal に対応し、そしてカウンタの結果は−６４ないし＋
６３の範囲となる。
すると、１つの記号周期は厳密に８００サイクルとな
る。各記号値を発生するための次の動作は、Ｍaster cl
k ＭＯＤ８００＝０でスタートしなければならない。Ａ
ＳＩＣの実際の設計は以下のものとは異なるが、原理は
同じである。 １．カウンタは、記号周期が開始する前にゼロ（又は所
与の固定のＣＯ）にリセットされる。 ２．記号の開始後に（Ｍaster clk ＭＯＤ８００＝
０）、カウンタは、４５０ｋＨｚ搬送波の最初の縁（正
又は負、いずれが最初に生じるかによる）において始動
する（又はそれによってイネーブルされる）。 ３．カウンタは、４５０ｋＨｚ搬送波の４３番目の縁に
おいて停止し（又はそれによってディスエーブルされ、
厳密に２１の全サイクルを与える。初期値ＣＯを適当に
選択すれば、カウンタの内容がδＮに等しくなる。 例えば、７ビットカウンタを使用し、ＣＯ＝１１２であ
る場合には、カウンタの結果「０」は、７８４のＮ id
eal に対応し、そしてカウンタの結果は−６４ないし＋
６３の範囲となる。
【００３９】あるときには、Ｍaster clk ＭＯＤ８００
が再び０になった後に４５０ｋＨｚ搬送波の４３番目の
縁に達することがあり、この場合は、現在記号に対する
動作を次の記号周期まで延長しなければならないことに
注意されたい。隣接記号間のこの「重畳」は、ＡＳＩＣ
を設計するときに考慮しなければならない。アナログ方
法とは対照的に、ここに述べるデジタル方法は、周波数
偏差信号を発生する個別の段をもたない。カウントプロ
セスは、これを積分及びダンプ動作と組み合わせて記号
周期にわたる位相変化を与え、１６．８ＭＨｚのカウン
トクロックは、ＱＰＳＫ信号の大きな周波数偏差をカバ
ーするに充分な広い周波数帯域を与えねばならない。そ
れ故、４５０ｋＨｚの限定されたＩＦ信号の発生に関す
る限り、従来のアナログＦＤシステムに比してＲＦに付
加的な要求が課せられてはならない。又、４５０ｋＨｚ
搬送波の全サイクルが使用されるので（２１サイク
ル）、非変調の４５０ｋＨｚ搬送波は、厳密に５０／５
０マーク／スペースのデューティサイクルをもつ必要が
ない。
が再び０になった後に４５０ｋＨｚ搬送波の４３番目の
縁に達することがあり、この場合は、現在記号に対する
動作を次の記号周期まで延長しなければならないことに
注意されたい。隣接記号間のこの「重畳」は、ＡＳＩＣ
を設計するときに考慮しなければならない。アナログ方
法とは対照的に、ここに述べるデジタル方法は、周波数
偏差信号を発生する個別の段をもたない。カウントプロ
セスは、これを積分及びダンプ動作と組み合わせて記号
周期にわたる位相変化を与え、１６．８ＭＨｚのカウン
トクロックは、ＱＰＳＫ信号の大きな周波数偏差をカバ
ーするに充分な広い周波数帯域を与えねばならない。そ
れ故、４５０ｋＨｚの限定されたＩＦ信号の発生に関す
る限り、従来のアナログＦＤシステムに比してＲＦに付
加的な要求が課せられてはならない。又、４５０ｋＨｚ
搬送波の全サイクルが使用されるので（２１サイク
ル）、非変調の４５０ｋＨｚ搬送波は、厳密に５０／５
０マーク／スペースのデューティサイクルをもつ必要が
ない。
【００４０】ここに述べたデジタル復調方法は、リミッ
タ−増幅器の出力のＩＦ信号を顧客設計のデジタルハー
ドウェア２６（ＡＳＩＣ）へ直接取り込み、そこで、周
波数弁別、積分及びダンプ機能を１つの単一段階で実行
するようにしたことにより、図１のアナログ弁別の欠点
を克服する。アナログ弁別回路１３を除去したのに加え
て、限定されたＩＦ信号が今やデジタルハードウェア２
６に直接供給されるので、１６で示すようなアナログ−
デジタルコンバータは不要となり、消費電力を更に節約
すると共に、受信器の物理的なサイズを減少し易くす
る。
タ−増幅器の出力のＩＦ信号を顧客設計のデジタルハー
ドウェア２６（ＡＳＩＣ）へ直接取り込み、そこで、周
波数弁別、積分及びダンプ機能を１つの単一段階で実行
するようにしたことにより、図１のアナログ弁別の欠点
を克服する。アナログ弁別回路１３を除去したのに加え
て、限定されたＩＦ信号が今やデジタルハードウェア２
６に直接供給されるので、１６で示すようなアナログ−
デジタルコンバータは不要となり、消費電力を更に節約
すると共に、受信器の物理的なサイズを減少し易くす
る。
【００４１】本発明は、位相シフトキーイングによって
変調されたもの以外の信号の変調にも適用できる。例え
ば、本発明は、全ての連続的な位相周波数シフトキーイ
ングシステムや幾つかの連続的位相変調システムにも適
用できる。
変調されたもの以外の信号の変調にも適用できる。例え
ば、本発明は、全ての連続的な位相周波数シフトキーイ
ングシステムや幾つかの連続的位相変調システムにも適
用できる。
【図１】公知技術による復調器を示す図である。
【図２】本発明による復調器のブロック回路図である。
【図３】復調器の動作を説明する波形図である。
【図４】ＱＰＳＫ変調を示す位相図である。
２０ 中間周波信号 ２２ リミッタ増幅器 ２４ 出力波形 ２６ システムデジタルハードウェア ２８ アナログ−デジタルコンバータ
Claims (10)
- 【請求項１】 記号周期を有するデジタル位相変調信号
であって１サイクル当たり２つのゼロ（又は所定振幅）
交差点を有する繰り返し波形である変調信号を復調する
方法において、上記変調信号が上記記号周期内に所定数
の交差点を実行するための時間を決定し、これにより決
定された時間を、非変調信号が所定回数のサイクルを実
行する時間と比較して、上記記号周期内に変調により信
号に与えられた移相を決定することにより、信号を復調
することを特徴とする方法。 - 【請求項２】 上記交差点の所定数は奇数であり、上記
信号は上記決定された時間内に整数回のサイクルを実行
する請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 上記位相変調信号は、多レベルの位相シ
フトキーイングにより変調される請求項の前記いずれか
に記載の方法。 - 【請求項４】 上記信号は、差動位相シフトキーイング
により変調される請求項３に記載の方法。 - 【請求項５】 上記信号は、直角位相シフトキーイング
により変調される請求項３又は４に記載の方法。 - 【請求項６】 上記変調信号は、復調を行うためのデジ
タル周波数弁別器を含むハードウェアへ直接供給される
請求項の前記いずれかに記載の方法。 - 【請求項７】 差動の直角位相シフトキーイングによっ
て変調された信号を復調する方法であって、この変調信
号の各記号周期には２ビットの情報がコード化されてお
りそしてこの変調信号はサイクル当たり２つのゼロ交差
点を有する繰り返し波形によって形成され、上記方法
は、 上記変調信号の周波数より実質的に周波数が高いシステ
