JPH06225538A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH06225538A JPH06225538A JP5011118A JP1111893A JPH06225538A JP H06225538 A JPH06225538 A JP H06225538A JP 5011118 A JP5011118 A JP 5011118A JP 1111893 A JP1111893 A JP 1111893A JP H06225538 A JPH06225538 A JP H06225538A
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- JP
- Japan
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- inductor
- capacitor
- full
- diode
- circuit
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】電源投入時の突入電流が流れず、入力力率が高
く、高調波電流の抑制ができ、スイッチング素子数が少
なく、小型軽量で安価で且つ電気雑音の発生が少なく、
回路効率の高いインバータ装置を提供する。 【構成】全波整流回路ＤＢの出力をスイッチング手段Ｓ
１で断続し、インダクタＬ１に蓄積したエネルギーをス
イッチング手段Ｓ２を介してコンデンサＣ１に放出す
る。コンデンサＣ１に電源から流れ込む電流はスイッチ
ング手段Ｓ３により遮断する。負荷電流はインダクタＬ
２とコンデンサＣ０により共振電流とする。 【効果】入力電流歪みを低減し、入力力率を高くでき
る。電源オン時の突入電流は流れない。高周波ノイズが
低減され、スイッチング損失が低減され、回路効率が高
くなり、放熱板等が不要となることにより安価で小型に
構成できる。
く、高調波電流の抑制ができ、スイッチング素子数が少
なく、小型軽量で安価で且つ電気雑音の発生が少なく、
回路効率の高いインバータ装置を提供する。 【構成】全波整流回路ＤＢの出力をスイッチング手段Ｓ
１で断続し、インダクタＬ１に蓄積したエネルギーをス
イッチング手段Ｓ２を介してコンデンサＣ１に放出す
る。コンデンサＣ１に電源から流れ込む電流はスイッチ
ング手段Ｓ３により遮断する。負荷電流はインダクタＬ
２とコンデンサＣ０により共振電流とする。 【効果】入力電流歪みを低減し、入力力率を高くでき
る。電源オン時の突入電流は流れない。高周波ノイズが
低減され、スイッチング損失が低減され、回路効率が高
くなり、放熱板等が不要となることにより安価で小型に
構成できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を入力とする
スイッチング式のインバータ装置に関するものであり、
さらに詳しくは、電源投入時の突入電流の防止と入力力
率の改善並びに入力電流の高調波歪対策に関するもので
ある。
スイッチング式のインバータ装置に関するものであり、
さらに詳しくは、電源投入時の突入電流の防止と入力力
率の改善並びに入力電流の高調波歪対策に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】図１９は特願平４−３８２１２号として
提案された電源装置の回路図である。以下、その回路構
成について説明する。交流電源Ｖｓは電源スイッチＳＷ
を介して全波整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流回路ＤＢの交流入力端子には、フィルタ
用の小容量のコンデンサＣｆが並列接続されている。全
波整流回路ＤＢの直流出力端子には、スイッチング素子
Ｑ１を介してインダクタＬ１が接続されている。インダ
クタＬ１の両端には、逆流阻止用のダイオードＤ２を介
して平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。高周波
トランスＴの１次巻線Ｎ１は、ダイオードＤ３とスイッ
チング素子Ｑ１を介してコンデンサＣ１の両端に接続さ
れている。高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２には、ダイ
オードＤ０とインダクタＬ０の直列回路を介してコンデ
ンサＣ５と負荷Ｚの並列回路が接続されている。インダ
クタＬ０とコンデンサＣ５の直列回路には、ダイオード
Ｄ１が図示された極性で接続されている。なお、特に図
示していないが、スイッチング素子Ｑ１の両端には、ス
ナバ回路が接続されている。
提案された電源装置の回路図である。以下、その回路構
成について説明する。交流電源Ｖｓは電源スイッチＳＷ
を介して全波整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されて
いる。全波整流回路ＤＢの交流入力端子には、フィルタ
用の小容量のコンデンサＣｆが並列接続されている。全
波整流回路ＤＢの直流出力端子には、スイッチング素子
Ｑ１を介してインダクタＬ１が接続されている。インダ
クタＬ１の両端には、逆流阻止用のダイオードＤ２を介
して平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。高周波
トランスＴの１次巻線Ｎ１は、ダイオードＤ３とスイッ
チング素子Ｑ１を介してコンデンサＣ１の両端に接続さ
れている。高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２には、ダイ
オードＤ０とインダクタＬ０の直列回路を介してコンデ
ンサＣ５と負荷Ｚの並列回路が接続されている。インダ
クタＬ０とコンデンサＣ５の直列回路には、ダイオード
Ｄ１が図示された極性で接続されている。なお、特に図
示していないが、スイッチング素子Ｑ１の両端には、ス
ナバ回路が接続されている。
【０００３】図１９の回路の動作波形を図２０に示し
た。図中、Ｉ１はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流波
形、Ｉ２はダイオードＤ２に流れる電流波形である。ス
イッチング素子Ｑ１がＯＮすると、全波整流回路ＤＢの
整流出力電圧がインダクタＬ１に印加される。インダク
タＬ１のインダクタンス値をＬとし、全波整流回路ＤＢ
の整流出力電圧をＶｄ、スイッチング素子Ｑ１のオン電
圧をＶｓとすると、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１
は、ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄ−Ｖｓ）／Ｌの傾きで直線的に
増加する。
た。図中、Ｉ１はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流波
形、Ｉ２はダイオードＤ２に流れる電流波形である。ス
イッチング素子Ｑ１がＯＮすると、全波整流回路ＤＢの
整流出力電圧がインダクタＬ１に印加される。インダク
タＬ１のインダクタンス値をＬとし、全波整流回路ＤＢ
の整流出力電圧をＶｄ、スイッチング素子Ｑ１のオン電
圧をＶｓとすると、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１
は、ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄ−Ｖｓ）／Ｌの傾きで直線的に
増加する。
【０００４】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする
と、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーがダイ
オードＤ２を介してコンデンサＣ１に放出され、コンデ
ンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１に充電される電
圧は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を制御すること
により増減できる。
と、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーがダイ
オードＤ２を介してコンデンサＣ１に放出され、コンデ
ンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１に充電される電
圧は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を制御すること
により増減できる。
【０００５】次に、コンデンサＣ１が充電された状態で
スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、コンデンサＣ１か
ら高周波トランスＴの１次巻線Ｎ１、ダイオードＤ３、
スイッチング素子Ｑ１を介して電流が流れる。このと
き、高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２にはダイオードＤ
０を順バイアスする極性の電圧が発生する。このため、
ダイオードＤ０が導通し、インダクタＬ０を介してコン
デンサＣ５と負荷Ｚの並列回路に電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ１がＯＮすると、コンデンサＣ１か
ら高周波トランスＴの１次巻線Ｎ１、ダイオードＤ３、
スイッチング素子Ｑ１を介して電流が流れる。このと
き、高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２にはダイオードＤ
０を順バイアスする極性の電圧が発生する。このため、
ダイオードＤ０が導通し、インダクタＬ０を介してコン
デンサＣ５と負荷Ｚの並列回路に電流が流れる。
【０００６】次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする
と、高周波トランスＴの１次巻線Ｎ１には逆起電力が発
生する。このとき、高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２に
はダイオードＤ０を逆バイアスする極性の電圧が発生す
る。このため、ダイオードＤ０は非導通状態となり、イ
ンダクタＬ０に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１
を介してコンデンサＣ５と負荷Ｚの並列回路に放出され
る。したがって、負荷Ｚの両端電圧のリップルは少なく
なる。なお、コンデンサＣ５に充電された電圧は、スイ
ッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を制御することにより増減
できる。
と、高周波トランスＴの１次巻線Ｎ１には逆起電力が発
生する。このとき、高周波トランスＴの２次巻線Ｎ２に
はダイオードＤ０を逆バイアスする極性の電圧が発生す
る。このため、ダイオードＤ０は非導通状態となり、イ
ンダクタＬ０に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１
を介してコンデンサＣ５と負荷Ｚの並列回路に放出され
る。したがって、負荷Ｚの両端電圧のリップルは少なく
なる。なお、コンデンサＣ５に充電された電圧は、スイ
ッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を制御することにより増減
できる。
【０００７】この従来例では、チョッパー回路を有して
いることにより、入力力率が高力率であり、また、コン
デンサＣｆのようなローパスフィルタを入力側に採用す
ることにより、入力電流の高調波成分が少ない。さら
に、ダイオードＤ３が挿入されているので、電源投入時
に商用交流電源ＶｓからインダクタＬ１を介してコンデ
ンサＣ１に突入電流（インラッシュ・カレント）が流れ
ないという利点がある。しかしながら、この従来例で
は、共振インバータとなっておらず、スイッチング素子
の両端電圧波形と電流波形は、拡大すると図２１のよう
になっている。スイッチング素子Ｑ１の立上り及び立下
り特性によって、波形変化に遅れがあり、スイッチング
素子Ｑ１のオフ時とオン時には、斜線で示すように電圧
波形と電流波形の重なった部分がある。この重なった部
分がスイッチング時の電力損であり、その損失も大き
く、回路効率が悪くなり、発熱量が多くなって、放熱対
策が必要となる。このため、スイッチング素子に放熱板
を設ける等の構造上の工夫が必要となり、寸法が大きく
なると共に、高価になるという欠点がある。また、スイ
ッチング素子Ｑ１のオン／オフ時に発生する急峻な電圧
の立上り／立下りによって、高周波成分の電気雑音が発
生する不都合もある。特に、放電灯負荷を矩形波点灯し
た場合、ランプへの配線及びランプ自体がアンテナとな
り、高周波ノイズを放射する。これを防ぐべく、ランプ
等を電磁シールドすることも考えられるが、コストの増
加と明るさの低下等の点で好ましくない。
いることにより、入力力率が高力率であり、また、コン
デンサＣｆのようなローパスフィルタを入力側に採用す
ることにより、入力電流の高調波成分が少ない。さら
に、ダイオードＤ３が挿入されているので、電源投入時
に商用交流電源ＶｓからインダクタＬ１を介してコンデ
ンサＣ１に突入電流（インラッシュ・カレント）が流れ
ないという利点がある。しかしながら、この従来例で
は、共振インバータとなっておらず、スイッチング素子
の両端電圧波形と電流波形は、拡大すると図２１のよう
になっている。スイッチング素子Ｑ１の立上り及び立下
り特性によって、波形変化に遅れがあり、スイッチング
素子Ｑ１のオフ時とオン時には、斜線で示すように電圧
波形と電流波形の重なった部分がある。この重なった部
分がスイッチング時の電力損であり、その損失も大き
く、回路効率が悪くなり、発熱量が多くなって、放熱対
策が必要となる。このため、スイッチング素子に放熱板
を設ける等の構造上の工夫が必要となり、寸法が大きく
なると共に、高価になるという欠点がある。また、スイ
ッチング素子Ｑ１のオン／オフ時に発生する急峻な電圧
の立上り／立下りによって、高周波成分の電気雑音が発
生する不都合もある。特に、放電灯負荷を矩形波点灯し
た場合、ランプへの配線及びランプ自体がアンテナとな
り、高周波ノイズを放射する。これを防ぐべく、ランプ
等を電磁シールドすることも考えられるが、コストの増
加と明るさの低下等の点で好ましくない。
【０００８】次に、特開平１−１６０３６７号公報に記
載されたインバータ装置によれば、電源投入時のインラ
ッシュ電流を防止し、且つ高入力力率の一石式共振イン
バータとなっているが、負荷への供給電圧が交流電源の
入力周波数に同期したリップル成分を持っているので、
完全にフラットなリップル無しの安定した電圧となら
ず、放電灯が負荷である場合には、光出力がちらつきを
含むという問題がある。また、特開平４−１２７８７５
号公報に記載されたインバータ装置は共振インバータと
なっていない。
載されたインバータ装置によれば、電源投入時のインラ
ッシュ電流を防止し、且つ高入力力率の一石式共振イン
バータとなっているが、負荷への供給電圧が交流電源の
入力周波数に同期したリップル成分を持っているので、
完全にフラットなリップル無しの安定した電圧となら
ず、放電灯が負荷である場合には、光出力がちらつきを
含むという問題がある。また、特開平４−１２７８７５
号公報に記載されたインバータ装置は共振インバータと
なっていない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、電源投入時の突入電流が流れず、入力力率が高
く、入力側にローパスフィルタを入れることにより、高
調波電流の抑制ができ、スイッチング素子数が少なく、
小型軽量で安価で且つ電気雑音の発生が少なく、回路効
率の高いインバータ装置を提供することにある。
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、電源投入時の突入電流が流れず、入力力率が高
く、入力側にローパスフィルタを入れることにより、高
調波電流の抑制ができ、スイッチング素子数が少なく、
小型軽量で安価で且つ電気雑音の発生が少なく、回路効
率の高いインバータ装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを全波整流する全波整流回路ＤＢ
と、全波整流回路ＤＢの直流出力を高周波的に断続させ
る第１のスイッチング手段Ｓ１と、第１のスイッチング
手段Ｓ１を介して全波整流回路ＤＢの直流出力端に接続
された第１のインダクタＬ１と、第１のスイッチング手
段Ｓ１と交互にオン・オフされる第２のスイッチング手
段Ｓ２と、第１のインダクタＬ１に第２のスイッチング
手段Ｓ２を介して接続された平滑用の第１のコンデンサ
Ｃ１と、第１のスイッチング手段Ｓ１と第３のスイッチ
ング手段Ｓ３を介して第１のコンデンサＣ１に接続され
た第２のインダクタＬ２と、第２のインダクタＬ２と共
振するように接続された第２のコンデンサＣ０と、第２
のコンデンサＣ０の共振電圧を受けて駆動される負荷回
路Ｚとからなり、第３のスイッチング手段Ｓ３は全波整
流回路ＤＢから平滑用の第１のコンデンサＣ１に流れる
電流を阻止するように構成されていることを特徴とする
ものである。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを全波整流する全波整流回路ＤＢ
と、全波整流回路ＤＢの直流出力を高周波的に断続させ
る第１のスイッチング手段Ｓ１と、第１のスイッチング
手段Ｓ１を介して全波整流回路ＤＢの直流出力端に接続
された第１のインダクタＬ１と、第１のスイッチング手
段Ｓ１と交互にオン・オフされる第２のスイッチング手
段Ｓ２と、第１のインダクタＬ１に第２のスイッチング
手段Ｓ２を介して接続された平滑用の第１のコンデンサ
Ｃ１と、第１のスイッチング手段Ｓ１と第３のスイッチ
ング手段Ｓ３を介して第１のコンデンサＣ１に接続され
た第２のインダクタＬ２と、第２のインダクタＬ２と共
振するように接続された第２のコンデンサＣ０と、第２
のコンデンサＣ０の共振電圧を受けて駆動される負荷回
路Ｚとからなり、第３のスイッチング手段Ｓ３は全波整
流回路ＤＢから平滑用の第１のコンデンサＣ１に流れる
電流を阻止するように構成されていることを特徴とする
ものである。
【００１１】
【作用】本発明では、交流電源Ｖｓの交流電圧を全波整
流回路ＤＢにより全波整流し、その出力電圧をスイッチ
ング手段Ｓ１により高周波的に断続して第１のインダク
タＬ１に印加することにより電磁エネルギーを蓄積し、
この電磁エネルギーを第２のスイッチング手段Ｓ２を介
して平滑用の第１のコンデンサＣ１に放出しているの
で、交流電源Ｖｓからの入力電流が流れている期間を長
くすることができ、入力電流歪みを低減し、入力力率を
高くすることができるものである。また、全波整流回路
ＤＢの直流出力端子から平滑用のコンデンサＣ１に直接
的に電流が流れ込む経路は第３のスイッチング手段Ｓ３
により遮断されるので、電源スイッチＳＷをオンしたと
きの突入電流は流れない。さらに、負荷電流は第２のイ
ンダクタＬ２と第２のコンデンサＣ０により共振電流と
なるので、高周波ノイズが低減されると共に、スイッチ
ング損失が低減され、回路効率が高くなり、放熱板等が
不要となることにより安価で小型に構成できるものであ
る。
流回路ＤＢにより全波整流し、その出力電圧をスイッチ
ング手段Ｓ１により高周波的に断続して第１のインダク
タＬ１に印加することにより電磁エネルギーを蓄積し、
この電磁エネルギーを第２のスイッチング手段Ｓ２を介
して平滑用の第１のコンデンサＣ１に放出しているの
で、交流電源Ｖｓからの入力電流が流れている期間を長
くすることができ、入力電流歪みを低減し、入力力率を
高くすることができるものである。また、全波整流回路
ＤＢの直流出力端子から平滑用のコンデンサＣ１に直接
的に電流が流れ込む経路は第３のスイッチング手段Ｓ３
により遮断されるので、電源スイッチＳＷをオンしたと
きの突入電流は流れない。さらに、負荷電流は第２のイ
ンダクタＬ２と第２のコンデンサＣ０により共振電流と
なるので、高周波ノイズが低減されると共に、スイッチ
ング損失が低減され、回路効率が高くなり、放熱板等が
不要となることにより安価で小型に構成できるものであ
る。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖｓは
電源スイッチＳＷを介して全波整流回路ＤＢの交流入力
端子に接続されている。全波整流回路ＤＢの交流入力端
子には、フィルタ用の小容量のコンデンサＣｆが並列接
続されている。全波整流回路ＤＢの直流出力端子には、
スイッチング手段Ｓ１を介してインダクタＬ１が接続さ
れている。インダクタＬ１の両端には、スイッチング手
段Ｑ２を介して平滑用のコンデンサＣ１が接続されてい
る。インダクタＬ２は、スイッチング手段Ｓ３とＳ１を
介してコンデンサＣ１の両端に接続されている。スイッ
チング手段Ｓ３とＳ１の直列回路には、コンデンサＣ０
と負荷Ｚの並列回路が接続されている。インダクタＬ２
とコンデンサＣ０はスイッチング手段Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３
の動作周波数で共振するように定数を設定され、負荷Ｚ
はコンデンサＣ０の両端より電力を供給されるように接
続されている。負荷Ｚは、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ０の共振を大きく損なわないインピーダンス値に設定
されている。なお、フリーホイル電流が流れるときに、
電解コンデンサＣ１の高周波に対する内部インピーダン
スが高いので、平滑用のコンデンサＣ１の両端には、高
周波バイパス用のコンデンサＣｈを並列接続しても良
い。
以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖｓは
電源スイッチＳＷを介して全波整流回路ＤＢの交流入力
端子に接続されている。全波整流回路ＤＢの交流入力端
子には、フィルタ用の小容量のコンデンサＣｆが並列接
続されている。全波整流回路ＤＢの直流出力端子には、
スイッチング手段Ｓ１を介してインダクタＬ１が接続さ
れている。インダクタＬ１の両端には、スイッチング手
段Ｑ２を介して平滑用のコンデンサＣ１が接続されてい
る。インダクタＬ２は、スイッチング手段Ｓ３とＳ１を
介してコンデンサＣ１の両端に接続されている。スイッ
チング手段Ｓ３とＳ１の直列回路には、コンデンサＣ０
と負荷Ｚの並列回路が接続されている。インダクタＬ２
とコンデンサＣ０はスイッチング手段Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３
の動作周波数で共振するように定数を設定され、負荷Ｚ
はコンデンサＣ０の両端より電力を供給されるように接
続されている。負荷Ｚは、インダクタＬ２とコンデンサ
Ｃ０の共振を大きく損なわないインピーダンス値に設定
されている。なお、フリーホイル電流が流れるときに、
電解コンデンサＣ１の高周波に対する内部インピーダン
スが高いので、平滑用のコンデンサＣ１の両端には、高
周波バイパス用のコンデンサＣｈを並列接続しても良
い。
【００１３】図１の回路の動作波形を図２に示した。図
中、（ａ）はスイッチング手段Ｓ１の制御信号の波形、
（ｂ）はスイッチング手段Ｓ２の制御信号の波形、
（ｃ），（ｄ）はスイッチング手段Ｓ３の制御信号の波
形である。図２（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチ
ング手段Ｓ１とＳ２は、交互にオン／オフ駆動される。
まず、スイッチング手段Ｓ１がオン、スイッチング手段
Ｓ２がオフのときには、全波整流回路ＤＢの整流出力電
圧がインダクタＬ１に印加されて、インダクタＬ１に電
磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング手段Ｓ
１がオフ、スイッチング手段Ｓ２がオンのときには、イ
ンダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーがスイッチン
グ手段Ｓ２を介してコンデンサＣ１に放出され、コンデ
ンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１に充電される電
圧は、スイッチング手段Ｓ１のＯＮ時間を制御すること
により増減できる。
中、（ａ）はスイッチング手段Ｓ１の制御信号の波形、
（ｂ）はスイッチング手段Ｓ２の制御信号の波形、
（ｃ），（ｄ）はスイッチング手段Ｓ３の制御信号の波
