JPH06233537A - 中性点クランプ式コンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、ＮＰＣコンバータにおいて、全体
の直流電圧をほぼ一定に制御すると共に２つの平滑コン
デンサに印加される電圧が等しくなるようにした中性点
クランプ式コンバ―タ制御装置を提供することを目的と
する。 【構成】 ＮＰＣコンバ―タの出力端子に接続される第
１及び第２の直流平滑コンデンサの和電圧を検出し、和
電圧指令に一致するように制御する和電圧制御回路と、
該和電圧制御回路の出力信号により交流電源から供給さ
れる入力電流を制御する入力電流制御回路と、前記２つ
の直流平滑コンデンサの差電圧を検出し、差電圧指令値
に一致するように制御する差電圧制御回路と、該差電圧
制御回路の出力信号と前記入力電流制御回路の出力信号
の和に従って前記ＮＰＣコンバ―タをパルス幅変調制御
する回路を具備してるＮＰＣコンバータの制御装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、単相または多相交流電
力を直流電力に変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制
御）の中性点クランプ式コンバ―タの制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１６は、単相中性点クランプ式コンバ
―タの主回路構成図を示す。

【０００３】図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＬS は交流
リアクトル、ＣＮＶは中性点クランプ式コンバ―タ（以
下、ＮＰＣコンハ―タと呼ぶ）本体、Ｃd1，Ｃd2は直流
平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷である。

【０００４】ＮＰＣコンバ―タは、自己消弧素子Ｓ11〜
Ｓ14，Ｓ21〜Ｓ24、フリ―ホイ―リングダイオ―ドＤ11
〜Ｄ14，Ｄ21〜Ｄ24、及びクランプ用ダイオ―ドＤ15，
Ｄ16，Ｄ25，Ｄ26で構成されている。このコンバ―タの
交流側端子電圧ＶC は、ａ点の電圧Ｖa とｂ点の電圧Ｖ
b の差電圧で表され、ＶC ＝Ｖa −Ｖb が成り立つ。

【０００５】ａ点の電圧Ｖa は４つの素子Ｓ11〜Ｓ14を
オン，オフさせることによって、次のように変化する。
ただし、２つの平滑コンデンサの直流電圧をＶd1，Ｖd
2、全体の直流電圧をＶd とした場合、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd
／２とする。即ち、 Ｓ11とＳ12がオンのとき、Ｖa ＝＋Ｖd ／２ Ｓ12とＳ13がオンのとき、Ｖa ＝０ Ｓ13とＳ14がオンのとき、Ｖa ＝−Ｖd ／２ となり、３レベルの電圧を発生する。同様に、ｂ点の電
圧Ｖb は素子Ｓ21〜Ｓ24をオン，オフさせることによっ
て、次のように変化する。 Ｓ21とＳ22がオンのとき、Ｖb ＝＋Ｖd ／２ Ｓ22とＳ23がオンのとき、Ｖb ＝０ Ｓ23とＳ24がオンのとき、Ｖb ＝−Ｖd ／２ となる。この結果、コンバ―タの端子電圧ＶC は、＋Ｖ
d ，＋Ｖd ／２，０，−Ｖd ／２，−Ｖd の５レベルの
電圧を発生する。図１７は、図１６のＮＰＣコンバ―タ
のパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）動作を説明するため
のタイムチャ―ト図である。

【０００６】図中、Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｙ1 ，Ｙ2 はＰＷＭ制
御の搬送波、ｅa ，ｅb ＝−ｅa はＰＷＭ制御入力信号
（電圧指令値）である。ここで、Ｘ1 とＸ2 は０〜＋Ｅ
maxの間で変化する三角波で、Ｘ2 はＸ1 に対して位相
が１８０°ずれている。又、Ｙ1 ，Ｙ2 は−Ｅmax 〜０
の間で変化する三角波で、それぞれ前記三角波Ｘ1 ，Ｘ
2 の反転値になっている。入力信号ｅa と三角波Ｘ1 ，
Ｙ1 とを比較し、素子Ｓ11〜Ｓ14のゲ―ト信号ｇ11，ｇ
12を作る。即ち、 ｅa ＞Ｘ1 のとき、ｇ11＝１で、Ｓ11をオン、Ｓ13をオ
フ ｅa ≦Ｘ1 のとき、ｇ11＝０で、Ｓ11をオフ、Ｓ13をオ
ン ｅa ＜Ｙ1 のとき、ｇ12＝１で、Ｓ14をオン、Ｓ12をオ
フ ｅa ≧Ｙ1 のとき、ｇ12＝０で、Ｓ14をオフ、Ｓ12をオ
ン させる。又、入力信号ｅb ＝−ｅa と三角波Ｘ2 ，Ｙ2
とを比較し、素子Ｓ21〜Ｓ24のゲ―ト信号ｇ21，ｇ22を
作る。即ち、 ｅb ＞Ｘ2 のとき、ｇ21＝１で、Ｓ21をオン、Ｓ23をオ
フ ｅb ≦Ｘ2 のとき、ｇ21＝０で、Ｓ21をオフ、Ｓ23をオ
ン ｅb ＜Ｙ2 のとき、ｇ22＝１で、Ｓ24をオン、Ｓ22をオ
フ ｅb ≧Ｙ2 のとき、ｇ22＝０で、Ｓ24をオフ、Ｓ22をオ
ン させる。

【０００７】この結果、ＮＰＣコンバ―タＣＮＶのａ点
の電圧Ｖa ，ｂ点の電圧Ｖb 及びその差電圧Ｖc ＝Ｖa
−Ｖb は図示のような波形となり、その平均値Ｖc(m)は
前記電圧指令値ｅa −ｅb ＝２・ｅa に比例した値とな
る。

【０００８】このように、中性点クランプ式コンバ―タ
では、交流側端子電圧Ｖc として、５レベル（＋Ｖd ，
＋Ｖd ／２，０，−Ｖd ／２，−Ｖd ）の電圧が得ら
れ、高調波成分の少ない電圧波形となる。その結果、交
流電源から供給される電流リプルが小さくなる利点があ
る。又、ゲ―ト信号ｇ11〜ｇ22からも分るように、出力
周波数の半サイクル期間はスイッチング動作を休止して
おり、常時のブリッジインバ―タに比較すると素子のス
イッチング損失やスナバ損失が減少する利点がある。

【０００９】交流リアクトルＬs には交流電源ＳＵＰの
電圧Ｖs と前記コンバ―タＣＮＶの発生電圧Ｖc の差電
圧ＶL ＝Ｖs −Ｖc が印加され、その差電圧ＶL を調整
することにより入力電流Ｉs を制御する。

【００１０】即ち、ＮＰＣコンバ―タをパルス幅変調制
御（ＰＷＭ制御）することにより電圧Ｖc を調整し、負
荷ＬＯＡＤの大小に拘らず前記直流電圧Ｖd がほぼ一定
になるように入力電流Ｉs を制御する。この時、入力電
流Ｉs は前記電源電圧Ｖs と同相（力行運転）または逆
相（回生運転）の正弦波に制御される。言い変えると交
流電源から見たＮＰＣコンバ―タに入力力率が１で高調
波の少ない理想的な負荷となっている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式コンバ―タの制御装置は次のような問題点が
ある。

【００１２】即ち、コンバ―タＣＮＶのの直流側に接続
されている平滑コンデンサＣd1，Ｃd2は設計値的には同
じ容量のものが選ばれるが、実際にはバラツキが有り、
どちらかが大きくなってしまう。

【００１３】一方、ＮＰＣコンバータのクランプ用ダイ
オードＤ15とＤ16の接続点及びＤ25とＤ26の接続点は前
期平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の接続点（中性点）に接続
されており、その間で出入する電流Ｉo により直流中性
点の電圧Ｖo が決定される。フルブリッジ結線のＮＰＣ
コンバータでは、力行、回生運転に拘らず中性点電流Ｉ
o の正方向に流れる期間ｔ(+) と負方向に流れる期間ｔ
(-) とが等しくなり、前記平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の
容量が等しい場合、Ｖd1＝Ｖd2を保つことができる。し
かし、Ｃd1＞Ｃd2の場合、力行運転時はコンデンサＣd2
の方がより速く充電され、Ｖd1＜Ｖd2となる。また、回
生運転時はコンデンサＣd2の方が速く放電され、Ｖd1＞
Ｖd2となってしまう。Ｃd1＜Ｃd2の場合は逆になる。

【００１４】又、負荷ＬＯＡＤに中性点クランプ式イン
バ―タ等を接続した場合、負荷の状態に応じて直流コン
デンサの中性点に電流が出入りするようになり、直流電
圧Ｖd1とＶd2のバランスを崩す原因ともなっている。

【００１５】このように直流電圧のバランスが崩れるて
来ると、コンバ―タを構成する各素子に印加される電圧
が大きくなったり、小さくなったりして素子の耐圧を脅
かすようになる。

【００１６】本発明は、前述の点に鑑みてなされたもの
で、全体の直流電圧をほぼ一定に制御すると共に２つの
平滑コンデンサに印加される電圧が等しくなるようにし
た中性点クランプ式コンバ―タ制御装置を提供すること
を目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の制御装置は、単相交流電源と、該単相交流電
源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線の
中性点クランプ式コンバ―タ（ＮＰＣコンバ―タ）と、
該ＮＰＣコンバ―タの出力端子に接続される第１及び第
２の直流平滑コンデンサと、該直流平滑コンデンサを直
流電源とする負荷と、前記２つの直流平滑コンデンサの
和電圧を検出し、和電圧指令に一致するように制御する
和電圧制御回路と、該和電圧制御回路の出力信号により
前記交流電源から供給される入力電流を制御する入力電
流制御回路と、前記２つの直流平滑コンデンサの差電圧
を検出し、差電圧指令値に一致するように制御する差電
圧制御回路と、該差電圧制御回路の出力信号と前記入力
電流制御回路の出力信号の和に従って前記ＮＰＣコンバ
―タをパルス幅変調制御する回路を具備してる。

【００１８】また、多相（Ｎ相）交流電源に対して、本
発明装置は、該多相交流電源を各相毎に絶縁する電源ト
ランスと、該トランスの２次巻線にリアクトルを介して
接続されるＮ台のフルブリッジ結線の中性点クランプ式
コンバ―タ（ＮＰＣコンバ―タ）と、該ＮＰＣコンバ―
タの出力端子を並列接続し、その出力端子に接続された
直列接続の第１及び第２の直流平滑コンデンサと、該２
つの直流平滑コンデンサを直流電源とする負荷と、前記
２つの直流平滑コンデンサの和電圧を検出し、和電圧指
令に一致するように制御する和電圧制御回路と、該和電
圧制御回路の出力信号により前記交流電源から供給され
る入力電流を制御する入力電流制御回路と、前記２つの
直流平滑コンデンサの差電圧を検出し、差電圧指令値に
一致するように制御する差電圧制御回路と、該差電圧制
御回路の出力信号と前記入力電流制御回路の出力信号の
和に従って前記ＮＰＣコンバ―タをパルス幅変調制御す
る回路を具備している。

【００１９】

【作用】直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の印加電圧Ｖd
1，Ｖd2を検出しその和電圧Ｖd＝Ｖd1＋Ｖd2と差電圧Ｖ
o ＝Ｖd1−Ｖd2を求める。

【００２０】和電圧制御回路は、コンバ―タが出力すべ
き直流電圧値を和電圧指令値Ｖd ^* とし、前記和電圧検
出値Ｖd と比較して、偏差εd ＝Ｖd ^* −Ｖd を求め、
当該偏差を増幅して入力電流の波高値指令Ｉm ^* を作
る。この波高値指令Ｉm ^* に電源電圧Ｖs に同期した単
位正弦波ｓｉｎωｔを乗じて、入力電流指令値Ｉs ^* ＝
Ｉm ^* ・ｓｉｎωｔを作る。

【００２１】入力電流制御回路は、入力電流指令値Ｉs
^* と入力電流検出値Ｉs とを比較して、その偏差εI ＝
Ｉs ^* −Ｉs を反転増幅して、次のＰＷＭ制御回路に電
圧指令値ｅa ，ｅb ＝−ｅa を与える。

【００２２】ＮＰＣコンバ―タは、上記電圧指令値ｅa
−ｅb ＝２・ｅa に比例した電圧Ｖc を発生する。Ｉs
^* ＞Ｉs の場合、偏差εI は正値となり、電圧Ｖc を減
少させて入力電流値Ｉs を増加させる。逆に、Ｉs ^* ＜
Ｉs の場合、偏差εI は負値となり、電圧Ｖc を増加さ
せて入力電流値Ｉs を減少させる。結果的に、Ｉs ＝Ｉ
s ^* となるように制御される。

【００２３】又、Ｖd ^* ＞Ｖd となった場合、偏差εI
は正値となり電流波高値指令Ｉm ^* を増加させ、電源電
圧Ｖs と同相の入力電流Ｉs ＝Ｉs ^* を増加させる。こ
の結果、交流電源から供給される有効電力 Ｐs ＝Ｖs ・Ｉs ＝Ｖm ・Ｉm （１−ｃｏｓωｔ）／２ が増加し、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖd ^* ＜
Ｖd となった場合、偏差εd は負値となり、電流波高値
指令Ｉm ^* を減少させ、電源電圧Ｖs と同相の入力電流
Ｉs ＝Ｉs ^* を減少させる。この結果、交流電源から供
給される有効電力Ｐs も減少し、直流電圧Ｖd を減少さ
せる。故に、Ｖd ＝Ｖd ^* となるように制御される。

【００２４】差電圧制御回路は、差電圧指令値Ｖo ^* ＝
０と前記差電圧検出値Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を比較し、偏差
εo ＝Ｖo ^* −Ｖo を求める。当該偏差εo を増幅して
補償電圧Δｅを作り、前記ＰＷＭ制御回路の入力信号ｅ
a ，ｅb に加える。即ち、 ｅa ’＝ｅa ＋Δｅ ｅb ’＝ｅb ＋Δｅ＝−ｅa ＋Δｅ とする。この時、コンバ―タのａ点電圧Ｖa 及びｂ点電
圧Ｖb はそれぞれ入力信号ｅa ’及びｅb ’に比例した
電圧となり、その差電圧Ｖc ＝Ｖa −Ｖb は補償電圧Δ
ｅには影響されない。ＮＰＣコンバ―タの入力電力Ｐc
＝Ｖ・Ｉs が正のとき（力行運転モ―ド）、前記補償電
圧Δｅを正の値にすると、直流コンデンサＣd1の電圧Ｖ
d1を増加させ、平滑コンデンサＣd2の電圧Ｖd2を減少さ
せることができる。例えば、Ｐc ＞０の場合、Ｉs ＞０
のときＶc ＞０となり、Ｖa ＞０，Ｖb ＜０となる。こ
のとき、前記補償電圧Δｅを加えると、ａ点の電圧Ｖa
が増加し、交流電源から供給される電流Ｉs がａ点を介
して直流コンデンサＣd1に流れる期間が増加し、電圧Ｖ
d1を増加させる。また、ｂ点の電圧Ｖb は負の値で、そ
の絶対値が減少し、入力電流Ｉs がｂ点を介して直流コ
ンデンサＣd2に流れる期間が短くなり、電圧Ｖd2を減少
させる。故に、差電圧Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2は増加する。ま
た、Ｐc が正のときΔｅを負の値にすると、直流平滑コ
ンデンサＣd1の電圧Ｖd1を減少させ、平滑コンデンサＣ
d2の電圧Ｖd2を増加させることができる。入力電力Ｐc
が負の時（回生運転モ―ド）は前記補償電圧Δｅの符号
を反転させることにより、同様に差電圧Ｖo ＝Ｖd1−Ｖ
d2を制御することができる。

【００２５】即ち、力行運転時にＶo ^* ＞Ｖo となった
場合、偏差εo は正の値となり、補償電圧Δｅも正の値
となる。故に、差電圧Ｖo が増加し、Ｖo ＝Ｖo ^* とな
るように制御される。逆に、Ｖo ^* ＜Ｖo となった場
合、偏差εo は負の値となり、補償電圧Δｅも負の値と
なる。故に、差電圧Ｖo が減少し、Ｖo ＝Ｖo ^* となる
ように制御される。また、回生運転時は補償電圧Δｅを
反転することにより、同様にＶo ＝Ｖo ^* となるように
制御することができる。

【００２６】このよにして、本発明のＮＰＣコンバ―タ
の制御装置は、力行運転、回生運転に拘らず、全体の直
流電圧をほぼ一定に制御すると共に２つの平滑コンデン
サに印加される電圧が等しくなるように制御出来る。
又、このとき入力電流は電源電圧と同相の正弦波に制御
され、入力力率＝１で、高調波の少ない交流／直流電力
変換器が得られる。

【００２７】多相（Ｎ相）電源の場合、Ｎ台のフルブリ
ッジ結線のＮＰＣコンバ―タを用意し、直流平滑コンデ
ンサＣd1，Ｃd2に印加される電圧Ｖd1，Ｖd2の和Ｖd ＝
Ｖd1＋Ｖd2がほぼ一定になるように各相コンバ―タの入
力電流を制御し、差電圧Ｖo＝Ｖd1−Ｖd2が零になるよ
うに補償電圧Δｅを与え、ＮＰＣコンバ―タの各相入力
電流と発生電圧の積の符号を各相毎に検知し、その符号
に応じて前記補償電圧Δｅの符号を切換えて上記制御を
各相コンバ―タについて行う。その結果、単相電源で発
生する入力電流の零クロス点での制御不能問題が無くな
り、連続した差電圧制御が可能となる。

【００２８】

【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式コンバ―
タ制御装置の一実施例を示す主回路構成図および制御回
路ブロック図である。

【００２９】図中、ＳＵＰは単相交流電源、ＬS は交流
リアクトル、ＣＮＶは中性点クランプ式コンバ―タ（以
下、ＮＰＣコンハ―タと呼ぶ）本体、Ｃd1，Ｃd2は直流
平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷である。

【００３０】又、ＮＰＣコンバ―タの制御装置として、
入力電流検出器ＣＴＳ、交流電圧検出器ＰＴＳ、直流電
圧検出器ＰＴ1 ，ＰＴ2 、加減算器Ａ1 〜Ａ4 、和電圧
制御回路ＡＶＲ1 、入力電流制御回路ＡＣＲ、差電圧制
御回路ＡＶＲ2 、乗算器ＭＬ1 ，ＭＬ2 、符号切換器Ａ
Ｓ、パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣが用意されている。
ＮＰＣコンバ―タは、自己消弧素子Ｓ11〜Ｓ14，Ｓ21
〜Ｓ24、フリ―ホイ―リングダイオ―ドＤ11〜Ｄ14，Ｄ
21〜Ｄ24、及びクランプ用ダイオ―ドＤ15，Ｄ16，Ｄ2
5，Ｄ26で構成されている。このコンバ―タの交流側端
子電圧ＶC は、ａ点の電圧Ｖa とｂ点の電圧Ｖb の差電
圧で表され、ＶC ＝Ｖa −Ｖb が成り立つ。

【００３１】ａ点の電圧Ｖa は４つの素子Ｓ11〜Ｓ14を
オン，オフさせることによって、次のように変化する。
ただし、２つの平滑コンデンサの直流電圧をＶd1，Ｖd
2、全体の直流電圧をＶd とした場合、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd
／２とする。即ち、 Ｓ11とＳ12がオンのとき、Ｖa ＝＋Ｖd ／２ Ｓ12とＳ13がオンのとき、Ｖa ＝０ Ｓ13とＳ14がオンのとき、Ｖa ＝−Ｖd ／２ となり、３レベルの電圧を発生する。同様に、ｂ点の電
圧Ｖb は素子Ｓ21〜Ｓ24をオン，オフさせることによっ
て、次のように変化する。 Ｓ21とＳ22がオンのとき、Ｖb ＝＋Ｖd ／２ Ｓ22とＳ23がオンのとき、Ｖb ＝０ Ｓ23とＳ24がオンのとき、Ｖb ＝−Ｖd ／２ となる。この結果、コンバ―タの交流側端子電圧ＶC
は、（＋Ｖd ，＋Ｖd ／２，０，−Ｖd ／２，−Ｖd ）
の５レベルの電圧を発生する。

【００３２】電圧検出器ＰＴ1 ，ＰＴ2 はそれぞれ平滑
コンデンサＣd1，Ｃd2の直流電圧Ｖd1，Ｖd2を検出す
る。加減算器Ａ1 は当該電圧検出値Ｖd1とＶd2の和を演
算し、Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2を和電圧制御回路ＡＶＲ1 に入
力する。又、加減算器Ａ2 は前記電圧検出値Ｖd1とＶd2
の差を演算し、Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を差電圧制御回路ＡＶ
Ｒ2 に入力する。電流検出器ＣＴS は電源ＳＵＰから供
給される入力電流Ｉs を検出し、電流制御回路ＡＣＲ及
び乗算器ＭＬ2 に入力する。又、電圧検出器ＰＴS はＮ
ＰＣコンバ―タの交流側端子電圧Ｖc を検出し、乗算器
ＭＬ2 に入力する。

【００３３】和電圧制御回路は、コンバ―タが出力すべ
き直流電圧値を和電圧指令値Ｖd ^* とし、前記和電圧検
出値Ｖd と比較して、偏差εd ＝Ｖd ^* −Ｖd を求め、
その偏差を増幅して入力電流の波高値指令Ｉm ^* を作
る。

【００３４】次に、乗算器ＭＬ1 によって、前記電流波
高値指令Ｉm ^* に電源電圧Ｖs に同期した単位正弦波ｓ
ｉｎωｔを乗じ、入力電流指令値Ｉs ^* ＝Ｉm ^* ・ｓｉ
ｎωｔを作る。

【００３５】入力電流制御回路ＡＣＲは、入力電流指令
値Ｉs ^* と入力電流検出値Ｉs とを比較し、その偏差ε
I ＝Ｉs ^* −Ｉs を反転増幅して、電圧指令値ｅa ，ｅ
b ＝−ｅa を加減算器Ａ3 ，Ａ4 に与える。

【００３６】差電圧制御回路ＡＶＲ2 は、差電圧指令値
Ｖo ^* ＝０と前記差電圧検出値Ｖo＝Ｖd1−Ｖd2を比較
し、その偏差εo ＝Ｖo ^* −Ｖo を増幅して補償電圧Δ
ｅを作り、符号切換器ＡＳに入力する。符号切換器ＡＳ
はＮＰＣコンバ―タの入力電力Ｐc ＝Ｖc ・Ｉs の符号
に応じて前記補償電圧Δｅの符号を切換える。即ち、 Ｐc ≧０のとき、Δｅ’＝Δｅ Ｐc ＜０のとき、Δｅ’＝−Δｅ とする。この補償電圧Δｅ’を前記加減算器Ａ3 ，Ａ4
に入力する。加減算器Ａ3 ，Ａ4 は前記電圧指令値ｅa
，ｅb に補償電圧Δｅ’を加え、ＰＷＭ制御回路ＰＷ
ＭＣに新たな電圧指令値ｅa ’，ｅb ’を与える。即
ち、 ｅa ’＝ｅa ＋Δｅ’ ｅb ’＝ｅb ＋Δｅ’＝−ｅa ＋Δｅ’ となる。図２は、図１のＮＰＣコンバ―タのパルス幅変
調制御（ＰＷＭ制御）動作を説明するためのタイムチャ
―ト図である。

【００３７】図中、Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｙ1 ，Ｙ2 はＰＷＭ制
御の搬送波、ｅa ’，ｅb ’はＰＷＭ制御入力信号（電
圧指令値）である。ここで、Ｘ1 とＸ2 は０〜＋Ｅmax
の間で変化する三角波で、Ｘ2 はＸ1 に対して位相が１
８０°ずれている。又、Ｙ1，Ｙ2 は−Ｅmax 〜０の間
で変化する三角波で、それぞれ前記三角波Ｘ1 ，Ｘ2の
反転値になっている。入力信号ｅa ’と三角波Ｘ1 ，Ｙ
1 とを比較し、素子Ｓ11〜Ｓ14のゲ―ト信号ｇ11，ｇ12
を作る。即ち、 ｅa ’＞Ｘ1 のとき、ｇ11＝１で、Ｓ11をオン、Ｓ13を
オフ ｅa ’≦Ｘ1 のとき、ｇ11＝０で、Ｓ11をオフ、Ｓ13を
オン ｅa ’＜Ｙ1 のとき、ｇ12＝１で、Ｓ14をオン、Ｓ12を
オフ ｅa ’≧Ｙ1 のとき、ｇ12＝０で、Ｓ14をオフ、Ｓ12を
オン させる。又、入力信号ｅb ’と三角波Ｘ2 ，Ｙ2 とを比
較し、素子Ｓ21〜Ｓ24のゲ―ト信号ｇ21，ｇ22を作る。
即ち、 ｅb ’＞Ｘ2 のとき、ｇ21＝１で、Ｓ21をオン、Ｓ23を
オフ ｅb ’≦Ｘ2 のとき、ｇ21＝０で、Ｓ21をオフ、Ｓ23を
オン ｅb ’＜Ｙ2 のとき、ｇ22＝１で、Ｓ24をオン、Ｓ22を
オフ ｅb ’≧Ｙ2 のとき、ｇ22＝０で、Ｓ24をオフ、Ｓ22を
オン させる。

【００３８】この結果、ＮＰＣコンバ―タＣＮＶのａ点
の電圧Ｖa ，ｂ点の電圧Ｖb は図示のような波形とな
る。即ち、電圧Ｖa の平均値は前記電圧指令値ｅa ’に
比例し、電圧Ｖb の平均値は前記電圧指令値ｅb ’に比
例する。また、ＮＰＣコンバ―タＣＮＶの交流側電圧Ｖ
c はａ点の電圧Ｖa とｂ点の電圧Ｖb の差電圧となり、
Ｖc ＝Ｖa −Ｖb の平均値ＶC(m)（破線で示す）は前記
電圧指令値ｅa ’−ｅb’＝ｅa −ｅb ＝２・ｅa に比
例した値となる。まず、和電圧制御の動作を説明する。
ＮＰＣコンバ―タＣＮＶ交流側端子間には、上記のよう
に補償電圧Δｅの値に無関係に、電圧指令値ｅa −ｅb
＝２・ｅa に比例した電圧Ｖc を発生する。

【００３９】交流リアクトルＬs には交流電源ＳＵＰの
電圧Ｖs と前記コンバ―タＣＮＶのの発生電圧Ｖc の差
電圧ＶL ＝Ｖs −Ｖc が印加され、その差電圧ＶL を調
整することにより入力電流Ｉs を制御する。

【００４０】Ｉs ^* ＞Ｉs の場合、偏差εI は正の値と
なり、電圧Ｖc を減少させて入力電流Ｉs を増加させ
る。逆に、Ｉs ^* ＜Ｉs の場合、偏差εI は負の値とな
り、電圧Ｖc を増加させて入力電流Ｉs を減少させる。
結果的に、Ｉs ＝Ｉs ^* となるように制御される。

【００４１】また、Ｖd ^* ＞Ｖd となった場合、前記偏
差εd は正の値となり、前記電流波高値指令Ｉm ^* を増
加させ、電源電圧Ｖs と同相の入力電流Ｉs ＝Ｉs ^* を
増加させる。この結果、交流電源から供給される有効電
力 Ｐs ＝Ｖs ・Ｉs ＝Ｖm ・Ｉm （１−ｃｏｓ２ωｔ）／２ が増加し、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖd ^* ＜
Ｖd となった場合、偏差εd は負値となり、電流波高値
指令Ｉm ^* を減少させ、電源電圧Ｖs と同相の入力電流
Ｉs ＝Ｉs ^* を減少させる。この結果、交流電源から供
給される有効電力Ｐs も減少し、直流電圧Ｖd を減少さ
せる。故に、Ｖd ＝Ｖd ^* となるように制御される。次
に、差電圧制御動作を説明する。乗算器ＭＬ2 により、
入力電流Ｉs とＮＰＣコンバ―タの交流側電圧Ｖc を掛
け算し、瞬時入力電力Ｐc ＝Ｖc ・Ｉs を求める。

【００４２】図３は、力行運転時の電圧，電流ベクトル
図を示すもので、電源電圧Ｖs に対し入力電流Ｉs を同
相に制御した場合、交流リアクトルＬs に印加される電
圧は、ＶL ＝ｊω・Ｌs ・Ｉs となる。ここで、ωは交
流電源の角周波数である。この結果、コンバ―タが発生
する電圧Ｖc は電源電圧Ｖs よりθだけ位相が遅れたベ
クトルとなる。

【００４３】図４は、力行運転時の電圧，電流波形を示
すもので、入力電流Ｉs に対し、コンバ―タの電圧Ｖc
は位相角θだけ遅れている。この時、コンバ―タの入力
電力Ｐc ＝Ｖc ・Ｉs は、図示のように電源周波数の２
倍で変化する。符号切換器ＡＳは、乗算器ＭＬ2 で求め
た瞬時入力電力Ｐc の符号により、差電圧制御からの補
償電圧Δｅの符号を次のように切換える。即ち、 Ｐc ≧０のとき、Δｅ’＝Δｅ Ｐc ＜０のとき、Δｅ’＝−Δｅ とする。ここで、Ｉs ＞０，Ｖc ＞０のとき、即ち、Ｐ
c ＞０の場合を例にとって説明する。まず、補償電圧Δ
ｅ＝０の場合を説明する。

【００４４】Ｖc ＞０のとき、コンバ―タのａ点電圧Ｖ
a ＞０で、ｂ点電圧Ｖb ＜０となっている。ａ点電圧Ｖ
a ＞０と言うことは、素子Ｓ11とＳ12がオンでＶa ＝＋
Ｖd1か、素子Ｓ12と素子Ｓ13がオンでＶa ＝０のどちら
かになってＰＷＭ制御されている。また、ｂ点電圧Ｖb
＜０と言うことは、素子Ｓ23と素子Ｓ24がオンでＶb＝
−Ｖd2か、素子Ｓ22と素子Ｓ23がオンでＶb ＝０のどち
ちらかになってＰＷＭ制御されている。

【００４５】図５は、Ｉs ＞０で、Ｖa ＝＋Ｖd1，Ｖb
＝０の場合の電流経路を示す。入力電流Ｉs は、電源Ｓ
ＵＰ→Ｌs →Ｄ12→Ｄ11→Ｃd1→Ｄ25→Ｓ22→電源ＳＵ
Ｐの経路で流れ、コンデンサＣd1の電圧Ｖd1を増加させ
る。

【００４６】図６は、Ｉs ＞０で、Ｖa ＝０，Ｖb ＝０
の場合の電流経路を示す。入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ
→Ｌs →Ｓ13→Ｄ16→Ｄ25→Ｓ22→電源ＳＵＰの経路で
流れ、コンデンサＣd1及びＣd2の電圧Ｖd1，Ｖd2に関係
しない。

【００４７】図７は、Ｉs ＞０で、Ｖa ＝０，Ｖb ＝−
Ｖd2の場合の電流経路を示す。入力電流Ｉs は、電源Ｓ
ＵＰ→Ｌs →Ｓ13→Ｄ16→Ｃd2→Ｄ24→Ｄ23→電源ＳＵ
Ｐの経路で流れ、コンデンサＣd2の電圧Ｖd2を増加させ
る。

【００４８】同様に、Ｉs ＞０で、Ｖa ＝＋Ｖd1，Ｖb
＝−Ｖd2の場合、入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ→Ｌs →
Ｄ12→Ｄ11→Ｃd1→Ｃd2→Ｄ24→Ｄ23→電源ＳＵＰの経
路で流れ、コンデンサＣd1及びＣd2の電圧Ｖd1，Ｖd2を
共に増加させる。即ち、Ｉs ＞０，Ｖc ＞０のときは２
つのコンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖd1，Ｖd2は共に増加
する方向に動作する。

【００４９】ここで、前記補償電圧Δｅ’＝Δｅを加え
ると、図８に示すように、Ｉs ＞０Ｖc ＞０のとき、ａ
点の電圧は、Ｖa ’＝Ｖa ＋Ｋc ・Δｅとなって正の値
で増加する。又、ｂ点の電圧Ｖb ’＝Ｖb ＋Ｋc ・Δｅ
＝−Ｖa ＋Ｋc ・Δｅとなって負の値で、その絶対値が
減少する。

【００５０】ａ点電圧Ｖa ’が正でその値が大きくなる
と、図５に示した期間が増加し、コンデンサＣd1の電圧
Ｖd1を増加させ、ｂ点電圧Ｖb ’が負でその値が小さく
なると、図７に示した期間が減少し、コンデンサＣd2の
電圧Ｖd2を減少させる。即ち、Ｉs ＞０，Ｖc ＞０のと
き、補償電圧Δｅ＞０を加えることによって、Ｖo ＝Ｖ
d1−Ｖd2を増加させることができる。同様にして、Ｉs
＜０，Ｖc ＜０のとき（Ｐc ＞０のとき）、補償電圧Δ
ｅ＞０を加えることによって、Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を増加
させることができる。又、Ｐc ＞０のとき、Δｅを負の
値にすることにより、Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を減少させるこ
とができる。次に、Ｐc ＜０の場合を説明する。

【００５１】入力電流Ｉs の方向が反転し、Ｉs ＜０，
Ｖc ＞０、即ち、Ｐc ＜０となった場合、図５乃至図７
で、電流Ｉs の方向が逆向になった場合を考えてみれば
良い。 即ち、Ｉs ＜０で、Ｖa ＝＋Ｖd1，Ｖb ＝０の
場合、入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ→Ｓ23→Ｄ26→Ｃd1
→Ｓ11→Ｓ12→Ｌs →電源ＳＵＰの経路で流れ、コンデ
ンサＣd1の電圧Ｖd1を減少させる。

【００５２】Ｉs ＜０で、Ｖa ＝０，Ｖb ＝０の場合、
入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ→Ｓ23→Ｄ26→Ｄ15→Ｓ12
→Ｌs →電源ＳＵＰの経路で流れ、コンデンサＣd1及び
Ｃd2の電圧Ｖd1，Ｖd2に関係しない。

【００５３】Ｉs ＜０で、Ｖa ＝０，Ｖb ＝−Ｖd2の場
合、入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ→Ｓ23→Ｓ24→Ｃd2→
Ｄ15→Ｓ12→Ｌs →電源ＳＵＰの経路で流れ、コンデン
サＣd2の電圧Ｖd2を減少させる。

【００５４】同様に、Ｉs ＜０で、Ｖa ＝＋Ｖd1，Ｖb
＝−Ｖd2の場合、入力電流Ｉs は、電源ＳＵＰ→Ｓ23→
Ｓ24→Ｃd2→Ｃd1→Ｓ11→Ｓ12→Ｌs →電源ＳＵＰの経
路で流れ、コンデンサＣd1及びＣd2の電圧Ｖd1，Ｖd2を
減少させる。

【００５５】ここで、前記補償電圧Δｅ’＝−Δｅを加
えると（ただし、Δｅは正の値とする）、ａ点の電圧
は、Ｖa ’＝Ｖa −Ｋc ・Δｅとなって正の値で小さく
なる。また、ｂ点の電圧は、Ｖb ’＝Ｖb −Ｋc ・Δｅ
＝−Ｖa −Ｋc ・Δｅとなって負の値で、その絶対値が
大きくなる。

【００５６】ａ点電圧Ｖa ’が正でその値が小さくなる
と、（Ｉs ＜０で、Ｖa ＝＋Ｖd1，Ｖb ＝０）の期間が
増加し、コンデンサＣd1の電圧Ｖd1を増加させ、ｂ点電
圧Ｖb ’が負でその値が小さくなると、（Ｉs ＜０で、
Ｖa ＝０，Ｖb ＝−Ｖd2）の期間が減少し、コンデンサ
Ｃd2の電圧Ｖd2を減少させる。即ち、Ｉs ＜０，Ｖc ＞
０のとき（Ｐc ＜０のとき）、補償電圧Δｅ’＝−Δｅ
を加えることによって、Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を増加させる
ことができる。

【００５７】同様にして、Ｉs ＞０，Ｖc ＜０のとき
（Ｐc ＜０のとき）、補償電圧Δｅ’＝−Δｅを加える
ことによって、Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を増加させることがで
きる。又、Ｐc ＜０のとき、Δｅを負の値にすることに
より、上記差電圧Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を減少させることが
できる。

【００５８】即ち、力行モ―ド（Ｐc ＞０）のとき、Ｖ
o ^* ＞Ｖo となった場合、偏差εoは正の値となり、補
償電圧Δｅも正値となる。故に、差電圧がＶo が増加し
て、Ｖo ＝Ｖo ^* となるように制御される。逆に、Ｖo
^* ＜Ｖo となった場合、偏差εo は負の値となり、補償
電圧Δｅも負値となる。故に、差電圧がＶo が減少し、
やはり、Ｖo ＝Ｖo ^* となるように制御される。又、回
生モ―ドのときは補償電圧Δｅを反転することにより、
同様にＶo ＝Ｖo ^* となるように制御することができ
る。

【００５９】以上のように、コンバ―タの入力電流Ｉs
を利用して直流電圧Ｖd1，Ｖd2の差電圧Ｖo を制御する
ため、その制御応答は当該入力電流Ｉs の大きさに依存
する。通常、電源力率を１に制御するため入力電流Ｉs
は電源電圧Ｖs と同相に制御され、重負荷運転時は入力
電流Ｉs は大きく、軽負荷運転時はＩs が小さくなる。
この結果、Ｉs の小さい軽負荷運転時は差電圧Ｖo の制
御応答が悪くなり、極端な話、Ｉs ＝０では、Ｖo を制
御することが出来なくなる。

【００６０】図９は、本発明の別の実施例を示す制御ブ
ロックである。図中、Ｃ1 〜Ｃ3 は比較器、Ｇv(s)は和
電圧制御補償回路、Ｇ1(s)は入力電流制御補償回路、Ｇ
o(s)は差電圧制御補償回路、ＭＬ1 〜ＭＬ4 は乗算器、
ＡＤ1 〜ＡＤ4 は加算器、ＩＶは反転回路、ＲＯＭはメ
モリテ―ブル、ＶＲＱは無効電流設定器、ＳＨはシュミ
ット回路、ＰＷＭＣ1 ，ＰＷＭＣ2 パルス幅変調制御回
路を示す。

【００６１】まず、比較器Ｃ1 により和電圧指令値Ｖd
^* と和電圧検出値Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2を比較し、その偏差
εd ＝Ｖd ^* −Ｖd を求める。和電圧制御補償回路Ｇv
(s)により偏差εd を増幅し、有効電流波高値指令ＩPm^*
として乗算器ＭＬ1 に入力する。また、無効電流設定
器ＶＲＱにより無効電流波高値指令ＩQm^* を与え、乗算
器ＭＬ2 に入力する。メモリテ―ブルＲＯＭは電源電圧
検出値Ｖs から該電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔ
と該電圧から９０°位相がずれた単位余弦波ｃｏｓωｔ
を作るもので、それぞれ前記乗算器ＭＬ1 ，ＭＬ2 に入
力する。即ち、乗算器ＭＬ1 により有効電流指令ＩP ^*
＝ＩPm^* ・ｓｉｎωｔを求め、乗算器ＭＬ2 により無効
電流指令ＩQ ^* ＝ＩQM^* ・ｃｏｓωｔを求める。更に、
加算器ＡＤ1 により上記有効、無効電流指令の和を取
り、入力電流指令値Ｉs ^* ＝ＩP ^* ＋ＩQ ^* とする。比
較器Ｃ2 により該電流指令値Ｉs ^* と入力電流検出値Ｉ
s とを比較し、その偏差εI ＝Ｉs ^* −Ｉs を電流制御
補償回路Ｇ1(s)で反転増幅する。加算器ＡＤ2 は電流制
御補償回路ＧI(s)の出力信号と電源電圧分を補償する信
号ｅs ^* を加えて、コンバ―タの交流側発生電圧指令値
ｅc ^* とする。電圧指令値ｅc ^* は加算器ＡＤ3 を介し
てａ点電圧指令値ｅa ^* としてパルス幅変調制御回路Ｐ
ＷＭＣ1 に入力される。また、電圧指令値ｅc ^* は反転
回路ＩＶで反転され、加算器ＡＤ4 を介してｂ点電圧指
令値ｅb ^* としてパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣ2 に入
力される。前に説明したように、ＮＰＣコンバ―タのａ
点の電圧Ｖa は上記ａ点電圧指令値ｅa ^* に比例するよ
うにＰＷＭ制御され、ｂ点の電圧Ｖb は上記ｂ点電圧指
令値ｅb ^* に比例するようにＰＷＭ制御される。故に、
コンバ―タの発生電圧Ｖc ＝Ｖa −Ｖb はｅa ^* −ｅb
^* ＝２ｅc ^* に比例した電圧になる。

【００６２】交流リアクトルＬs には交流電源ＳＵＰの
電圧Ｖs と前記コンバ―タＣＮＶの発生電圧Ｖc の差電
圧ＶL ＝Ｖs −Ｖc が印加され、その差電圧ＶL を調整
することにより入力電流Ｉs を制御する。

【００６３】Ｉs ^* ＞Ｉs の場合、偏差εI は正の値と
なり、電圧Ｖc を減少させて入力電流Ｉs を増加させ
る。逆に、Ｉs ^* ＜Ｉs の場合、偏差εI は負の値とな
り、電圧Ｖc を増加させて入力電流Ｉs を減少させる。
結果的に、Ｉs ＝Ｉs ^* となるように制御される。

【００６４】無効電流指令値ＩQm^* ＝０とした場合、Ｉ
s ^* ＝ＩP ^* となり、入力電流Ｉsは電源電圧Ｖs と同
相の正弦波に制御される。説明を簡単にするため、ＩQm
^* ＝０として和電圧制御動作を簡単に説明する。Ｖd ^*
＞Ｖd となった場合、前記偏差εd は正の値となり、有
効電流波高値指令ＩPm^* を増加させる。この結果、交流
電源から供給される有効電力 Ｐs ＝Ｖs ・Ｉs ＝Ｖm ・ＩPm（１−ｃｏｓ２ωｔ）／２ が増加し、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖd ^* ＜
Ｖd となった場合、偏差εd は負の値となり、有効電流
波高値指令ＩPm^* を減少させる。この結果、交流電源か
ら供給される有効電力Ｐs も減少し、直流電圧Ｖd を減
少させる。故に、Ｖd ＝Ｖd ^* となるように制御され
る。一方、入力電流指令値Ｉs ^* と電圧指令ｅc ^* を乗
算器ＭＬ3 に入力し、Ｐc ^* ＝Ｉs ^* ・ｅc ^* を求め
る。Ｉs ＝Ｉs ^* ，Ｖc ＝Ｋ・ｅc ^* と考えると、上記
Ｐc ^* はコンバ―タの瞬時入力電力Ｐc に比例した値と
なる。このＰc ^* をシュミット回路ＳＨに入力し、正負
を判別する。即ち、Ｐc ^* ≧０のとき、＋１を出力し、
Ｐc ^* ＜０のとき、−１を出力する。このシュミット回
路ＳＨの出力信号ｓｇｎ（Ｐc ^* ）は乗算器ＭＬ4 に入
力される。

【００６５】また、比較器Ｃ3 により差電圧指令値Ｖo
^* と差電圧検出値Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を比較し、その偏差
εo ＝Ｖo ^* −Ｖo を差電圧制御補償回路Ｇo(s)で増幅
して、補償電圧Δｅを求める。補償電圧Δｅは前記乗算
器ＭＬ4 に入力され、前記シュモット回路ＳＨの出力信
号ｓｇｎ（Ｐc ^* ）と掛け合される。即ち、 Ｐc ^* ≧０のとき、Δｅ’＝＋Δｅ Ｐc ^* ＜０のとき、Δｅ’＝−Δｅ となって、前記加算器ＡＤ3 ，ＡＤ4 に入力される。差
電圧制御動作は前に詳しく述べているので省略する。

【００６６】無効電流指令値ＩQm^* ＝０の場合、軽負荷
あるいは無負荷の時入力電流Ｉs は小さい値となってい
る。従って、差電圧制御のための補償電圧Δｅを与えて
も直流平滑コンデンサＣd1あるいはＣd2になかなか電流
が流れ込まず、制御応答が非常に悪くなる。

【００６７】図１０は有効電流指令ＩPm^* ＝０とし、無
効電流指令ＩQm^* ≠０を与えて入力電流Ｉs を制御した
場合の電圧、電流ベクトル図を示す。電源電圧Ｖs に対
し進み電流Ｉs を流した場合、リアクトルＬs による電
圧降下はｊωＬs Ｉs となり、ＮＰＣコンバ―タはＶs
と同相の電圧Ｖc を発生している。

【００６８】図１１は図１０のベクトル関係での電圧電
流波形を示すもので、電圧Ｖc は電流Ｉs より位相が９
０°進んでいる。また、コンバ―タの瞬時入力電力Ｐc
は電圧Ｖc と電流Ｉs の積となり、その平均値は零とな
っている。

【００６９】前述の補償電圧Δｅ’はこの瞬時電力Ｐc
の符号に応じて極性が反転する。このように無効電流Ｉ
Q を流すことにより入力電流Ｉs が確保され、再び差電
圧制御が可能となる。ただし、無効電流ＩQ を流すと電
源力率が悪くなるので、その欠点を改善するため無効電
流指令値ＩQM^* は軽負荷運転時にだけ与えることも考え
られる。図１２は本発明の中性点クランプ式コンバ―タ
制御装置の更に別の実施例を示す主回路構成図で、図１
３は、その制御回路構成図である。

【００７０】図１２において、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電
源の受電端子、Ｔｒは電源トランス、ＬSR，ＬSS，ＬST
は交流リアクトル、ＣＮＶR ，ＣＮＶS ，ＣＮＶT は単
相フルブリッジ結線された中性点クランプ式コンバ―タ
（以下、ＮＰＣコンバ―タと呼ぶ）本体、Ｃd1，Ｃd2は
直流平滑コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷である。

【００７１】また、図１３において、Ｃ1 〜Ｃ5 は比較
器、Ｇv(s)は和電圧制御補償回路、ＧR(s)，ＧS(s)，Ｇ
T(s)は入力電流制御補償回路、Ｇo(s)は差電圧制御補償
回路、ＭＬ1 〜ＭＬ9 は乗算器、Ａ1 〜Ａ6 は加減算
器、ＳＨ1 〜ＳＨ3 はシュミット回路、ＵＳは単位正弦
波発生回路、ＰＷＭR ，ＰＷＭS ，ＰＷＭT はそれぞれ
コンバ―タＣＮＶR ，ＣＮＶS ，ＣＮＶT のパルス幅変
調制御回路を示す。

【００７２】Ｒ相のコンバ―タＣＮＶR は、図１に示し
た単相ＮＰＣコンバ―タと同様に構成されている。Ｓ相
及びＴ相のコンバ―タも同様に構成されている。電源ト
ランスＴｒは１次側がＹ結線され、２次巻線は各相毎に
２端子ずつに分離されている。トランスＴｒの２次巻線
は各々交流リアクトルＬSR，ＬSS，ＬSTを介して前記コ
ンバ―タＣＮＶR ，ＣＮＶS ，ＣＮＶT に接続される。
３台のＮＰＣコンバ―タＣＮＶR ，ＣＮＶS ，ＣＮＶT
は直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2に印加される電圧Ｖd
1，Ｖd2の和がほぼ一定になるように３相入力電流ＩR
，ＩS ，ＩT を制御すると共に、Ｖd1＝Ｖd2となるよ
うに制御する。

【００７３】負荷ＬＯＡＤは、直流平滑コンデンサＣd
1，Ｃd2を直流電圧源とするもので、例えば３相出力の
ＮＰＣインバ―タＩＮＶと交流電動機Ｍで構成されてい
る。３相ＮＰＣインバ―タＩＮＶは直流電圧を可変電圧
可変周波数の交流電力に変換するもので、交流電動機Ｍ
を駆動する。ここでは、インバ―タＩＮＶの制御動作は
省略する。次に、図１２，図１３の装置の制御動作を説
明する。

【００７４】図１３において、まず、比較器Ｃ1 により
和電圧指令値Ｖd ^* と和電圧検出値Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2を
比較し、その偏差εd ＝Ｖd ^* −Ｖd を求める。和電圧
制御補償回路Ｇｖ(S) により偏差εd を増幅し、入力電
流波高値指令Ｉm ^* として乗算器ＭＬ1 〜ＭＬ3 に入力
する。又、単位正弦波発生器ＵＳにより、３相電源電圧
ＶR ，ＶS ，ＶT に同期した３つの単位正弦波ｓｉｎω
ｔ，ｓｉｎ（ωｔ−２π／３），ｓｉｎ（ωｔ＋２π／
３）を作り、前記乗算器ＭＬ1 〜ＭＬ3 に入力し、次式
で示されるような３相入力電流指令値を求める。即ち、 ＩR ^* ＝Ｉm ^* ・ｓｉｎωｔ ＩS ^* ＝Ｉm ^* ・ｓｉｎ（ωｔ−２π／３） ＩT ^* ＝Ｉm ^* ・ｓｉｎ（ωｔ＋２π／３） となる。

【００７５】Ｒ相の入力電流制御は次のように行われ
る。即ち、比較器Ｃ2 により前記Ｒ相電流指令値ＩR ^*
とＲ相電流検出値ＩR とを比較し、その偏差εR ＝ＩR
^* −ＩR を電流制御補償回路ＧR(S)で反転増幅する。電
流制御補償回路ＧR(S)の出力信号ｅR ^* は加減算器Ａ1
，Ａ2 を介してＲ相コンバ―タのＰＷＭ制御入力信号
となる。Ｒ相コンバ―タＣＮＶR は交流側端子に上記電
圧指令値ｅR ^* に比例した電圧ＶCRを発生し、Ｒ相入力
電流ＩR を制御する。

【００７６】交流リアクトルＬSRには電源電圧ＶR と前
記コンバ―タＣＮＶR の発生電圧ＶCRの差電圧ＶLR＝Ｖ
R −ＶCRが加印され、その差電圧ＶLRを調整することに
より入力電流ＩR を制御する。

【００７７】ＩR ^* ＞ＩR の場合、偏差εR は正の値と
なり、電圧ＶCRを減少させて入力電流ＩR を増加させ
る。逆に、ＩR ^* ＜ＩR の場合、偏差εR は負の値とな
り、電圧ＶCRを増加させて入力電流ＩR を減少させる。
結果的に、ＩR ＝ＩR ^* となるように制御される。Ｓ相
及びＴ相の入力電流制御も同様に行われる。また、和電
圧制御は次のように行われる。Ｖd ^* ＞Ｖd となった場
合、偏差εd は正値となり入力電流波高値指令Ｉm ^* を
増加させる。この結果交流電源から供給される有効電力 ＰI ＝ＶR ・ＩR ＋ＶS ・ＩS ＋ＶT ・ＩT ＝３・Ｖm ・Ｉm ／２ が増加し、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖd ^* ＜
Ｖd となった場合、偏差εd は負値となり入力電流波高
値指令Ｉm ^* を減少させる。この結果交流電源から供給
される有効電力ＰI も減少し、直流電圧Ｖd を減少させ
る。故に、Ｖd ＝Ｖd ^* となるように制御される。一
方、前記入力電流指令値ＩR ^* ，ＩS ^* ，ＩT ^* と電圧
指令ｅR ^* ，ｅS ^* ｅT ^* を乗算器ＭＬ4 〜ＭＬ6 にそ
れぞれ入力し、 ＰCR^* ＝ＩR ^* ・ｅR ^* ＰCS^* ＝ＩS ^* ・ｅS ^* ＰCT^* ＝ＩT ^* ・ｅT ^* を求める。ここで、ＩR ＝ＩR ^* ，ＩS ＝ＩS ^* ，ＩT
＝ＩT ^* に制御され、且つＶCR＝Ｋ・ｅR ^* ，ＶCS＝Ｋ
・ｅS ^* ，ＶCT＝Ｋ・ｅT ^* と考えると、上記のＰC
R^* ，ＰCS^* ，ＰCT^* は各相コンバ―タの入力電力ＰC
R，ＰCS，ＰCTに比例した値となる。このＰCR^* ，ＰCS^*
，ＰCT^* をシュミット回路ＳＨ1 〜ＳＨ3 に入力し、
正負を判別する。即ち、Ｒ相について説明すると、ＰCR
^* ≧０のとき、＋１を出力し、ＰCR^* ＜０のとき、−１
を出力する。Ｓ相、Ｔ相も同様である。このシュミット
回路ＳＨ1 〜ＳＨ3 の出力信号ｓｇｎ（ＰCR^* ），ｓｇ
ｎ（ＰCS^* ），ｓｇｎ（ＰCT^* ）はそれぞれ乗算器ＭＬ7
〜ＭＬ9 に入力される。また、比較器Ｃ5 により差電
圧指令値Ｖo ^* と差電圧検出値Ｖo ＝Ｖd1−Ｖd2を比較
し、その偏差εo ＝Ｖo ^* −Ｖo を差電圧制御補償回路
Ｇo(S)で増幅して、補償電圧Δｅを求める。補償電圧Δ
ｅは前記乗算器ＭＬ7 〜ＭＬ9 に入力され、前記シュミ
ット回路ＳＨ1 〜ＳＨ3 の出力信号ｓｇｎ（ＰCR^* ），
ｓｇｎ（ＰCS^* ），ｓｇｎ（ＰCT^* ）と掛け合される。
即ち、 ＰCR^* ≧０のとき、ΔｅR ＝＋Δｅ ＰCR^* ＜０のとき、ΔｅR ＝−Δｅ となって、前記加減算器Ａ1 ，Ａ2 に入力され、 ＰCS^* ≧０のとき、ΔｅS ＝＋Δｅ ＰCS^* ＜０のとき、ΔｅS ＝−Δｅ となって、前記加減算器Ａ3 ，Ａ4 に入力され、 ＰCT^* ≧０のとき、ΔｅT ＝＋Δｅ ＰCT^* ＜０のとき、ΔｅT ＝−Δｅ となって、前記加減算器Ａ5 ，Ａ6 に入力される。図１
４は、図１２、図１３の装置の制御動作を説明するため
のタイムチャ―ト図である。力行運転時には、各相コン
バ―タの発生電圧ＶCR，ＶCS，ＶCTは入力電流ＩR，ＩS
，ＩT より位相がθだけ進むことを説明した。

【００７８】上記のようにコンバ―タの瞬時有効電力の
符号ｓｇｎ（ＰCR^* ），ｓｇｎ（ＰCS^* ），ｓｇｎ（Ｐ
CT^* ）により各相コンバ―タの補償電圧ΔｅR ，ΔｅS
，ΔｅT を与えることにより、直流電圧の差電圧Ｖo
が制御出来ることは図１の装置で説明した通りである。

【００７９】しかし、単相運転と３相運転の間に次のよ
うな違いがある。即ち、単相運転では入力電流ＩS は交
流であるため、零点を交差し、ＩS ＝０のとき、補償電
圧Δｅを変化させても前記差電圧Ｖo を制御することは
できない。これに対し、３相運転では各相の入力電流Ｉ
R ，ＩS ，ＩT は同様に零点を交差するが、位相がずれ
ているため、例えば、ＩR ＝０のとき、Ｓ相とＴ相によ
って差電圧Ｖo を制御することが可能となる。即ち、単
相運転では入力電流ＩS の絶対値により差電圧Ｖo が制
御されるのに対し、３相運転では３相入力電流の絶対値
の和によって差電圧Ｖo が制御される点が異る。

【００８０】図１４の最下段にその３相入力電流の絶対
値の和の波形を示す。即ち、入力電流波高値Ｉm に対
し、１．５Ｉm 〜１．７３Ｉm の間で変化するが、連続
的に差電圧制御を行えることが分る。しかしながら、前
記入力電流波高値Ｉm 自体が零の場合は前にも述べたよ
うに差電圧Ｖo を制御することができない。

【００８１】図１５は３相コンバ―タ運転時に無効電流
だけを流したときのタイムチャ―ト図を示す。この場合
も３相入力電流の絶対値の和によって差電圧Ｖo が制御
され、やはり連続的に差電圧制御を行うことができる。
以上は、３相電源について説明したが、２相以上の電源
にも同様に適用できることは言うまでもない。

【００８２】

【発明の効果】以上説明のように、本発明の中性点クラ
ンプ式コンバ―タの制御装置によれば、直列接続された
２つの直流平滑コンデンサの和電圧をほぼ一定になるよ
うに制御し、且つ２つのコンデンサの電圧が同一になる
ように制御することが可能となる。その結果、平滑コン
デンサ容量のバラツキを或程度許容することができ、負
荷急変などに対して安定した直流電圧源となる中性点ク
ランプ式コンバ―タの制御装置を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。

【図２】［図１］の制御装置のＰＷＭ制御動作を説明す
るためのタイムチャ―ト図。

【図３】［図１］の装置の動作を説明するための電圧、
電流ベクトル図。

【図４】［図１］の装置の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。

【図５】［図１］の装置の動作を説明するための動作モ
―ド図。

【図６】［図１］の装置の動作を説明するための動作モ
―ド図。

【図７】［図１］の装置の動作を説明するための動作モ
―ド図。

【図８】［図１］の装置の動作を説明するためのタイム
チャ―ト図。

【図９】本発明のＮＰＣコンバ―タ制御装置の別の実施
例を示す制御回路構成図。

【図１０】［図９］の装置の動作を説明するための電
圧、電流ベクトル図。

【図１１】［図９］の装置の動作を説明するためのタイ
ムチャ―ト図。

【図１２】本発明のＮＰＣコンバ―タ制御装置の更に別
の実施例を示す主回路構成図。

【図１３】［図１２］の主回路を制御するための制御回
路の構成図。

【図１４】［図１２］［図１３］の装置の動作を説明す
るためのタイムチャ―ト図。

【図１５】［図１２］［図１３］の装置の動作を説明す
るためのタイムチャ―ト図。

【図１６】従来のＮＰＣコンバ―タの主回路構成図。

【図１７】［図１６］の装置のＰＷＭ制御動作を説明す
るためのタイムチャ―ト図。

【符号の説明】

ＳＵＰ ……単相交流電源、 ＬS ……交流リアクトル、 ＣＮＶ ……中性点クランプ式コン
バ―タ本体、 Ｃd1，Ｃd2 ……直流平滑コンデンサ、 ＬＯＡＤ ……負荷、 ＣＴＳ ……入力電流検出器、 ＰＴＳ ……交流電圧検出器、 ＰＴ1 ，ＰＴ2 ……直流電圧検出器、 Ａ1 〜Ａ4 ……加減算器、 ＡＶＲ1 ……和電圧制御回路、 ＡＣＲ ……入力電流制御回路、 ＡＶＲ2 ……差電圧制御回路、 ＭＬ1 ，ＭＬ2 ……乗算器、 ＡＳ ……符号切換器、 ＰＷＭＣ ……パルス幅変調制御回
路、 Ｓ11〜Ｓ14，Ｓ21〜Ｓ24， ……自己消弧素子、 Ｄ11〜Ｄ14，Ｄ21〜Ｄ24， ……フリ―ホイリングダイ
オ―ド Ｄ15，Ｄ16，Ｄ25，Ｄ26， ……クランプ用ダイオ―ド

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単相交流電源と、該単相交流電源にリア
   クトルを介して接続されるフルブリッジ結線の中性点ク
   ランプ式コンバ―タと、該中性点クランプ式コンバ―タ
   の出力端子に接続される第１及び第２の直流平滑コンデ
   ンサと、該直流平滑コンデンサを直流電源とする負荷
   と、前記２つの直流平滑コンデンサの和電圧を検出し、
   和電圧指令に一致するように制御する和電圧制御回路
   と、該和電圧制御回路の出力信号により前記交流電源か
   ら供給される入力電流を制御する入力電流制御回路と、
   前記２つの直流平滑コンデンサの差電圧を検出し、差電
   圧指令値に一致するように制御する差電圧制御回路と、
   該差電圧制御回路の出力信号と前記入力電流制御回路の
   出力信号の和に従って前記中性点クランプ式コンバ―タ
   をパルス幅変調制御する回路を具備して成る中性点クラ
   ンプ式コンバ―タの制御装置。
2. 【請求項２】 前記差電圧制御回路は、前記交流電源か
   ら供給される入力電流と前記中性点クランプ式コンバ―
   タが発生する交流電圧の積の符号を検出する手段を具備
   し、該符号検出手段からの信号に応じて前記差電圧制御
   回路の出力信号の符号を切換えるようにしたことを特徴
   とした請求項１に記載の中性点クランプ式コンバ―タの
   制御装置。
3. 【請求項３】 前記入力電流制御回路は、前記和電圧制
   御回路の出力信号に基き与えられる有効電流指令値と、
   別に設定される無効電流指令値の和により前記交流電源
   から供給される入力電流を制御するようにしたことを特
   徴とする請求項１又は請求項２に記載の中性点クランプ
   式コンバ―タの制御装置
4. 【請求項４】 多相（Ｎ相）交流電源と、該多相交流電
   源を各相毎に絶縁する電源トランスと、該トランスの２
   次巻線にリアクトルを介して接続されるＮ台のフルブリ
   ッジ結線の中性点クランプ式コンバ―タと、該中性点ク
   ランプ式コンバ―タの出力端子を並列接続し、その出力
   端子に接続された直列接続の第１及び第２の直流平滑コ
   ンデンサと、該２つの直流平滑コンデンサを直流電源と
   する負荷と、前記２つの直流平滑コンデンサの和電圧を
   検出し、和電圧指令に一致するように制御する和電圧制
   御回路と、該和電圧制御回路の出力信号により前記交流
   電源から供給される入力電流を制御する入力電流制御回
   路と、前記２つの直流平滑コンデンサの差電圧を検出
   し、差電圧指令値に一致するように制御する差電圧制御
   回路と、該差電圧制御回路の出力信号と前記入力電流制
   御回路の出力信号の和に従って前記中性点クランプ式コ
   ンバ―タをパルス幅変調制御する回路を具備して成る中
   性点クランプ式コンバ―タの制御装置。
5. 【請求項５】 前記差電圧制御回路は、前記多相交流電
   源から供給される各相の入力電流と前記中性点クランプ
   式コンバ―タが発生する各相の交流電圧の積の符号を各
   相毎に検出する手段を具備し、該符号検出手段からの信
   号に応じて前記差電圧制御回路の出力信号の符号を各相
   毎に切換えるようにしたことを特徴とする請求項４に記
   載の中性点クランプ式コンバ―タの制御装置。
6. 【請求項６】 前記入力電流制御回路は、前記和電圧
   制御回路の出力信号に基き与えられる有効電流指令値
   と、別に設定される無効電流指令値の和により前記交流
   電源から供給される入力電流を制御するようにしたこと
   を特徴とする請求項４又は請求項５に記載の中性点クラ
   ンプ式コンバ―タの制御装置。