ムクロックを用いて、上記変調信号が特定の記号周期内
に所定の奇数の交差点を実行するに要する時間中にクロ
ックパルスをカウントし、 この検出されたカウントから、非変調信号が所定数のサ
イクルを実行する時間に対応する基準カウントを減算す
ることによりカウント差を導出し、 このカウント差を用いて、４つの考えられる移相の１つ
を上記特定の周期に割り当て、これにより、 上記特定の記号周期にコード化されている上記２ビット
の情報を抽出することを特徴とする方法。 - 【請求項８】 記号周期にコード化された情報をもつデ
ジタル位相変調信号であって１サイクル当たり２つのゼ
ロ（又は所定振幅）交差点を有する繰り返し波形である
変調信号を復調する装置において、 上記変調信号が各記号周期内に所定数の交差点を実行す
るための時間を決定しそしてこの時間を、非変調信号が
記号周期内に所定数の交差点を実行するための時間に関
連させるタイミング手段と、 上記タイミング手段に応答して、情報を導出するために
各記号周期に移相を割り当てるための割り当て手段とを
備えたことを特徴とする装置。 - 【請求項９】 上記タイミング手段は、上記信号の周波
数よりも実質的に周波数が高いシステムクロックを備
え、このクロックのカウントが各記号周期にコード化さ
れた記号を表す請求項８に記載の装置。 - 【請求項１０】 上記タイミング手段及び割り当て手段
は、システムハードウェア(26)に含まれる請求項８又は
９に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9223931:8 | 1992-11-14 | ||
| GB9223931A GB2272613B (en) | 1992-11-14 | 1992-11-14 | Demodulation of a digital phase modulated signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224960A true JPH06224960A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3169755B2 JP3169755B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=10725116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28126593A Expired - Fee Related JP3169755B2 (ja) | 1992-11-14 | 1993-11-10 | デジタル位相変調信号を復調する方法及び装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5585761A (ja) |
| JP (1) | JP3169755B2 (ja) |
| GB (1) | GB2272613B (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2272613B (en) * | 1992-11-14 | 1996-04-17 | Nokia Mobile Phones Uk | Demodulation of a digital phase modulated signal |
| US5982821A (en) * | 1996-01-16 | 1999-11-09 | L-3 Communications | Frequency discriminator and method and receiver incorporating same |
| GB2328591B (en) * | 1997-08-21 | 2003-03-05 | Comm & Control Electronics Ltd | Local communication system and apparatus for use therein |
| US7298423B1 (en) * | 2004-11-29 | 2007-11-20 | Cirrus Logic, Inc. | Time based digital FM demodulator |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2047183B2 (de) * | 1970-09-24 | 1972-11-16 | Siemens AG, 1000 Berlin u. 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zur demodulation und phasendifferenzmodulierten datensignalen |
| FI53904C (fi) * | 1972-03-17 | 1978-08-10 | Nokia Oy Ab | Foerfarande foer demodulering av en differentialt fasmodulerad signal |
| US3818346A (en) * | 1972-10-12 | 1974-06-18 | J Fletcher | Differential phase-shift-keyed signal resolver |
| US4414675A (en) * | 1981-08-05 | 1983-11-08 | Motorola, Inc. | MSK and OK-QPSK signal demodulator |
| US4634990A (en) * | 1985-06-25 | 1987-01-06 | General Electric Company | Apparatus for demodulating differential phase shift keyed signals |
| US4879728A (en) * | 1989-01-31 | 1989-11-07 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | DPSK carrier acquisition and tracking arrangement |
| EP0434355A3 (en) * | 1989-12-18 | 1993-02-24 | Nec Corporation | Differential phase demodulator for psk-modulated signals |
| KR960014411B1 (ko) * | 1991-12-13 | 1996-10-15 | 모토로라 인코포레이티드 | 직접 위상 계수화 장치 및 방법 |