形である。図２（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチ
ング手段Ｓ１とＳ２は、交互にオン／オフ駆動される。
まず、スイッチング手段Ｓ１がオン、スイッチング手段
Ｓ２がオフのときには、全波整流回路ＤＢの整流出力電
圧がインダクタＬ１に印加されて、インダクタＬ１に電
磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング手段Ｓ
１がオフ、スイッチング手段Ｓ２がオンのときには、イ
ンダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーがスイッチン
グ手段Ｓ２を介してコンデンサＣ１に放出され、コンデ
ンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１に充電される電
圧は、スイッチング手段Ｓ１のＯＮ時間を制御すること
により増減できる。
【００１４】次に、コンデンサＣ１が充電された状態で
スイッチング手段Ｓ１がオンすると、スイッチング手段
Ｓ３がオンであれば、コンデンサＣ１の電圧がインダク
タＬ２に印加される。また、スイッチング手段Ｓ１がオ
フすると、インダクタＬ２とコンデンサＣ０の共振回路
に共振電流が流れる。このように、スイッチング手段Ｓ
１は、インダクタＬ２、コンデンサＣ０及び負荷Ｚで構
成される一石共振インバータ回路のスイッチング手段と
して使用されると共に、交流電源Ｖｓ、全波整流回路Ｄ
Ｂ、インダクタＬ１、スイッチング手段Ｓ２、コンデン
サＣ１で構成されるチョッパー回路のスイッチング手段
として共用されている。
スイッチング手段Ｓ１がオンすると、スイッチング手段
Ｓ３がオンであれば、コンデンサＣ１の電圧がインダク
タＬ２に印加される。また、スイッチング手段Ｓ１がオ
フすると、インダクタＬ２とコンデンサＣ０の共振回路
に共振電流が流れる。このように、スイッチング手段Ｓ
１は、インダクタＬ２、コンデンサＣ０及び負荷Ｚで構
成される一石共振インバータ回路のスイッチング手段と
して使用されると共に、交流電源Ｖｓ、全波整流回路Ｄ
Ｂ、インダクタＬ１、スイッチング手段Ｓ２、コンデン
サＣ１で構成されるチョッパー回路のスイッチング手段
として共用されている。
【００１５】次に、スイッチング手段Ｓ３については、
図２（ｃ）又は（ｄ）に示すように、２通りの制御方式
がある。図２（ｃ）のように、スイッチング手段Ｓ３が
スイッチング手段Ｓ１と同期してオン・オフ動作する場
合には、電源投入時のコンデンサＣ１へのインラッシュ
電流を防ぐことができる。すなわち、スイッチング手段
Ｓ３がオンされるときには、スイッチング手段Ｓ１がオ
ンされているので、スイッチング手段Ｓ３とインダクタ
Ｌ２を介してコンデンサＣ１にインラッシュ電流が流れ
ることはない。また、スイッチング手段Ｓ１がオフした
ときには、スイッチング手段Ｓ３もオフされているの
で、スイッチング手段Ｓ３とインダクタＬ２を介してコ
ンデンサＣ１にインラッシュ電流が流れることはない。
また、図２（ｄ）のように、コンデンサＣ１がスイッチ
ング手段Ｓ１、インダクタＬ１、スイッチング手段Ｓ２
のチョッパー動作により充分に充電されるのに要する時
間ｔ 0 の経過後にスイッチング手段Ｓ３がオンする場合
には、コンデンサＣ１は予め充電された後なので、交流
電源Ｖｓから全波整流回路ＤＢ、スイッチング手段Ｓ
３、インダクタＬ２、コンデンサＣ１、インダクタＬ
１、全波整流回路ＤＢの経路で流れる電流は抑制され、
インラッシュ電流を防ぐことができる。
図２（ｃ）又は（ｄ）に示すように、２通りの制御方式
がある。図２（ｃ）のように、スイッチング手段Ｓ３が
スイッチング手段Ｓ１と同期してオン・オフ動作する場
合には、電源投入時のコンデンサＣ１へのインラッシュ
電流を防ぐことができる。すなわち、スイッチング手段
Ｓ３がオンされるときには、スイッチング手段Ｓ１がオ
ンされているので、スイッチング手段Ｓ３とインダクタ
Ｌ２を介してコンデンサＣ１にインラッシュ電流が流れ
ることはない。また、スイッチング手段Ｓ１がオフした
ときには、スイッチング手段Ｓ３もオフされているの
で、スイッチング手段Ｓ３とインダクタＬ２を介してコ
ンデンサＣ１にインラッシュ電流が流れることはない。
また、図２（ｄ）のように、コンデンサＣ１がスイッチ
ング手段Ｓ１、インダクタＬ１、スイッチング手段Ｓ２
のチョッパー動作により充分に充電されるのに要する時
間ｔ 0 の経過後にスイッチング手段Ｓ３がオンする場合
には、コンデンサＣ１は予め充電された後なので、交流
電源Ｖｓから全波整流回路ＤＢ、スイッチング手段Ｓ
３、インダクタＬ２、コンデンサＣ１、インダクタＬ
１、全波整流回路ＤＢの経路で流れる電流は抑制され、
インラッシュ電流を防ぐことができる。
【００１６】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例は、図１の実施例を具体化したものであ
る。図中、Ｑ１はスイッチング素子であり、パワーバイ
ポーラトランジスタ又はパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ
等よりなる。また、Ｄ２，Ｄ３はダイオードであり、そ
れぞれスイッチング手段Ｓ２，Ｓ３として使用されてい
る。ダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ１の直列回路
には、ダイオードＤ４を逆並列接続することが好まし
い。このダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ１への
逆バイアス電圧の印加を防ぐ作用を有するものであり、
スイッチング素子Ｑ１の劣化防止又はインバータの設計
自由度の拡大のために挿入する場合がある。
る。本実施例は、図１の実施例を具体化したものであ
る。図中、Ｑ１はスイッチング素子であり、パワーバイ
ポーラトランジスタ又はパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ
等よりなる。また、Ｄ２，Ｄ３はダイオードであり、そ
れぞれスイッチング手段Ｓ２，Ｓ３として使用されてい
る。ダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ１の直列回路
には、ダイオードＤ４を逆並列接続することが好まし
い。このダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ１への
逆バイアス電圧の印加を防ぐ作用を有するものであり、
スイッチング素子Ｑ１の劣化防止又はインバータの設計
自由度の拡大のために挿入する場合がある。
【００１７】以下、本回路の動作について説明する。電
源スイッチＳＷを投入したときの入力インラッシュ電流
は、全波整流回路ＤＢ、ダイオードＤ３、インダクタＬ
２、コンデンサＣ１、インダクタＬ１の経路で流れよう
とするが、ダイオードＤ３により阻止されるので、この
経路でのインラッシュ電流は流れない。また、全波整流
回路ＤＢ、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、ダ
イオードＤ２、平滑コンデンサＣ１でチョッパー回路を
構成したので、高入力力率を確保することができ、さら
に、電源入力端子側にコンデンサＣｆのようなローパス
フィルタを挿入することにより、入力電流が平滑化され
て正弦波となり、高調波電流が低減される。
源スイッチＳＷを投入したときの入力インラッシュ電流
は、全波整流回路ＤＢ、ダイオードＤ３、インダクタＬ
２、コンデンサＣ１、インダクタＬ１の経路で流れよう
とするが、ダイオードＤ３により阻止されるので、この
経路でのインラッシュ電流は流れない。また、全波整流
回路ＤＢ、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、ダ
イオードＤ２、平滑コンデンサＣ１でチョッパー回路を
構成したので、高入力力率を確保することができ、さら
に、電源入力端子側にコンデンサＣｆのようなローパス
フィルタを挿入することにより、入力電流が平滑化され
て正弦波となり、高調波電流が低減される。
【００１８】図３の回路の動作波形図を図４及び図５に
示した。図中、ｖ0 は放電灯ＦＬの両端電圧、ｉ0 はコ
ンデンサＣ０に流れる電流、ｉ4 はダイオードＤ４の逆
方向電流、ｉ3 はダイオードＤ３の順方向電流、ｉ2 は
ダイオードＤ２の順方向電流、ｉ1 は全波整流回路ＤＢ
の出力電流である。また、（ａ）は放電灯ＦＬの両端電
圧ｖ0 、（ｂ）はインバータ部の各部の電流波形、
（ｃ）はチョッパー部の各部の電流波形である。負荷Ｚ
のインピーダンス値は、共振系の条件を損なわない程度
の値としているので、負荷Ｚに流れる電流は、ほぼコン
デンサＣ０に流れる電流ｉ0 と同様な波形となる。負荷
Ｚには休止区間を有する電流が流れ、高周波の半波電流
が供給される。図４はフリーホイル電流を流すダイオー
ドＤ４が有る場合の動作波形図である。スイッチング素
子Ｑ１とダイオードＤ３の直列接続回路の両端電圧ｖ0
は、インダクタＬ２とコンデンサＣ０の共振によって、
正弦波半波となる。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流
はｉ1 とｉ3 の波形を加えたもので、この電流（ｉ1 ＋
ｉ3 ）と電圧ｖ0 の重なりの度合いは少なく、スイッチ
ングＱ１の損失は矩形波点灯の場合に比べて大幅に少な
くなっている。また、電圧ｖ0 の立上り、立下りも急峻
でないので、高周波ノイズの発生も抑制されていること
が分かる。
示した。図中、ｖ0 は放電灯ＦＬの両端電圧、ｉ0 はコ
ンデンサＣ０に流れる電流、ｉ4 はダイオードＤ４の逆
方向電流、ｉ3 はダイオードＤ３の順方向電流、ｉ2 は
ダイオードＤ２の順方向電流、ｉ1 は全波整流回路ＤＢ
の出力電流である。また、（ａ）は放電灯ＦＬの両端電
圧ｖ0 、（ｂ）はインバータ部の各部の電流波形、
（ｃ）はチョッパー部の各部の電流波形である。負荷Ｚ
のインピーダンス値は、共振系の条件を損なわない程度
の値としているので、負荷Ｚに流れる電流は、ほぼコン
デンサＣ０に流れる電流ｉ0 と同様な波形となる。負荷
Ｚには休止区間を有する電流が流れ、高周波の半波電流
が供給される。図４はフリーホイル電流を流すダイオー
ドＤ４が有る場合の動作波形図である。スイッチング素
子Ｑ１とダイオードＤ３の直列接続回路の両端電圧ｖ0
は、インダクタＬ２とコンデンサＣ０の共振によって、
正弦波半波となる。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流
はｉ1 とｉ3 の波形を加えたもので、この電流（ｉ1 ＋
ｉ3 ）と電圧ｖ0 の重なりの度合いは少なく、スイッチ
ングＱ１の損失は矩形波点灯の場合に比べて大幅に少な
くなっている。また、電圧ｖ0 の立上り、立下りも急峻
でないので、高周波ノイズの発生も抑制されていること
が分かる。
【００１９】図５はフリーホイル電流を流すダイオード
Ｄ４が無い場合の動作波形図である。この場合には、ス
イッチング素子Ｑ１とダイオードＤ３の直列接続回路の
両端電圧ｖ0 が負電圧になる部分、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ１に逆電圧を印加する期間が存在することが分
かる。スイッチング素子Ｑ１への逆バイアス電圧の印加
に留意すれば、ダイオードＤ４を省略できるので、部品
数を少なくでき、コストの面でも有利である。
Ｄ４が無い場合の動作波形図である。この場合には、ス
イッチング素子Ｑ１とダイオードＤ３の直列接続回路の
両端電圧ｖ0 が負電圧になる部分、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ１に逆電圧を印加する期間が存在することが分
かる。スイッチング素子Ｑ１への逆バイアス電圧の印加
に留意すれば、ダイオードＤ４を省略できるので、部品
数を少なくでき、コストの面でも有利である。
【００２０】図６は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、第２実施例において、コンデンサＣ
０の両端に、コンデンサＣ３とインダクタＬ３の直列回
路を介して放電灯ＦＬのフィラメントの電源側端子を接
続したものである。放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端子には、コンデンサＣ２が接続されている。コンデ
ンサＣ３は直流成分カット用であり、コンデンサＣ０，
Ｃ２に比べて容量が大きく、共振には寄与しない。コン
デンサＣ２は共振用のコンデンサであり、放電灯ＦＬの
フィラメントの予熱電流を通電する作用も有している。
インダクタＬ３は共振用であり、放電灯ＦＬのランプ電
流に対する限流要素（バラスト）となっている。インダ
クタＬ２は、インダクタＬ３に比べてインダクタンス値
が大きく、本実施例では、定電流作用を呈するものであ
り、インダクタＬ３とコンデンサＣ０，Ｃ２よりなる共
振回路で構成されたタンク回路へ安定した電力を供給す
る働きを有している。
る。本実施例では、第２実施例において、コンデンサＣ
０の両端に、コンデンサＣ３とインダクタＬ３の直列回
路を介して放電灯ＦＬのフィラメントの電源側端子を接
続したものである。放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端子には、コンデンサＣ２が接続されている。コンデ
ンサＣ３は直流成分カット用であり、コンデンサＣ０，
Ｃ２に比べて容量が大きく、共振には寄与しない。コン
デンサＣ２は共振用のコンデンサであり、放電灯ＦＬの
フィラメントの予熱電流を通電する作用も有している。
インダクタＬ３は共振用であり、放電灯ＦＬのランプ電
流に対する限流要素（バラスト）となっている。インダ
クタＬ２は、インダクタＬ３に比べてインダクタンス値
が大きく、本実施例では、定電流作用を呈するものであ
り、インダクタＬ３とコンデンサＣ０，Ｃ２よりなる共
振回路で構成されたタンク回路へ安定した電力を供給す
る働きを有している。
【００２１】図６の実施例の動作波形を図７に示した。
放電灯ＦＬを含む負荷回路は、全体として誘導性負荷を
構成している。放電灯ＦＬの予熱時には、スイッチング
周波数は共振周波数よりも充分に高く設定されており、
共振作用は弱くなる。このとき、インダクタＬ２、コン
デンサＣ３、インダクタＬ３、放電灯ＦＬのフィラメン
ト、コンデンサＣ２、放電灯ＦＬのフィラメントを通る
経路で予熱電流が流れる。一定時間後、スイッチング素
子Ｑ１のスイッチング周波数を低くして共振周波数に近
づけることにより共振作用を強くし、放電灯ＦＬの両端
に高電圧を印加して放電灯ＦＬを点灯に至らしめる。放
電灯ＦＬの点灯維持はインダクタＬ３がバラストの作用
をして安定に点灯する。コンデンサＣ０の両端に得られ
る電圧ｖ 0 は不連続であるが、結合用のコンデンサＣ３
により直流成分をカットし、共振用のインダクタＬ３と
コンデンサＣ２の共振作用を利用することにより、放電
灯ＦＬには連続的に電流（電力）が供給される。点灯時
における放電灯ＦＬの両端電圧ｖ2 は、インダクタＬ３
の共振作用により、コンデンサＣ３とインダクタＬ３の
接続点の電圧ｖ3 に比べると、少々歪みを含みながらも
正弦波電圧に近づいたものとなっている。放電灯ＦＬに
流れる電流ｉもほぼ正弦波である。このことにより、放
電灯ＦＬへの配線及び放電灯ＦＬ自体からの放射ノイズ
は、矩形波点灯時に比べて低減でき、高周波パルス発生
成分を少なくできることが分かる。コンデンサＣ１の電
圧は、チョッパー作用によりリップル成分が無い純直流
の電源であり、これを供給されて放電灯ＦＬが点灯して
いるので、フラットで安定した光を出すことができる。
放電灯ＦＬを含む負荷回路は、全体として誘導性負荷を
構成している。放電灯ＦＬの予熱時には、スイッチング
周波数は共振周波数よりも充分に高く設定されており、
共振作用は弱くなる。このとき、インダクタＬ２、コン
デンサＣ３、インダクタＬ３、放電灯ＦＬのフィラメン
ト、コンデンサＣ２、放電灯ＦＬのフィラメントを通る
経路で予熱電流が流れる。一定時間後、スイッチング素
子Ｑ１のスイッチング周波数を低くして共振周波数に近
づけることにより共振作用を強くし、放電灯ＦＬの両端
に高電圧を印加して放電灯ＦＬを点灯に至らしめる。放
電灯ＦＬの点灯維持はインダクタＬ３がバラストの作用
をして安定に点灯する。コンデンサＣ０の両端に得られ
る電圧ｖ 0 は不連続であるが、結合用のコンデンサＣ３
により直流成分をカットし、共振用のインダクタＬ３と
コンデンサＣ２の共振作用を利用することにより、放電
灯ＦＬには連続的に電流（電力）が供給される。点灯時
における放電灯ＦＬの両端電圧ｖ2 は、インダクタＬ３
の共振作用により、コンデンサＣ３とインダクタＬ３の
接続点の電圧ｖ3 に比べると、少々歪みを含みながらも
正弦波電圧に近づいたものとなっている。放電灯ＦＬに
流れる電流ｉもほぼ正弦波である。このことにより、放
電灯ＦＬへの配線及び放電灯ＦＬ自体からの放射ノイズ
は、矩形波点灯時に比べて低減でき、高周波パルス発生
成分を少なくできることが分かる。コンデンサＣ１の電
圧は、チョッパー作用によりリップル成分が無い純直流
の電源であり、これを供給されて放電灯ＦＬが点灯して
いるので、フラットで安定した光を出すことができる。
【００２２】図８は本発明の第４実施例、図９は第５実
施例の回路図である。図８の実施例では、図６の実施例
において、コンデンサＣ０の両端に並列接続された負荷
回路をインダクタＬ２の両端に並列接続したものであ
る。また、図９の実施例では、コンデンサＣ０もインダ
クタＬ２の両端に並列接続したものである。後者の実施
例では、全波整流回路ＤＢの交流入力側に、コンデンサ
ＣｆとインダクタＬｆよりなるローパスフィルタを挿入
してあり、入力電流ｉｓが歪みの少ないスムーズな波形
となり、高調波成分が低減されるものである。
施例の回路図である。図８の実施例では、図６の実施例
において、コンデンサＣ０の両端に並列接続された負荷
回路をインダクタＬ２の両端に並列接続したものであ
る。また、図９の実施例では、コンデンサＣ０もインダ
クタＬ２の両端に並列接続したものである。後者の実施
例では、全波整流回路ＤＢの交流入力側に、コンデンサ
ＣｆとインダクタＬｆよりなるローパスフィルタを挿入
してあり、入力電流ｉｓが歪みの少ないスムーズな波形
となり、高調波成分が低減されるものである。
【００２３】図１０は本発明の第６実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端子に並列接続されたコンデンサＣ２と並列にインダ
クタＬ４を接続している。このインダクタＬ４は、放電
灯ＦＬに直流成分を流さないためのバイパス用のインダ
クタとして兼用されている。コンデンサＣ０とＣ２及び
インダクタＬ３はタンク回路を形成し、インバータの共
振回路として作用する。本実施例の利点は、直流カット
用の大容量のコンデンサＣ３を省略できる点である。当
然、インダクタＬ３はバラストの作用もさせている。さ
らに、図示された箇所にインダクタＬ３を挿入すること
により、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ３のスイ
ッチング時における高周波パルスノイズが放電灯ＦＬへ
帰還することを防ぐ作用がある。
る。本実施例では、放電灯ＦＬのフィラメントの非電源
側端子に並列接続されたコンデンサＣ２と並列にインダ
クタＬ４を接続している。このインダクタＬ４は、放電
灯ＦＬに直流成分を流さないためのバイパス用のインダ
クタとして兼用されている。コンデンサＣ０とＣ２及び
インダクタＬ３はタンク回路を形成し、インバータの共
振回路として作用する。本実施例の利点は、直流カット
用の大容量のコンデンサＣ３を省略できる点である。当
然、インダクタＬ３はバラストの作用もさせている。さ
らに、図示された箇所にインダクタＬ３を挿入すること
により、スイッチング素子Ｑ１やダイオードＤ３のスイ
ッチング時における高周波パルスノイズが放電灯ＦＬへ
帰還することを防ぐ作用がある。
【００２４】図１１は本発明の第７実施例の回路図であ
る。本実施例では、予熱時のような軽負荷時にはスイッ
チング素子Ｑ１をチョッパー回路とインバータ回路のス
イッチング手段として共用している。一方、点灯時のよ
うな重負荷時には、スイッチング素子Ｑ１に負担がかか
り、実用上、採用できるパワートランジスタが少ない、
或いは殆ど無い場合が考えられるので、その解決策とし
て、新たに別のスイッチング素子Ｑ２を、ダイオードＤ
３とスイッチング素子Ｑ１の両端に接続したものであ
る。スイッチング素子Ｑ２と逆並列にダイオードＤ４を
接続する場合には、スイッチング素子Ｑ２としてパワー
ＭＯＳＦＥＴを使用することにより、見掛け上１個の素
子で構成できる。これは、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイ
ン・ソース間に寄生する逆方向ダイオードをダイオード
Ｄ４として代用できるからである。
る。本実施例では、予熱時のような軽負荷時にはスイッ
チング素子Ｑ１をチョッパー回路とインバータ回路のス
イッチング手段として共用している。一方、点灯時のよ
うな重負荷時には、スイッチング素子Ｑ１に負担がかか
り、実用上、採用できるパワートランジスタが少ない、
或いは殆ど無い場合が考えられるので、その解決策とし
て、新たに別のスイッチング素子Ｑ２を、ダイオードＤ
３とスイッチング素子Ｑ１の両端に接続したものであ
る。スイッチング素子Ｑ２と逆並列にダイオードＤ４を
接続する場合には、スイッチング素子Ｑ２としてパワー
ＭＯＳＦＥＴを使用することにより、見掛け上１個の素
子で構成できる。これは、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイ
ン・ソース間に寄生する逆方向ダイオードをダイオード
Ｄ４として代用できるからである。
【００２５】図１１の回路の動作波形を図１２に示し
た。予熱期間中は軽負荷のため、スイッチング素子Ｑ１
をチョッパー回路とインバータ回路のスイッチング手段
として共用してスイッチング素子Ｑ２はオフしておく。
また、放電灯の点灯期間中は重負荷のため、スイッチン
グ素子Ｑ２をインバータ専用として、スイッチング素子
Ｑ１をチョッパー専用としてそれぞれ動作させる。な
お、スイッチＳ４は予熱電流制御用のスイッチであり、
予熱期間中はオンとなり、点灯期間中はオフとなる。
た。予熱期間中は軽負荷のため、スイッチング素子Ｑ１
をチョッパー回路とインバータ回路のスイッチング手段
として共用してスイッチング素子Ｑ２はオフしておく。
また、放電灯の点灯期間中は重負荷のため、スイッチン
グ素子Ｑ２をインバータ専用として、スイッチング素子
Ｑ１をチョッパー専用としてそれぞれ動作させる。な
お、スイッチＳ４は予熱電流制御用のスイッチであり、
予熱期間中はオンとなり、点灯期間中はオフとなる。
【００２６】本実施例の利点は回路効率が高くなること
及び設計の自由度が向上することにある。スイッチング
素子Ｑ１をチョッパー回路とインバータ回路のスイッチ
ング手段として共用した場合には、ダイオードＤ３の順
方向の電圧降下による電力損失があったが、インバータ
回路に流れる電流をスイッチング素子Ｑ２に流すことに
より、ダイオードＤ３における電力損失が低減される。
また、スイッチング素子Ｑ１の電流容量が小さくても良
いので、その選択範囲が広くなり、コスト的にもスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の２個を合わせても、スイッチン
グ素子Ｑ１を共用する構成に比べて安価になる場合があ
る。
及び設計の自由度が向上することにある。スイッチング
素子Ｑ１をチョッパー回路とインバータ回路のスイッチ
ング手段として共用した場合には、ダイオードＤ３の順
方向の電圧降下による電力損失があったが、インバータ
回路に流れる電流をスイッチング素子Ｑ２に流すことに
より、ダイオードＤ３における電力損失が低減される。
また、スイッチング素子Ｑ１の電流容量が小さくても良
いので、その選択範囲が広くなり、コスト的にもスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の２個を合わせても、スイッチン
グ素子Ｑ１を共用する構成に比べて安価になる場合があ
る。
【００２７】図１３は本発明の第８実施例の回路図であ
る。この実施例では、放電灯ＦＬのフィラメントの予熱
電源として、インダクタＬ１の２次巻線を利用し、イン
ピーダンス要素Ｚ０を介して予熱電流を供給している。
る。この実施例では、放電灯ＦＬのフィラメントの予熱
電源として、インダクタＬ１の２次巻線を利用し、イン
ピーダンス要素Ｚ０を介して予熱電流を供給している。
【００２８】図１４〜図１６は本発明の第９〜第１１実
施例の回路図である。これらの実施例は、絶縁トランス
Ｔを使用しており、共振用のコンデンサＣ０の接続位置
が異なる。図１４の実施例では、トランスＴの１次巻線
Ｎ１と並列に共振用のコンデンサＣ０を接続している。
図１５の実施例では、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列
に共振用のコンデンサＣ０を接続している。図１６の実
施例では、負荷Ｚと並列に共振用のコンデンサＣ０を接
続している。これらの実施例では、絶縁トランスＴの使
用により寸法は大きくなるが、負荷Ｚでの感電事故を防
げるので安全となる。特に、負荷Ｚとして蛍光灯のよう
な放電灯を使用する場合には、ランプ交換時の感電事故
を防ぐことができる。
施例の回路図である。これらの実施例は、絶縁トランス
Ｔを使用しており、共振用のコンデンサＣ０の接続位置
が異なる。図１４の実施例では、トランスＴの１次巻線
Ｎ１と並列に共振用のコンデンサＣ０を接続している。
図１５の実施例では、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直列
に共振用のコンデンサＣ０を接続している。図１６の実
施例では、負荷Ｚと並列に共振用のコンデンサＣ０を接
続している。これらの実施例では、絶縁トランスＴの使
用により寸法は大きくなるが、負荷Ｚでの感電事故を防
げるので安全となる。特に、負荷Ｚとして蛍光灯のよう
な放電灯を使用する場合には、ランプ交換時の感電事故
を防ぐことができる。
【００２９】図１７は本発明の第１２実施例の回路図で
ある。この実施例では、ダイオードＤ３に容量の大きい
コンデンサＣ４を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１に
容量の小さいコンデンサＣ０を並列接続することによ
り、コンデンサＣ４にダイオードＤ３のターンオフ作用
を持たせたものである。これにより、ダイオードＤ３の
逆回復電流によるリカバリー損失がなくなり、且つ、ダ
イオードＤ３には低周波用の安価なものが使用できる。
ある。この実施例では、ダイオードＤ３に容量の大きい
コンデンサＣ４を並列接続し、スイッチング素子Ｑ１に
容量の小さいコンデンサＣ０を並列接続することによ
り、コンデンサＣ４にダイオードＤ３のターンオフ作用
を持たせたものである。これにより、ダイオードＤ３の
逆回復電流によるリカバリー損失がなくなり、且つ、ダ
イオードＤ３には低周波用の安価なものが使用できる。
【００３０】図１８は本発明の第１３実施例の回路図で
ある。この実施例では、共振用のコンデンサＣ０を全波
整流回路ＤＢの負極側とダイオードＤ３のアノード間に
接続したものであり、インダクタＬ３及びＬ１とコンデ
ンサＣ０により共振回路を構成している。このように、
チョッパー用のインダクタＬ１をインバータ回路の共振
用インダンタンス成分としても兼用することによって、
インダクタＬ３の小型化が図れる。
ある。この実施例では、共振用のコンデンサＣ０を全波
整流回路ＤＢの負極側とダイオードＤ３のアノード間に
接続したものであり、インダクタＬ３及びＬ１とコンデ
ンサＣ０により共振回路を構成している。このように、
チョッパー用のインダクタＬ１をインバータ回路の共振
用インダンタンス成分としても兼用することによって、
インダクタＬ３の小型化が図れる。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば、交流電源を全波整流回
路により整流し、その整流出力を第１のスイッチング手
段により高周波的に断続して、第１のインダクタに電磁
エネルギーを蓄積し、この電磁エネルギーを第２のスイ
ッチング手段を介して平滑用のコンデンサに全部注入す
るように構成されているので、入力電流波形を正弦波状
とすることができ、入力力率が高くなるという効果があ
る。また、全波整流回路の出力電流が平滑用のコンデン
サに直接的に流れ込むことを防止するための第３のスイ
ッチング手段を設けているので、電源オン時に突入電源
が流れないという効果がある。さらに、第２のインダク
タと第２のコンデンサにより負荷電流を共振電流とした
ので、ノイズの輻射が低減されると共に、スイッチング
損失も低減され、放熱構造を簡略化できることから、小
型で軽量なインバータ装置を実現できるという効果があ
る。
路により整流し、その整流出力を第１のスイッチング手
段により高周波的に断続して、第１のインダクタに電磁
エネルギーを蓄積し、この電磁エネルギーを第２のスイ
ッチング手段を介して平滑用のコンデンサに全部注入す
るように構成されているので、入力電流波形を正弦波状
とすることができ、入力力率が高くなるという効果があ
る。また、全波整流回路の出力電流が平滑用のコンデン
サに直接的に流れ込むことを防止するための第３のスイ
ッチング手段を設けているので、電源オン時に突入電源
が流れないという効果がある。さらに、第２のインダク
タと第２のコンデンサにより負荷電流を共振電流とした
ので、ノイズの輻射が低減されると共に、スイッチング
損失も低減され、放熱構造を簡略化できることから、小
型で軽量なインバータ装置を実現できるという効果があ
る。
【００３２】なお、負荷として放電灯を使用した場合に
は、第１のスイッチング手段のオン時間制御により任意
の大きさのリップル無しの安定した出力電圧を負荷に供
給でき、発光がフラットで良質な光出力を得ることがで
きるという効果がある。
は、第１のスイッチング手段のオン時間制御により任意
の大きさのリップル無しの安定した出力電圧を負荷に供
給でき、発光がフラットで良質な光出力を得ることがで
きるという効果がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の第１の動作波形図であ
る。
る。
【図５】本発明の第２実施例の第２の動作波形図であ
る。
る。
【図６】本発明の第３実施例の回路図である。
【図７】本発明の第３実施例の動作波形図である。
【図８】本発明の第４実施例の回路図である。
【図９】本発明の第５実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第６実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第７実施例の回路図である。
【図１２】本発明の第７実施例の動作波形図である。
【図１３】本発明の第８実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第９実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第１０実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第１１実施例の回路図である。
【図１７】本発明の第１２実施例の回路図である。
【図１８】本発明の第１３実施例の回路図である。
【図１９】従来例の回路図である。
【図２０】従来例の動作波形図である。
【図２１】従来例のスイッチング時の動作波形図であ
る。
る。
Ｓ１ 第１のスイッチング手段 Ｓ２ 第２のスイッチング手段 Ｓ３ 第３のスイッチング手段 ＤＢ 全波整流回路 Ｖｓ 交流電源 Ｌ１ 第１のインダクタ Ｌ２ 第２のインダクタ Ｃ１ 第１のコンデンサ Ｃ０ 第２のコンデンサ Ｚ 負荷
Claims (11)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流する全波整流回路
と、全波整流回路の直流出力を高周波的に断続させる第
１のスイッチング手段と、第１のスイッチング手段を介
して全波整流回路の直流出力端に接続された第１のイン
ダクタと、第１のスイッチング手段と交互にオン・オフ
される第２のスイッチング手段と、第１のインダクタに
第２のスイッチング手段を介して接続された平滑用の第
１のコンデンサと、第１のスイッチング手段と第３のス
イッチング手段を介して第１のコンデンサに接続された
第２のインダクタと、第２のインダクタと共振するよう
に接続された第２のコンデンサと、第２のコンデンサの
共振電圧を受けて駆動される負荷回路とからなり、第３
のスイッチング手段は全波整流回路から平滑用の第１の
コンデンサに流れる電流を阻止するように構成されてい
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を全波整流する全波整流回路
と、全波整流回路の直流出力を高周波的に断続させるス
イッチング素子と、前記スイッチング素子を介して全波
整流回路の直流出力端に接続された第１のインダクタ
と、前記第１のインダクタに逆流阻止用の第１のダイオ
ードを介して接続された平滑用の第１のコンデンサと、
前記スイッチング素子と逆流阻止用の第２のダイオード
を介して前記第１のコンデンサに接続された第２のイン
ダクタと、第２のインダクタと共振するように接続され
た第２のコンデンサと、第２のコンデンサの共振電圧を
受けて駆動される負荷回路とからなり、第２のダイオー
ドは全波整流回路から平滑用のコンデンサに流れる電流
を阻止する方向に接続されていることを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項３】 交流電源を全波整流する全波整流回路
と、全波整流回路の直流出力を高周波的に断続させるス
イッチング素子と、前記スイッチング素子を介して全波
整流回路の直流出力端に接続された第１のインダクタ
と、前記第１のインダクタに逆流阻止用の第１のダイオ
ードを介して接続された平滑用の第１のコンデンサと、
前記スイッチング素子と逆流阻止用の第２のダイオード
を介して前記第１のコンデンサに１次巻線を接続された
高周波トランスと、高周波トランスの２次巻線に接続さ
れた負荷回路及び第２のインダクタと、第２のインダク
タと共振するように接続された第２のコンデンサとから
構成され、第２のダイオードは全波整流回路から平滑用
のコンデンサに流れる電流を阻止する方向に接続されて
いることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 第２のダイオードとスイッチング素子
の直列接続の両端に第３のダイオードを逆並列接続した
ことを特徴とする請求項２又は３に記載のインバータ装
置。 - 【請求項５】 前記負荷回路は、直流カット用コンデ
ンサとバラスト用のインダクタと放電灯の直列回路を含
み、かつ放電灯のフィラメントの非電源側に予熱電流通
電用のコンデンサを並列接続され、前記バラスト用のイ
ンダクタと予熱電流通電用のコンデンサは共振回路を構
成していることを特徴とする請求項２又は３又は４に記
載のインバータ装置。 - 【請求項６】 前記負荷回路は、バラスト用のインダ
クタと放電灯の直列回路を含み、かつ、放電灯のフィラ
メントの非電源側に予熱電流通電用のコンデンサと直流
バイパス用のインダクタを並列接続され、前記バラスト
用のインダクタと予熱電流通電用のコンデンサは共振回
路を構成していることを特徴とする請求項２に記載のイ
ンバータ装置。 - 【請求項７】 前記負荷回路は、第３のインダクタと
放電灯の直列回路を含み、第３のインダクタは第２のダ
イオードと放電灯の間に介在させたことを特徴とする請
求項２に記載のインバータ装置。 - 【請求項８】 前記スイッチング素子に第３のダイオ
ードを逆並列接続し、かつ前記第２のダイオードに並列
に逆回復用のコンデンサを並列接続したことを特徴とす
る請求項２乃至７のいずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項９】 第２のダイオードとスイッチング素子
の直列回路の両端に負荷電流が大きいときに第１のスイ
ッチング素子と同期して動作する第２のスイッチング素
子を並列接続したことを特徴とする請求項２乃至８のい
ずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項１０】 放電灯のフィラメントに予熱電流を供
給するための予熱巻線を第１のインダクタに設けたこと
を特徴とする請求項２乃至９のいずれかに記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項１１】 第２のダイオードとスイッチング素子
と第１のインダクタの直列回路と並列に共振用の第２の
コンデンサを接続したことを特徴とする請求項２乃至１
０のいずれかに記載のインバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01111893A JP3265671B2 (ja) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | インバータ装置 |
| US08/021,908 US5402331A (en) | 1992-02-25 | 1993-02-24 | Power device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01111893A JP3265671B2 (ja) | 1993-01-26 | 1993-01-26 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225538A true JPH06225538A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3265671B2 JP3265671B2 (ja) | 2002-03-11 |
Family
ID=11769098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01111893A Expired - Lifetime JP3265671B2 (ja) | 1992-02-25 | 1993-01-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3265671B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002095918A1 (en) * | 2001-05-24 | 2002-11-28 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter control method and its device |
| JP2009072061A (ja) * | 2003-05-28 | 2009-04-02 | Audio Labo Corp | 逆起電力防止ユニット |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102466557B1 (ko) * | 2018-02-08 | 2022-11-14 | 스마트론파워(주) | 초기 기동전류를 저감시킨 컨버터 |
| KR101877015B1 (ko) * | 2018-02-08 | 2018-07-10 | 스마트론파워(주) | 초기 기동전류를 저감시킨 정전압-정전류 컨버터 |
| KR101879670B1 (ko) * | 2018-02-08 | 2018-07-18 | 스마트론파워(주) | 초기 기동전류를 저감시킨 컨버터 |
-
1993
- 1993-01-26 JP JP01111893A patent/JP3265671B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002095918A1 (en) * | 2001-05-24 | 2002-11-28 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter control method and its device |
| US7053569B2 (en) | 2001-05-24 | 2006-05-30 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter control method and its device |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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