| GB2272613B (en) * | 1992-11-14 | 1996-04-17 | Nokia Mobile Phones Uk | Demodulation of a digital phase modulated signal |
-
1992
- 1992-11-14 GB GB9223931A patent/GB2272613B/en not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-11-10 JP JP28126593A patent/JP3169755B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-11-12 US US08/152,049 patent/US5585761A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5585761A (en) | 1996-12-17 |
| JP3169755B2 (ja) | 2001-05-28 |
| GB2272613B (en) | 1996-04-17 |
| GB2272613A (en) | 1994-05-18 |
| GB9223931D0 (en) | 1993-01-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2142205C1 (ru) | Двухрежимная система связи с частотной модуляцией и с множественным доступом с кодовым разделением каналов | |
| EP0910913B1 (en) | Method and apparatus for compensating for a varying d.c. offset in a sampled signal | |
| US4290140A (en) | Combined coherent frequency and phase shift keying modulation system | |
| CN1175328A (zh) | 数字补偿的直接转换接收器 | |
| JP2001086171A (ja) | 自動変調方式識別装置及び自動変調方式識別方法 | |
| US8275077B1 (en) | Coherent demodulation of ais-GMSK signals in co-channel | |
| US7477707B2 (en) | Computationally efficient demodulation for differential phase shift keying | |
| US5093848A (en) | Method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| US6038268A (en) | Direct conversion FSK signal radio receiver | |
| US6823026B2 (en) | Apparatus and method for baseband detection | |
| US8625720B2 (en) | Demodulation of a digitally frequency-modulated analog received signal by evaluation of the time intervals between the zero crossings | |
| US9106485B1 (en) | System and method for FSK demodulation | |
| US10924311B1 (en) | Multi-standard BCPM demodulator using Viterbi algorithm | |
| US6233254B1 (en) | Use of feature characteristics including times of occurrence to represent independent bit streams or groups of bits in data transmission systems | |
| JP3169755B2 (ja) | デジタル位相変調信号を復調する方法及び装置 | |
| WO2000005834A1 (en) | Carrier frequency estimator for a signal receiver | |
| Nolan et al. | Signal space based adaptive modulation for software radio | |
| GB1594320A (en) | Method and device for measuring the difference in envelope delay at the extreme frequences of channel passband in a data transmission system | |
| JP3850887B2 (ja) | 位相変調信号に使用する方法及び装置 | |
| Nolan et al. | Modulation scheme recognition techniques for software radio on a general purpose processor platform | |
| JP3595478B2 (ja) | 周波数偏差検出器および周波数偏差検出方法 | |
| KR100814738B1 (ko) | 컴퓨터 판독 가능 기록 매체, 신호 송수신 장치 및 그 방법 | |
| US20060008033A1 (en) | Demodulation of a frequency-modulated received signal by mapping the zero crossings to a sequence of parameter values | |
| CN104580047A (zh) | 一种fsk解调的软件实现方法 | |
| JP2004129207A (ja) | 復調方法及び復調器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010205 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080316 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090316 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |