JPH0624432B2 - 電界効果トランジスタを利用する電気装置 - Google Patents

電界効果トランジスタを利用する電気装置

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JPH0624432B2
JPH0624432B2 JP62004208A JP420887A JPH0624432B2 JP H0624432 B2 JPH0624432 B2 JP H0624432B2 JP 62004208 A JP62004208 A JP 62004208A JP 420887 A JP420887 A JP 420887A JP H0624432 B2 JPH0624432 B2 JP H0624432B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は電界効果トランジスタを使用するスイッチング
回路と、発電機の界磁電流を制御することにより発電機
の出力電圧を調整するためにそのスイッチング回路を利
用する発電機の電圧調整器とに関する。
［従来技術］ 高電位側駆動構成で電源と負荷とに接続されるスイッチ
ング回路にＮチャネル金属酸化物半導体電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する場合、すなわち、ド
レインが電源の正端子に接続され、負荷はＭＯＳＦＥＴ
のソース電極と電源の負端子との間に接続される場合、
ゲートに印加される十分な大きさのゲート電圧を発生し
且つＭＯＳＦＥＴをそのドレインとソースとの間で導通
状態に維持するために電源の電圧に加えて何らかの手段
を設けなければならない。電源の電圧の値より高いゲー
ト電圧を発生する公知の方法の１つは、米国特許第４，
４２０，７００号に記載されるような倍電圧器を使用す
るものである。
［発明の概要］ 本発明の目的の１つは、複数の制御機能を実行するため
に唯１つのコンデンサを使用するＮチャネル電界効果ト
ランジスタを利用する改良された高電位側駆動スイッチ
ング回路を提供することである。すなわち、本発明にし
たがって構成されるスイッチング回路においては、コン
デンサは回路のタイミングを設定すると共に、電圧倍増
作用のための電源を形成する。さらに、コンデンサは、
回路がある動作モードにあるとき、一定のデューティサ
イクルを有する一連の電圧パルスを提供するように電界
効果トランジスタをオン／オフ切替えさせるために利用
される。この一定デューティサイクルモードは、本発明
のスイッチング回路を自動車用発電機の電圧調整器に使
用される場合に蓄電池からの平均電流によって発電機の
界磁巻線を励磁する手段を構成する。
この目的を達成するために、本発明によるスイッチング
回路は特許請求の範囲第１項の特徴部分に記載されるよ
うな特徴を有する。
さらに詳細に言えば、本発明によるスイッチング回路に
おいては、充電中、コンデンサにはその両端電圧がある
所定の値に達するまで電流が取込まれる。この電圧レベ
ルは検出され、そのレベルに達したとき、コンデンサの
両端電圧は直流電圧源の電圧に直列に積重ねられ、すな
わち加算されて、コンデンサ電圧と直流電圧源の電圧と
の和にほぼ等しいゲートバイアス電圧を電界効果トラン
ジスタに対して供給する。コンデンサ電圧が所定の値に
達した時点で、コンデンサ電圧と電源電圧とは前述のよ
うに積重ねられ、すなわち加算され、この時点で回路は
コンデンサ放電モードに切り替わり、コンデンサは放電
し始める。コンデンサは、コンデンサ電圧と電源電圧と
の和が所定の値又はレベルに低下するまで放電を続け
る。所定のレベルまで低下すると、回路はコンデンサ充
電モードに切替わり、コンデンサは再び充電し始め、同
時にコンデンサ電圧と電源電圧とは重ねられなくなる。
上述のサイクルは周期的に繰返し、すなわち、コンデン
サは充電と放電を繰返す。コンデンサが充電と放電を繰
返し、電源電圧とコンデンサ電圧の積重ねと分離が起こ
る間、回路の接続点における電圧は和電圧（積重ね状
態）とコンデンサの両端電圧（分離状態）との間で変化
する。この接続点は電界効果トランジスタのゲートに接
続される。積重ね状態の間、和電圧は電界効果トランジ
スタをそのドレインとソースとの間でゲートするのに十
分な値である。さらに、コンデンサの放電中、コンデン
サが放電によって達する電圧は、和電圧（積重ね電圧）
が電界効果トランジスタを導通状態にバイアスされたま
まに維持するのに十分なほど高くなるような値である。
コンデンサの充電と放電の繰返し、及びコンデンサ電圧
と電源電圧との積重ねと分離は、コンデンサが放電して
いる時間周期にほぼ相当する時間周期にわたりゲートバ
イアス電圧を発生する。この時間周期はほぼ一定であ
り、コンデンサ放電回路のＲＣ時定数の関数である。ゲ
ートバイアス電圧はコンデンサの放電期間を通して電界
効果トランジスタを導通状態にバイアスされたままに維
持するのに十分なほど高い。
電界効果トランジスタが導通状態及び非導通状態にバイ
アスされる時間周期を制御するために、電界効果トラン
ジスタのゲートと電源の負端子との間にスイッチングデ
バイスが接続される。このスイッチングデバイスが非導
通状態であるとき、電界効果トランジスタは発生される
ゲート電圧により導通状態にバイアスされるべき状態に
あり、スイッチングデバイスが導通状態にあるときは、
電界効果トランジスタは非導通状態にバイアスされる。
スイッチングデバイスのスイッチング状態は、コンデン
サが所定の電圧レベルまで充電した時点でのみスイッチ
ングデバイスが状態を変えることができるように制御さ
れる。この構成により、複数の連続して起こる、それぞ
れ等しい持続時間の時間周期の和に等しい総時間周期に
わたり電界効果トランジスタを導通状態にバイアスする
ことができる。さらに、スイッチングデバイスが導通状
態になると、複数の連続して起こる、それぞれ等しい持
続時間の時間周期の和に等しい総時間周期にわたり電界
効果トランジスタを非導通状態にバイアスすることがで
きる。接続点に発生されるゲート駆動電圧は、コンデン
サが充電している時間中に負の電圧遷移を生じる。その
ような遷移が電界効果トランジスタのゲートに印加され
る電圧を電界効果トランジスタを導通状態にゲートされ
たままに維持するのに十分ではないと考えられるほど低
い値まで低下させるのを阻止するために、電界効果トラ
ンジスタのゲートキャパシタンスと、電界効果トランジ
スタのゲートに接続される抵抗器とから構成されるフイ
ルタ回路が設けられる。
本発明の別の面によれば、スイッチング回路は、電界効
果トランジスタが一定のデューティサイクルを有する電
圧パルスを供給するためにオン／オフ切替えされるデュ
ーティサイクルモードで動作することができるように構
成される。この動作モードを実行するために、コンデン
サは先に説明したように充電と放電を繰り返す。しかし
ながら、コンデンサが放電しているときに電圧の積重ね
が起こると、電界効果トランジスタのゲートはゲート電
圧がコンデンサを充電モードに切替えるレベルより高い
電圧レベルまで低下した時点で電界効果トランジスタを
非導通状態にバイアスするために電源の負端子に接続さ
れる。この構成によれば、電界効果トランジスタはコン
デンサの放電時間のあるパーセンテージに相当する連続
して起こる、それぞれ等しい持続時間の時間周期にわた
り導通状態にバイアスされる。
本発明の別の目的は、発電機の界磁電流を制御する電界
効果トランジスタを発電機の出力電圧の大きさの関数と
してオン／オフ切替えすることにより、発電機の出力電
圧を所望の調整値に維持するために上述のスイッチング
回路を利用する（ダイオード整流交流）発電機の電圧調
整器を提供することである。この目的を達成するため
に、電界効果トランジスタのドレイン電極は発電機の正
出力端子に接続され、界磁巻線はソース電極と発電機の
負出力端子との間に接続される。電界効果トランジスタ
のゲートは前述の回路によりゲートバイアス電圧を供給
される。電圧調整器が通常調整モードにあるとき及び発
電機の出力電圧が所望の調整値より低いとき、電界効果
トランジスタは複数の連続して起こる、それぞれ等しい
持続時間の時間周期の和に等しい総時間周期にわたり導
通状態にバイアスされる。発電機の出力電圧が所望の調
整値より高いレベルまで上昇すると、電界効果トランジ
スタは複数の連続して起こる、それぞれ等しい持続時間
の時間周期の和に等しい総時間周期にわたり非導通状態
にバイアスされる。それらの連続して起こる時間周期の
持続時間は、発電機の出力電圧が所望の調整値より低い
ときに発生される連続して起こる時間周期の持続時間よ
り短い。
本発明の電圧調整器の重要な利点は、電圧調整器がいわ
ゆるリプル調整器ではないこと、すなわち、（交流）発
電機に持続されるブリッジ整流器の直流電圧出力端子に
現われるリプル電圧の大きさ、すなわち周期により影響
を受けないことである。
本発明のさらに別の目的は、通常の調整動作モードから
界磁ストロービング動作モードに移行させることができ
る前述の種類の電圧調整器を提供することである。電圧
調整器は発電機の回転子が回転していないとき又は所定
の速度より低い速度で回転されているときに界磁ストロ
ービングモードに移行するように構成される。界磁スト
ロービングモードにあるとき、界磁巻線は自動車の電気
系統の蓄電池からオン／オフ切替えされる電界効果トラ
ンジスタを介して励磁される。電界効果トランジスタ
は、あるデューティサイクルを有する連続して起こる、
それぞれ等しい時間周期にわたり界磁が励磁されるよう
にオン／オフ切替えされる。これは、スイッチング回路
のデューティサイクル動作モードの説明に関連して先に
説明した方式で達成される。
［実施例］ 以下、添付の図面を参照して本発明を詳細に説明する。
本発明のスイッチング回路は、蓄電池を含む自動車の電
気的負荷に給電するダイオード整流交流形の発電機の界
磁電流を制御する電圧調整器として使用されるものとし
て説明される。このような用途においては、電界効果ト
ランジスタのスイッチング動作により界磁電流を制御す
る。スイッチング回路の用途は電圧調整器としての使用
に限定されるのではなく、発電機の界磁負荷以外の電気
的負荷に供給される電圧または電流を制御するためにス
イッチング回路を使用することができる。
そこで図面、特に第１図に関して説明すると、発電機１
０は三相デルタ結線される出力巻線１２と界磁巻線１４
とを有する。出力巻線１２はＹ結線されても良い。界磁
巻線１４は、当業者には良く知られるように自動車のエ
ンジン１５により駆動される発電機回転子により支持さ
れる。出力巻線１２において発生される出力電圧の大き
さは界磁巻線１４に供給される界磁電流の大きさの関数
である。この界磁電流は本発明の電圧調整器により以下
に説明する方式で制御される。
出力巻線１２は、３つの正ダイオード１８と、３つの負
ダイオード２０とから構成される三相全波形のブリッジ
整流器１６の交流入力端子に接続される。正ダイオード
１８の陰極はブリッジ整流器１６の正直流電圧出力端子
２２に接続される。正ダイオード２０の陽極はブリッジ
整流器１６の負直流電圧出力端子２４に接続される。負
直流電圧出力端子２４は接地される。
正直流電圧出力端子２２は、接続点２８に接続される導
線２６に接続される。蓄電池３０の正端子は接続点２８
に接続され、その負端子は接地される。図示されるよう
に、電気的負荷３２は電気的負荷３２と接続点２８との
間に接続されるスイッチ３４を有する。自動車の電気系
統では、接続点２８と接地点との相に複数の電気的負荷
およびスイッチが接続されている。接続点２８は導線３
６に接続される。
本発明の電圧調整器はドレインＤと、ゲートＧと、ソー
スＳとを有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ）３８を含む。このＭＯＳＦＥＴ３８
は、Ｎチャネル エンハンスメント モード形の電界効
果トランジスタである。ドレインＤは導線３９により導
線３６に接続される。ゲートＧは抵抗器４２により導線
４０に接続される。ソースＳは電磁巻線１４の一方の側
に接続される。界磁巻線１４の他方の側は接地される。
界磁放電ダイオード４４は界磁巻線１４の両端に接続さ
れる。界磁巻線１４を励磁する回路は接続点２８から導
線３６および３９に入り、ＭＯＳＦＥＴ３８のドレイン
ＤおよびソースＳを介し、さらに界磁巻線１４を介して
接地点に至る回路として考えることができる。ＭＯＳＦ
ＥＴ３８は、第１図にブロックの形態で示され、第２図
にさらに詳細に示される制御回路４６により界磁電流を
制御するために導通状態および非導通状態にバイアスさ
れる。ＭＯＳＦＥＴ３８のゲートＧは導線４０および抵
抗器４２を介して制御回路４６に接続される。制御回路
４６は抵抗器４８および導線５０により導線３６にも接
続される。
電圧調整器は、導線３６と接地点との間に直列接続され
る抵抗器５２および５４から構成される分圧電圧検出回
路を有する。抵抗器５２および５４は接続点５６を有す
る。コンデンサ６０は抵抗器５４の両端に接続される。
抵抗器５２および５４は分圧器として機能し、従って、
接続点５６の電圧は導線３６と接地点との間の電圧の分
割値となる。導線３６は接続点２８に接続されるので、
接続点５６の電圧は蓄電池３０の両端電圧の変化に従っ
て変化し、この電圧は発電機１０の出力電圧の大きさの
関数である。電圧調整器はＭＯＳＦＥＴ３８のスイッチ
ング動作を制御することにより界磁電流を変化させて、
接続点２８と接地点との間に現われる電圧をほぼ一定に
維持する。自動車の１２ボルトの電気系統においては、
接続点２８と接地点との間で維持されるべき調整電圧は
約１４ボルトであれば良い。
電圧調整器は、温度安定電圧源６２を有する。この温度
安定電圧源６２の入力端子は導線６４に接続され、導線
６４は接続点６６に接続される。この接続点６６は抵抗
器６８により導線３６に接続される。コンデンサ７０は
接続点６６と接地点との間に接続される。温度安定電圧
源６２の出力端子は導線６９に接続される。温度安定電
圧源６２は導線６９の電圧をほぼ一定に維持するために
設けられる。この種の調整器または電圧源は当業者には
良く知られているので、温度安定電圧源６２は幾分か概
略的に示されている。このように、温度安定電圧源６２
は導線６４および６９の間に接続されるＮＰＮトランジ
スタ６２Ａを含む。ＮＰＮトランジスタ６２Ａのベース
は、ＮＰＮトランジスタ６２Ａの導通を制御するための
制御素子６２Ｂに接続される。制御素子６２Ｂは導線６
２Ｃを介して導線６９の電圧に応答し、導線６９の一定
の調整電圧を維持するようにＮＰＮトランジスタ６２Ａ
の導通を制御する。制御素子６２Ｂは導線６２Ｄを介し
て低圧比較器７３の出力にも応答する。低圧比較器７３
は導線７５の電圧を基準電圧Ｖａと比較する。導線７５
は信号ランプ１２２と、ＮＰＮトランジスタ１２６のコ
レクタとの間に接続される接続点７７に接続される。導
線７５の電圧がある所定の最小値を越えない場合、低比
較器７３の出力に従って制御素子６２ＢはＮＰＮトラン
ジスタ６２Ａを非導通状態にバイアスし、それにより、
導線６４および６９の接続を遮断する。導線７５の電圧
が所定の最小値を越えると、ＮＰＮトランジスタ６２Ａ
は導通するように制御されるので、導線６９に調整電圧
が発生される。
導線６９に現われる温度安定電圧源６２の出力電圧は、
導線６９と接地点との間に直列接続される抵抗器７２，
７４，７６および７８から構成される分圧器７１に印加
される。分圧器は接続点８０，８２および８４を有す
る。温度安定電圧源６２は、温度の変化に伴なってほと
んど変化しない、ほぼ一定の電圧を分圧器７１に印加す
る。接続点８０，８２および８４の電圧は分圧器７１に
より実行される分圧によって徐々に低下する。
電圧調整器は過電圧比較器８６と、設定値比較器８８
と、発電機相電圧応答比較器９０とを有する。これらの
比較器の直流電圧源となるのは導線６９の電圧であり、
これらの比較器は従来通りに図示されない導線により導
線６９に接続される。過電圧比較器８６は導線９２の電
圧を導線９４の電圧と比較する。導線９４は接続点５６
に接続され、導線９２は接続点８０に接続される。過電
圧比較器８６の出力端子はＮＡＮＤゲート９６に接続さ
れる。
設定値比較器８８は導線９７の電圧を導線９８の電圧と
比較する。導線９８は接続点８２に接続され、導線９７
は接続点５６に接続される。従って、設定値比較器８８
は一定の基準電圧（接続点８２）を発電機１０の出力電
圧（接続点５６）の変化に伴なって変化する電圧と比較
する。設定値比較器８８の出力端子は導線１００により
制御回路４６に接続される。
発電機相電圧応答比較器９０は導線１０２の電圧を導線
１０４の電圧と比較する。導線１０２は分圧器７１の接
続点８４に接続される。導線１０４は抵抗器１０８を介
して抵抗器１０７および１０９の接続点１０５に接続さ
れる。コンデンサ１０３は導線１０４と接地点との間に
接続される。抵抗器１０７の一端はブリッジ整流器１６
の交流入力端子の１つの接続点１０６に導線１１０に接
続される。抵抗器１０９の一端は接地される。発電機相
電圧応答比較器９０の出力端子は導線１１２を介してＮ
ＡＮＤゲート９６に接続されると共に、導線１１４を介
して制御回路４６に接続される。界磁巻線１４を支持す
る発電機１０の回転子が回転していないとき、接続点１
０６に電圧は発生されない。界磁巻線１４が開成してい
る場合にも発電機１０により電圧は発生されないので、
接続点１０６に電圧は発生されない。接続点１０６に電
圧が発生されていない（開成磁界または発電機回転子が
回転していない）とき、導線１０２および１０４の電圧
は、導線１１２および１１４に印加される発電機相電圧
比較器９０の出力を低圧状態、すなわち、ほぼ接地電位
であれば良いゼロ電圧レベルとするような相対関係を有
する。発電機の出力電圧が所望の調整値に向かって上昇
すると、導線１０４の電圧は最終的には導線１０２の電
圧を越え、その結果、発電機相電圧応答比較器９０の出
力は高い正電圧、すなわち、１レベルと言っても良い電
圧レベルとなる。これは、発電機１０の回転子が発電機
回転子を駆動するエンジン１５により所定の速度とされ
たときに起こる。
制御回路４６は導線１１８および１２０によりコンデン
サ１１６に接続される。以下、第２図に示される制御回
路４６の詳細な説明に関連してコンデンサ１１６の機能
を説明する。制御回路４６は導線１２１により接続点６
６にも接続される。
第１図の電圧調整器は信号ランプ１２２を含み、信号ラ
ンプの一方の側は手動操作自在の点火スイッチ１２４に
接続される。点火スイッチ１２４は信号ランプ１２２と
接続点２８との間に接続される。信号ランプ１２２の点
滅動作はＮＰＮトランジスタ１２６により構成される半
導体スイッチにより制御される。ＮＰＮトランジスタ１
２６のコレクタは信号ランプ１２２の一方の側に接続さ
れ、エミッタは抵抗器１２７を介して接地される。ＮＰ
Ｎトランジスタ１２６のベースは、ＮＰＮトランジスタ
１２６を導通状態または非導通状態にバイアスするＮＡ
ＮＤゲート９６の出力端子に接続される。点火スイッチ
１２４が開成され、ＮＰＮトランジスタ１２６が導通状
態にバイアスされると、信号ランプ１２２は点灯され
る。
次に、第２図を参照して、第１図にはブロックとして示
される制御回路４６を説明する。第２図において、第１
図に示される導線に対応する導線は第１図と同じ図中符
号により示されている。第２図に示されるように、タイ
ミング比較器１３０の出力端子は導線１３２に接続され
る。タイミング比較器１３０の負入力端子は、接続点１
３６および１３８と、抵抗器１４０の一方の側とに接続
される導線１３４に接続される。タイミング比較器１３
０に正入力端子は、導線５０と接地点との間に直列接続
される分圧器の抵抗器１４１および１４３の接続点１３
９に供給される正の基準電圧ＶREF１に接続される。タ
イミング比較器１３０の正入力端子への接続は接続点１
４２および抵抗器１４４を介して行なわれる。接続点１
４２はＮＰＮトランジスタ１４６の形態をとる半導体ス
イッチ、すなわちゲートの一方の側に接続される。ＮＰ
Ｎトランジスタ１４６のコレクタは抵抗器１４８を介し
て接続点１４２に接続される。ＮＰＮトランジスタ１４
６のエミッタは接地され、ベースは導線１５２の接続点
１５０に接続される。
制御回路４６はＮＰＮトランジスタ１５４Ａから構成さ
れるスイッチングデバイスを含む別の電圧比較器１５４
を有する。ＮＰＮトランジスタ１５４Ａのコレクタは導
線１５２に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮト
ランジスタ１５４Ａは導通しているとき、導線１５２を
接地する。抵抗器１５３は導線１５２および５０の間に
接続される。電圧比較器１５４の負入力端子は接続点１
３６に接続される。電圧比較器１５４の正入力端子は、
導線１２１と接地点との間に接続される分圧器の抵抗器
１５５および１５７の接続点１５１に発生される正の基
準電圧ＶREF２に接続される。基準電圧ＶREF２は基準電
圧ＶREF１より高い値を有する。
コンデンサ１１６の一方の側に接続される導線１２０は
抵抗器１４０の一方の側と、接続点１６０および１６２
とに接続される。接続点１６２は抵抗器１６６を介して
導線１６４に接続される。導線１６４は接続点１６８に
接続され、この接続点１６８は導線４０に、従って抵抗
器４２を介してＭＯＳＦＥＴ３８のゲートＧに接続され
る。
ダイオード１７０および抵抗器１７２は導線５０と接続
点１６０との間に直列接続される。抵抗器１７６は導線
５０と導線１１８との間に接続される。導線１１８はＮ
ＰＮトランジスタ１７８の形態をとるゲート、すなわち
半導体スイッチの一方の側に接続される。ＮＰＮトラン
ジスタ１７８のコレクタは導線１１８に接続され、エミ
ッタは接地される。ＮＰＮトランジスタ１７８のベース
は導線１３２および導線１８０に接続される。導線１８
０は負端トリガＤ形のフリップフロップ１８２のクロッ
ク入力端子に接続される。フリップフロップ１８２のＤ
端子は、設定値比較器８８の出力端子に接続される導線
１００に接続される。フリップフロップ１８２の端子
はＮＰＮトランジスタ１８４のベースに接続される。Ｎ
ＰＮトランジスタ１８２のコレクタは導線１６４に接続
され、エミッタは接地される。ＮＰＮトランジスタ１８
４は半導体スイッチ、すなわちゲートを構成する。
ＮＰＮトランジスタ１８６の形態をとるゲート、即ち、
半導体スイッチは接続点１６８と接地点との間に接続さ
れる。ＮＰＮトランジスタ１８６のコレクタは接続点１
６８に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトラン
ジスタ１８６のベースは導線１９０に接続され、この導
線１９０は接続点１９２で導線１５２に接続される。Ｎ
ＰＮトランジスタ１９４の形態をとるゲート、すなわち
半導体スイッチは接続点１９２と接地点との間に接続さ
れる。ＮＰＮトランジスタ１９４のコレクタは接続点１
９２に接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトラン
ジスタ１９４のベースは導線１１４に、従って、発電機
相電圧応答比較器９０の出力端子に接続される。
接続点１３８と接地点との間に抵抗器１９６を介してゲ
ート、すなわち半導体スイッチが接続される。このゲー
ト、すなわち半導体スイッチはＮＰＮトランジスタ１９
８の形態をとり、このＮＰＮトランジスタ１９８のコレ
クタは抵抗器１９６に接続される。ＮＰＮトランジスタ
１９８のエミッタは接地され、ベースはＮＰＮトランジ
スタ１９７のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジス
タ１９７のベースは導線１３２に接続され、エミッタは
接地される。導線１３２の電圧がハイレベルであると
き、ＮＰＮトランジスタ１９８は非導通状態にバイアス
され、導線１３２の電圧がローレベルであるときは、Ｎ
ＰＮトランジスタ１９８は導通状態にバイアスされる。
接続点１３６と接地点との間に、抵抗器２００を介して
別のゲート、すなわち半導体スイッチが接続される。こ
のゲート、すなわち半導体スイッチはＮＰＮトランジス
タ２０２の形態をとり、そのコレクタは抵抗器２００に
接続され、エミッタは接地される。ＮＰＮトランジスタ
２０２のベースは導線１３２に接続される。
次に、第２図に詳細に示される制御回路４６の動作に特
に重点をおいて電圧調整器の動作を説明する。制御回路
４６の動作を説明するに当たって、電圧調整器が通常の
調整モードで動作しているときに様々な時間周期で導線
１２０と接地点との間に発生される電圧を示す第３図を
参照する。この動作を説明する上で、発電機１０は発電
機相電圧応答比較器９０をして導線１１２及び１１４に
ハイレベル、すなわち１レベルの電圧を発生させるほど
十分に高い電圧を接続点１０６に発生するのに十分な速
度でエンジン１５により駆動されているものと仮定す
る。このとき、電圧調整器は調整モードで動作してい
る。導線１１４にハイレベル電圧が現われると、ＮＰＮ
トランジスタ１９４は導通状態にバイアスされることに
より、ＮＰＮトランジスタ１４６および１８６を非導通
状態にバイアスする。さらに、発電機１０の出力電圧
は、接続点２８と接地点との間の電圧が電圧調整器によ
り維持されるべき所望の調整値より低くなるような値で
あると仮定する。この動作条件の下で発電機１０により
発生される電圧を増加するためには、界磁巻線１４にさ
らに多くの界磁電流を印加しなければならない。このと
き、発電機１０の実際の出力電圧は、接続点５６の電圧
（検出電圧）が接続点８２の電圧（基準電圧）より低く
なるような値であるので、設定値比較器８８の出力はハ
イレベル、すなわち１レベルである。従って、導線１０
０の電圧はハイレベル、すなわち１レベルである。
当初、コンデンサ１１６には電圧が印加されておらず、
導線１３２に印加されるタイミング比較器１３０の出力
はハイレベル、すなわち１レベルである。導線１３２の
ハイレベル電圧はＮＰＮトランジスタ１７８及び２０２
を導通状態にバイアスするとともに、ＮＰＮトランジス
タ１９８を非導通状態にバイアスする。ＮＰＮトランジ
スタ１７８は導通状態であるので、コンデンサ１１６は
ダイオード１７０と、抵抗器１７２と、導線１２０と、
コンデンサ１１６と、導線１１８と、ＮＰＮトランジス
タ１７８のコレクタ及びエミッタとを介して充電する。
コンデンサ１１６は第３図に示される波形の部分Ａに沿
って充電する。ＮＰＮトランジスタ２０２は導通状態で
あるので、抵抗器１４０および２００はコンデンサ１１
６に直列に接続される。それらの抵抗器１４０，２００
はコンデンサ１１６の両端電圧の分割値である電圧を有
する接続点１３６を含む分圧器を形成する。接続点１３
６の電圧が基準電圧ＶREF１と等しくなるような電圧ま
でコンデンサ１１６が充電したとき、タイミング比較器
１３０の出力はハイ状態からロー状態に切り替わる。タ
イミング比較器１３０の出力がローになると、ＮＰＮト
ランジスタ１７８および２０２は非導通状態にバイアス
され且つＮＰＮトランジスタ１９８は導通状態にバイア
スされる。ＮＰＮトランジスタ１７８が非導通状態にな
ったとき、コンデンサ１１６の充電経路は形成されなく
なる。さらに、コンデンサ１１６の電圧は導線５０の電
圧に直列に加えられることになり、ＭＯＳＦＥＴ３８の
ゲートＧおよびソースＳ間に印加される。このように、
導線１２０の正のコンデンサ電圧は抵抗器１６６及び導
線４０を介してＭＯＳＦＥＴ３８のゲートＧに印加され
る。コンデンサ１１６の負側端部は抵抗器１７６により
導線５０の正電圧に接続される。以上説明した動作は電
圧倍増動作である。電圧の追加、又は電圧の積重ねと言
ってもよい動作は第３図に示される電圧遷移Ｂを発生さ
せる。導線１２０に発生されるこのゲートバイアス電圧
はＭＯＳＦＥＴ３８を導通状態にバイアスするほど十分
に高く、以下にさらに詳細に説明するようにＭＯＳＦＥ
Ｔ３８を導通状態に維持する。
前述のように、タイミング比較器１３０の出力がロー状
態となったとき、ＮＰＮトランジスタ２０２は非導通状
態にバイアスされ、且つＮＰＮトランジスタ１９８は導
通状態にバイアスされている。この動作条件の下で、抵
抗器２００は接地点から遮断され、抵抗器１４０及び１
９６は直列に接続されてコンデンサ１１６の放電回路、
すなわち放電経路を形成する。そこで、コンデンサ１１
６は導線１２０と、抵抗器１４０及び１９６と、蓄電池
３０と、抵抗器４８と、抵抗器１７６とを介して導線１
１８に放電する。電荷はコンデンサ１１６から抵抗器１
６６を介して取出され、コンデンサ１１６の放電期間中
はゲートＧに印加される。コンデンサ１１６が放電し始
めたとき、接続点１６２の電圧は導線５０の電圧にコン
デンサ電圧を加えたものに等しい。この電圧の分割電圧
は分圧器を構成する抵抗器１４０及び１９６により接続
点１３８に供給される。コンデンサ１１６が放電するに
つれて、接続点１６２の電圧は第３図に示される線Ｃに
沿って指数関数に従って低下し、この電圧の分割電圧は
接続点１３８に発生される。接続点１３８の電圧がＶ
REF１と等しくなるレベルまで低下したとき、タイミン
グ比較器１３０の出力はロー状態からハイ状態に戻る。
この切替えが起こるとき、接続点１６２の電圧は第３図
に示される急激な負遷移Ｅを示す。この動作サイクル
は、ＮＰＮトランジスタ１７８が導通状態となるときの
コンデンサ１１６の充電から始まって繰返される。繰返
される動作サイクルは第３図に示され、繰返される充電
電圧遷移はＦで示されている。
第３図において、時間周期ＴＡは、ＮＰＮトランジスタ
１７８が導通状態にある時間周期に対応し、コンデンサ
１１６が充電モードにある時間周期である。時間周期Ｔ
Ｂは１つの動作サイクルのタイミング周期、すなわち１
１６が放電モードにある時間周期ＴＣに時間周期Ｔ
Ａ（充電時間）を加えたものである。コンデンサ１１６
が放電モードにある時間周期ＴＣはＮＰＮトランジスタ
１７８が非導通状態にある時間周期に対応する。言いか
えれば、時間周期ＴＢは連続して起こるコンデンサ１１
６の放電モードの開始時点の相互間の時間周期である。
時間周期ＴＡは時間周期ＴＢと比べて非常に短い。例え
ば、時間周期ＴＢが約2.5から３ミリ秒であるとき、時
間周期ＴＡは約１００マイクロ秒であれば良い。
コンデンサ１１６が所定の充電電圧に達するたびに（時
間周期ＴＡの終了時）、タイミング比較器１３０の出力
はロー状態に切替わり、この電圧遷移（ハイからロー）
はフリップフロップ１８２のクロック入力端子に印加さ
れて、導線１００の状態（ハイ又はロー）をフリップフ
ロップ１８２の出力端子に、従ってＮＰＮトランジス
タ１８４のベースにクロックする。フリップフロップ１
８２は、クロックされると、そのとき導線１００に現わ
れている電圧の状態を反転する。従って、フリップフロ
ップ１８２がクロックされたときに導線１００の電圧が
ハイ状態であれば、出力はローになり、その逆の場合
であれば出力はハイになる。出力端子はクロックさ
れた後の状態を維持し、導線１８０のクロックパルスが
発生したときにのみ状態を変えることができる。
ここで、発電機の出力が所望の調整値より低いものと仮
定すると、導線１００はハイレベル、すなわち１レベル
を有することになる。さらに、フリップフロップ１８２
の出力端子がローレベルにクロックされていると仮定
すると、ＮＰＮトランジスタ１８４は非導通状態にバイ
アスされる。従って、ＭＯＳＦＥＴ３８のゲートに接続
される接続点１６８はＮＰＮトランジスタ１８４により
接地されない。以上説明した動作条件の下で、コンデン
サ１１６は連続して発生するサイクル、すなわち時間周
期ＴＢの間に充電及び放電を続け、ＭＯＳＦＥＴ３８は
複数の連続して発生する時間周期ＴＢの和に実質的に相
当する時間周期だけ導通状態にゲートされる。この点に
関して、コンデンサ１１６の放電モードが完了して、充
電モードが開始される時点で、接続点１６２の電圧は、
ＮＰＮトランジスタ１７８が導通状態となることにより
導線１１８を接地するために、この電圧がコンデンサ１
１６の電圧に加えられなくなるので、導線５０と接地点
との間の電圧の大きさだけ急激に低下する。この電圧低
下は第３図に示される電圧遷移Ｅである。接続点１６２
の電圧はこの急激な降下を受けるにもかかわらず、ＭＯ
ＳＦＥＴ３８は導通状態にバイアスされたままである。
このように、ＭＯＳＦＥＴ３８のゲートキャパシタンス
は抵抗器４２と共に、ゲートＧおよびソースＳが急激な
低下電圧遷移を受けずに、ＭＯＳＦＥＴ３８が導通状態
にバイアスされたままであるようにＭＯＳＦＥＴ３８の
ゲートに印加される電圧を平滑化するＲＣフィルタを形
成する。抵抗器４２の抵抗値は約５０Ｋオーム、ＭＯＳ
ＦＥＴ３８のゲートキャパシタンスは約２０００ピコフ
ァラッドであれば良い。
時間周期ＴＣの間にコンデンサ１１６が放電することに
より到達する電圧の大きさは、その電圧が導線５０の電
圧に加えられたとき、結果として発生する接続点１６２
のゲート電圧が、ＭＯＳＦＥＴ３８を完全にオン状態に
バイアスされたままに保持するのに十分なほど高くなる
ように、十分に高い値でなければならない。コンデンサ
の充電のための時間周期ＴＡはＭＯＳＦＥＴ３８のゲー
トキャパシタンスと抵抗器４２とのＲＣ時定数に関して
短くなければならない。
発電機の出力電圧が所望の調整値（導線１００の１レベ
ル電圧）より低い間は、ＭＯＳＦＥＴ３８は複数の連続
して起こる時間周期ＴＢの和にほぼ等しい総時間周期に
わたり連続して導通状態にバイアスされたままである。
このことについては、導線１００に現われる設定値比較
器８８の出力電圧が発電機出力電圧の所望の調整値を超
えるまでの上昇によって１レベルから０レベルに移行す
る動作モードに関連して以下にさらに説明する。
ここで、界磁巻線１４に十分な界磁電流が印加されたた
め、発電機１０の出力電圧は接続点２８と接地点との間
の電圧（蓄電池３０に印加される電圧）が所望の調整値
を越えるような値まで増加したものと仮定する。発電機
の出力電圧が所望の調整値を越えた時点で、導線１００
の電圧は１レベルから０レベルに変化するので、フリッ
プフロップ１８２のＤ入力端子の電圧は０レベルとな
る。フリップフロップ１８２の出力は依然としてロー
レベルであるので、ＭＯＳＦＥＴ３８は導通状態にバイ
アスされたままである。最終的に、導線１８０を介して
フリップフロップ１８２のクロック入力端子にクロック
パルスが印加され、その結果、出力端子の電圧レベル
はローレベルからハイレベルに移行し、それによりＮＰ
Ｎトランジスタ１８４は導通状態にバイアスされる。ク
ロックパルスはコンデンサ１１６の充電モードの終了
時、すなわち時間周期ＴＡの終了時に導線１３２および
１８０に発生される。出力電圧がハイレベルとなって
ＮＰＮトランジスタ１８４を導通状態にバイアスしたと
き、ＮＰＮトランジスタ１８４は接続点１６８を接地点
に接続することにより、ＭＯＳＦＥＴ３８のゲートＧに
接続される導線４０を接地する。従って、ＭＯＳＦＥＴ
３８は非導通状態にバイアスされて界磁電流を遮断し、
発電機１０の出力電圧は低下する。この動作モードの
間、コンデンサ１１６は連続するサイクル、すなわち時
間周期ＴＢを経て動作し続け、充電と放電を繰返してい
る。この動作モードの間の時間周期ＴＢは、コンデンサ
１１６の放電時間周期ＴＣが短くなるために、ＭＯＳＦ
ＥＴ３８が導通状態にバイアスされるモードと比較して
短くなる。このように、ＮＰＮトランジスタ１８４が導
通状態にバイアスされてＭＯＳＦＥＴ３８を非導通状態
にバイアスすると、導通したＮＰＮトランジスタ１８４
は抵抗器１８６を接地点に接続する。そこで、コンデン
サ１１６の放電経路は抵抗器１６６と並列に接続される
抵抗器１４０および１９６から構成されることになるの
で、コンデンサ１１６の放電時間周期はＮＰＮトランジ
スタ１８４が非導通状態にバイアスされたときより短く
なる。ＭＯＳＦＥＴ３８が非導通状態にバイアスされる
時間周期は少なくとも１つの時間周期ＴＢにほぼ対応
し、多くの場合にまたは常に複数の連続して起こる時間
周期ＴＢの和に等しい。これは、導線１００の電圧がロ
ー状態、すなわち０レベルであって、ＭＯＳＦＥＴ３８
を非導通状態にバイアスしたとき、導線１００の電圧が
ハイ状態となり、続いて、時間周期ＴＡの終了時に導線
１８０にクロックパルスが印加されたときに、このハイ
状態がフリップフロップ１８２によりクロックされるま
で、ＭＯＳＦＥＴ３８を導通状態にバイアスすることが
不可能であるために起こる。この状態が起こると、導線
１００の１レベル電圧はフリップフロップ１８２の出
力端子の０レベル電圧に変化され、この０レベル電圧は
ＮＰＮトランジスタ１８４を非導通状態にバイアスする
と共に、ＭＯＳＦＥＴ３８を導通状態にバイアスする。
電圧調整器の通常の調整動作モードを次のように要約す
ることができる。
（１）導線１００の電圧のレベルとは無関係に、コンデ
ンサ１１６は連続して起こる時間周期ＴＢにわたり充電
と放電を繰返す。
（２）導線１００の電圧が所望の調整値より低い発電機
出力電圧を示すハイ状態、すなわち１レベルであると
き、ＭＯＳＦＥＴ３８は導通状態にバイアスされ、少な
くとも１つの時間周期ＴＢの間、多くの場合にまたは常
に複数の連続して起こる時間周期ＴＢの和に等しい時間
周期にわたり導通状態にバイアスされたままである。
（３）導線１００の電圧が所望の調整値より高い発電機
出力電圧を示すロー状態、すなわち０レベルであるとき
は、ＭＯＳＦＥＴ３８は非導通状態にバイアスされ、少
なくとも１つの時間周期ＴＢの間、多くの場合にまたは
常に複数の連続して起こる時間周期ＴＢの和にほぼ等し
い時間周期にわたり非導通状態のままである。この場
合、前述のように、時間周期ＴＢは発電機出力電圧が所
望の調整値より低い場合より短くなる。これは、コンデ
ンサ１１６の放電周期が短くなるためである。このよう
に放電周期が短くなることによって、システムはＭＯＳ
ＦＥＴ３８が導通状態であるモードから非導通モードに
移行するときより幾分か短い時間周期で、ＭＯＳＦＥＴ
３８の非導通モードから導通モードへ移行することがで
きる。
（４）ＮＰＮトランジスタ１８４の導通または非導通状
態の変化、したがって、ＭＯＳＦＥＴ３８のスイッチン
グ状態の変化は、導線１００の電圧が状態を変えた後、
導線１３２および１８０にクロックパルスが発生された
後に始めて起こる。クロックパルスはコンデンサ１１６
の充電周期の終了時、言いかえれば、時間周期ＴＡの終
了時に発生される。
以上の説明は、発電機１０が導線１１４の電圧をハイ状
態、すなわち１レベルとするのに十分な速度で駆動され
ている通常の調整動作モードに関するものであった。
次に、発電機１０がエンジン１５により駆動されていな
い、言いかえれば、発電機の回転子が回転していない場
合を仮定すると、接続点１０６には電圧が発生されてお
らず、従って、導線１１４に印加される発電機相電圧比
較器９０の出力はロー状態、すなわち０レベルになる。
その結果、ＮＰＮトランジスタ１９４は非導通状態にバ
イアスされる。前述の通常調整モードにおいては、発電
機の速度は導線１１４の電圧をハイ状態、すなわち１レ
ベルとし、それにより、ＮＰＮトランジスタ１９４を導
通状態にバイアスして接続点１９２を接地点に接続する
のに十分なほどの高速である。再び発電機が回転してい
ないと仮定すると、コンデンサ１１６は前述の場合と同
様に、接続点１３６の電圧がＶREF１と等しくなる電圧
レベルまで充電し、そこで、タイミング比較器１３０は
蓄電池電圧をコンデンサ電圧に積重ね、すなわち追加す
る。この時点でタイミング比較器１３０は回路をコンデ
ンサ放電モードとし、従ってコンデンサ１１６は放電し
始める。電圧が加算された、すなわち積重ねられたと
き、導線１３４および接続点１３６の電圧は電圧の積重
ね、すなわち加算によって相応して急激に上昇し、電圧
比較器１５４の負入力端子に印加される。この電圧は接
続点１５１から電圧比較器１５４の正入力端子に印加さ
れる基準電圧ＶREF２より高くなり、電圧比較器１５４
の出力はＮＰＮトランジスタ１５４Ａを導通状態にバイ
アスすることにより導線１５２を接地する。その結果、
ＮＰＮトランジスタ１４６および１８６は非導通状態に
バイアスされる。ＮＰＮトランジスタ１８６が非導通状
態にバイアスされると、接続点１６８は接地されないの
で、接続点１６２の電圧はＭＯＳＦＥＴ３８を導通状態
にバイアスする。そこで、界磁巻線１４は蓄電池３０に
より励磁される。コンデンサ１１６が放電すると、電圧
比較器１５４の負入力端子に印加される電圧は低下し、
この電圧がＶREF２まで降下したとき、電圧比較器１５
４はＮＰＮトランジスタ１５４Ａが非導通状態にバイア
スされる状態に切替わる。その結果、ＮＰＮトランジス
タ１４６は導通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジ
スタ１４６の導通によって、接続点１４２の電圧は抵抗
器１４４のみを介するのではなく、抵抗器１４４および
１４８から構成される分圧器により供給されるようにな
る。従って、接続点１４２からタイミング比較器１３０
の正端子に印加される基準電圧は低下または減衰し、接
続点１３６の電圧が接続点１４２の電圧の値まで降下す
るのにより長い時間を要するため、コンデンサ１１６の
放電時間は長くなる。コンデンサ１１６の放電に伴なっ
て接続点１３６の電圧がＶREF２まで低下したとき、導
線１５２はＮＰＮトランジスタ１５４Ａが非導通状態で
あることにより接地点から遮断され、従って、導線１５
２および１９０の電圧はＮＰＮトランジスタ１８６を導
通状態にバイアスすることにより導線４０を接地すると
共に、ＭＯＳＦＥＴ３８を非導通状態にバイアスする。
さらに、導線１５２の電圧はＮＰＮトランジスタ１４６
を導通状態にバイアスすることにより抵抗器１４８の一
端を接地点に接続する。ここで、抵抗器１４４および１
４８は、前述のように、接続点１４２を有する分圧器を
形成する。
上述の動作モードにおいては、ＭＯＳＦＥＴ３８は電圧
の積重ね、すなわち加算が起こったときに導通状態にバ
イアスされ、コンデンサ１１６の放電期間中は、導線１
３４の電圧が値ＶREF２まで降下した時点で非導通状態
にバイアスされる。これは、導線１３４の電圧が接続点
１４２の電圧まで降下する時点に先立って起こる。電圧
がＶREF２まで降下したとき、ＭＯＳＦＥＴ３８は非導
通状態にバイアスされて界磁電流を遮断し、電圧がさら
に低い電圧まで降下したときにコンデンサ１１６の放電
モードは終了し、充電モードが開始される。ＶREF１お
よびＶREF２の値を含めて、回路は、この動作モードの
間にＭＯＳＦＥＴ３８が１つの時間周期の約２７％の時
間だけ、言いかえれば２７％のデューティサイクルで導
通状態にバイアスされるように構成される。時間周期は
コンデンサ１１６の放電周期に相当する。ＭＯＳＦＥＴ
３８の連続して起こる導通周期は一定の周波数で起こ
り、デューティサイクルもほぼ２７％で一定である。こ
の動作モードは界磁ストロービングモードと言っても良
く、発電機の回転子が回転されたときに発電機出力電圧
を上昇させるのに十分な平均電流で蓄電池３０から界磁
巻線１４を励磁するように動作する。界磁ストロービン
グモードは、発電機回転子が回転しておらず且つ点火ス
イッチ１２４が閉成されていないときは常に作用する。
発電機１０が所定の速度を越える速度で回転していると
きは、導線１１４の電圧はハイ状態となってＮＰＮトラ
ンジスタ１９４を導通状態にバイアスすると共に、接続
点１９２を接地点に接続する。その結果、導線１５２が
接地されるので、電圧比較器１５４の出力は電圧調整器
に影響を与えなくなり、従って、界磁ストロービングモ
ードは起こることができない。この時点で電圧調整器は
通常調整モードに移行している。
第１図の電圧調整器は、点火スイッチ１２４が閉成され
たときに信号ランプ１２２を点灯することにより回路の
いくつかの故障を指示することができる。過電圧比較器
８６により検出される過電圧状態の間、ＮＡＮＤゲート
９６に信号が印加されることによりＮＰＮトランジスタ
１２６は導通状態にバイアスされ、その結果、信号ラン
プ１２４は点灯する。発電機回転子が回転していない
（接続点１０６に電圧が発生していない）ときにも、発
電機相電圧応答比較器９０と、ＮＡＮＤゲート９６との
動作によって信号ランプ１２２は点灯される。界磁巻線
１４が開成している場合、接続点１０６に電圧が発生さ
れていないので信号ランプ１２２は点灯される。
次に、本発明の電圧調整器の動作を簡単に要約する。自
動車の運転者がエンジン１５を始動するために点火スイ
ッチ１２４を閉成すると、電圧調整器は接続点７７に発
生される電圧により動作される。そこで、電圧調整器は
界磁ストロービングモードで動作し、ＭＯＳＦＥＴ３８
は前述の２７％デューティサイクルを提供するようにオ
ン／オフ切替えされる。その結果、蓄電池３０から界磁
巻線１４に界磁巻線１４の初期励磁を発生させる平均電
池が供給される。エンジン１５は、始動すると、発電機
１０の回転子を駆動し、発電機出力電圧は上昇する。発
電機回転子がある速度に達すると、接続点１０６に十分
な高さの電圧が発生されるので、発電機相電圧応答比較
器９０の出力はハイ状態になる。その結果、電圧調整器
は界磁ストロービングモードから調整モードに移行し、
信号ランプ１２２は非動作状態となってオフする。
抵抗器４２とＭＯＳＦＥＴ３８のゲートキャパシタンス
とから構成される低域ＲＣフィルタのゲート電圧を平滑
化する機能は先に説明した通りである。この低域ＲＣフ
ィルタは更に混信を低減させる。
導線１２０に和電圧を供給するようなコンデンサ１１６
の両端電圧と導線５０の電圧との加算、すなわち積重ね
は先に電圧倍増作用として説明した通りである。電圧調
整器は電圧倍増動作を実行するが、導線１２０に発生さ
れる電圧が導線３６の電圧の厳密に２倍とはならないよ
うに構成される。たとえば、電圧調整器が調整モードで
動作しているとき、電圧調整器は、導線１２０（コンデ
ンサ充電モードの終了時に）に発生される最大電圧が導
線３６の電圧の約1.8倍となり、且つこの電圧がコンデ
ンサ１１６の放電終了時に導線３６の電圧の約1.65倍ま
で降下するように構成されるのが好ましい。
コンデンサ１１６を充電するための電圧と、接続点１３
９に供給される電圧（ＶREF１）とは共に導線５０から
供給され、この導線５０は導線３６および接続点２８に
より電圧を供給される。導線５０の電圧は接続点２８の
電圧の変化に伴なって、従って蓄電池３０の両端電圧の
変化に伴なって変化する。従って、コンデンサ充電電圧
と基準電圧ＶREF１は共に蓄電池３０の両端電圧の変化
に伴なって同じ方向に変化する。
本発明の電圧調整器において発生される同じ種類の連続
して起こる時間周期はほぼ等しい時間周期である。たと
えば、電圧調整器が調整モードで動作しており且つ発電
機出力電圧が所望の調整値より低いとき、連続して起こ
る時間周期ＴＡは連続して起こる時間周期ＴＢおよびＴ
Ｃと同様に等しい持続時間を有する。
導線１８０にクロックパルスが発生されるたびに、フリ
ップフロップ１８２は導線１００の電圧の状態（ハイま
たはロー）を検査する。導線１００の電圧レベルの状態
が１つのクロックパルスから次に発生するクロックパル
スまでに変化しなかった場合、次に発生するクロックパ
ルスはフリップフロップ１８２の出力を変化させな
い。導線１００の電圧レベルの変化がクロックパルス発
生の直前に起こった場合は、出力は状態を変える。導
線１００の電圧の状態のこのような検査と、適切なゲー
ト制御信号の出力は、ブリッジ整流器１６の正直流電圧
出力端子２２に発生されるリプル電圧のリプル周波数と
は無関係である周期的動作として実行される。従って、
電圧調整器はいわゆるリプル調整器ではない。
フリップフロップ１８２及びその関連回路はデジタルサ
ンプルおよびホールド機能を実行し、電圧調整器が前述
のような方式で制御される限り、別の形態をとることも
できる。前述のように、コンデンサ電圧が導線５０の電
圧に追加されたときに発生されるゲート電圧はＭＯＳＦ
ＥＴ３８を完全に導通状態にバイアスするのに十分な高
さを有し、コンデンサの放電中もＭＯＳＦＥＴ３８を完
全に導通状態にバイアスされたままに保持するために十
分に高い値に維持される。このゲート電圧の値はＭＯＳ
ＦＥＴ３８の閾値電圧より十分に高いので、ＭＯＳＦＥ
Ｔは完全に導通状態にバイアスされる、すなわち飽和さ
れる。
導線５０の電圧は導線３６の電圧よりわずかに低く、従
って、電圧が積重ねられるとき、すなわち加算されると
きにコンデンサ電圧に加えられる電圧の大きさは、蓄電
池３０の両端電圧にほぼ等しい電圧の大きさである。
上述の電圧調整器は発電機の端部フレームに固着するこ
とができる混成集積回路モジュールとして製造されるの
が好ましい。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による電圧調整器の一実施例の概略的
な回路図、 第２図は、第１図の電圧調整器に用いられる制御回路の
概略的な回路図、 第３図は、第２図の制御回路により発生される電圧の電
圧波形を示す図である。 ［主要部分の符号の説明］ 発電機……10 出力巻線……12 界磁巻線……14 エンジン……15 ブリッジ整流器……16 正直流電圧出力端子……22 負直流電圧出力端子……24 導線……26 蓄電池……30 導線……36 金属酸化物半導体電界効果トランジスタ （ＭＯＳＦＥＴ）……38 導線……39,40 抵抗器……42 制御回路……46 導線……50 コンデンサ……116 導線……118,120 タイミング比較器……130 抵抗器……140 接続点……162 ダイオード……170 抵抗器……172 ＮＰＮトランジスタ……178 ＮＰＮトランジスタ……184 ＮＰＮトランジスタ……186 ＮＰＮトランジスタ……194 抵抗器……196

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】正端子及び負端子を有する直流電圧源（３
    ０）と、 ゲート（Ｇ）、ドレイン（Ｄ）及びソース（Ｓ）を有す
    るＮチャネル電界効果トランジスタ（３８）と、 ドレインを直流電圧源の正端子に接続する導線（３６，
    ３９）と、 電界効果トランジスタのソースと負端子との間に接続さ
    れる電気的負荷（１４）と、 制御回路（４６）とから成る、電圧源と電気的負荷とを
    接続、遮断するスイッチング回路であって、 前記制御回路（４６）は、 コンデンサ（１１６）と、 コンデンサを充電する充電回路（１７０，１７２）と、 コンデンサを放電する放電回路（１４０，１９６）と、 コンデンサが充電しているときコンデンサの両端電圧が
    所定の充電電圧に達するのに応答して、充電回路をディ
    スエーブルするのとほぼ同時に、コンデンサの放電を開
    始させるために放電回路をイネーブルする手段（１３
    ０）と、 コンデンサが所定の充電電圧に達するのに応答して、直
    流電圧源の電圧とコンデンサにより達成された電圧とを
    直列に加算し、直流電圧源の電圧とコンデンサにより達
    成された電圧との和にほぼ等しいゲートバイアス電圧を
    供給すると共に、そのゲートバイアス電圧をゲートに印
    加することにより電界効果トランジスタをそのドレイン
    とソースとの間で導通状態にバイアスするのに十分なほ
    ど高いゲートバイアス電圧を与える手段（１３０）と、 コンデンサが放電しているときゲートバイアス電圧を検
    出し、ゲートバイアス電圧がコンデンサの放電によっ
    て、電界効果トランジスタを導通状態にバイアスされた
    ままに維持するのに十分なほど高い所定の値まで低下し
    たとき、コンデンサを再び充電するために充電回路を再
    びイネーブルする手段（１３０）と、 電界効果トランジスタのゲートを負端子に接続すること
    によりその電界効果トランジスタを非導通状態にバイア
    スしまた非導通であるとき電界効果トランジスタを導通
    状態にバイアスすることのできるスイッチング手段（１
    ８４）を含む制御手段から成る、ことを特徴とするスイ
    ッチング回路。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載のスイッチング
    回路において、 制御手段は、実質的に充電回路（１７０，１７２）がデ
    ィスエーブルされ且つ放電回路（１４０，１９６）がイ
    ネーブルされる時点にのみスイッチング手段（１８４）
    の状態の変化を許す手段を含むことを特徴とするスイッ
    チング回路。
  3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項又は第２項記載のス
    イッチング回路において、 コンデンサ（１１６）が放電しているときゲートバイア
    ス電圧を検出し、ゲートバイアス電圧がコンデンサの放
    電によって第１の所定の値まで低下したとき、スイッチ
    ング手段（１８４）を導通状態にバイアスすることによ
    り電界効果トランジスタ（３８）を非導通状態にバイア
    スする手段と、ゲートバイアス電圧が第２の所定の値ま
    で低下するのに応答して、充電回路（１７０，１７２）
    を再びイネーブルすると共に放電回路（１４０，１９
    ６）をディスエーブルする手段であって、第２の所定の
    値は第１の所定の値より低いものとを具備することを特
    徴とするスイッチング回路。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項乃至第３項のいずれ
    かに記載のスイッチング回路において、 コンデンサ（１１６）の一端を接続点（１６２）に接続
    する導線（１２０）と、コンデンサの他端を直流電圧源
    （３０）の正端子に接続する導線（１１８，５０）と、
    接続点をゲート（Ｇ）に接続する導線（４０）とを具備
    することを特徴とするスイッチング回路。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項記載のスイッチング
    回路において、 コンデンサ（１１６）を充電する充電回路は、直流電圧
    源（３０）の正端子と接続点（１６２）との間に接続さ
    れる回路（１７０，１７２）と、コンデンサの他端と直
    流電圧源の負端子との間に接続される第２のスイッチン
    グ手段（１７８）とを含むことと；コンデンサが充電し
    ているときにコンデンサが所定の充電電圧に達するのに
    応答する手段（１３０）は第２のスイッチング手段を非
    導通状態にバイアスすることにより充電回路をディスエ
    ーブルすることと；コンデンサが放電しているときゲー
    トバイアス電圧を検出する手段（１３０）は、ゲートバ
    イアス電圧が所定の値まで低下したとき、コンデンサを
    再び充電するために第２のスイッチング手段を導通状態
    にバイアスすることを特徴とするスイッチング回路。
  6. 【請求項６】発電機（１０）の出力巻線（１２）に接続
    される正直流電圧出力端子（２２）及び負直流電圧出力
    端子（２４）を有する回路手段（１６）と、 スイッチング回路とから成る電圧調整器であって、 前記スイッチング回路は、 ゲート（Ｇ）、ドレイン（Ｄ）及びソース（Ｓ）を有す
    る電界効果トランジスタ（３８）と、 ドレインを前記正直流電圧出力端子に接続する導線（３
    ９，３６，２６）と、 発電機（１０）の界磁巻線（１４）を電界効果トランジ
    スタのソースと負直流電圧出力端子との間に接続する手
    段と、 制御回路（４６）とから成り、 前記制御回路（４６）は、 コンデンサ（１１６）と、 直流電圧出力端子からコンデンサを充電する充電回路
    （１７０，１７２）と、 前記コンデンサを放電する放電回路（１４０，１９６）
    と、 コンデンサの両端電圧の大きさに応答し、コンデンサの
    両端電圧が所定の値に達したときに充電回路をディスエ
    ーブルすると共に、放電回路をイネーブルする電圧応答
    制御回路（１３０）と、 コンデンサが前記所定の値の電圧に達するのに応答し
    て、直流電圧出力端子の直流電圧をコンデンサの両端電
    圧に直列に加算し、直流電圧出力端子の電圧とコンデン
    サにより達成された電圧との和にほぼ等しいゲートバイ
    アス電圧を供給すると共に、そのゲートバイアス電圧を
    ゲートに印加することにより、電界効果トランジスタを
    そのドレインとソースとの間で導通状態にバイアスする
    のに十分なほど高いゲート電圧を与える手段（１３０）
    と、 コンデンサが放電しているときゲートバイアス電圧を検
    出し、ゲートバイアス電圧が前記コンデンサの放電によ
    って、電界効果トランジスタを導通状態にバイアスされ
    たままに維持するのに十分なほど高い所定の値まで低下
    したとき、コンデンサを再び充電するために充電回路を
    再びイネーブルする手段（１３０）と、 電界効果トランジスタのゲートと負直流電圧出力端子と
    の間に接続され、導通状態にあるとき、電界効果トラン
    ジスタを非導通状態にバイアスする第１のスイッチング
    手段（１８４）と、 発電機の出力電圧に応答して第１のスイッチング手段の
    スイッチング状態を制御し、発電機の出力電圧が所望の
    調整値より高いときは第１のスイッチング手段を導通状
    態にバイアスされるようにするか又は導通状態にバイア
    スされたままに保持し、出力電圧が所望の調整値より低
    いときには第１のスイッチング手段を非導通状態にバイ
    アスされるようにするか又は非導通状態にバイアスされ
    たままに保持する制御手段とから成り、 前記制御手段は、実質的に充電回路がディスエーブルさ
    れ且つ放電回路がイネーブルされる時点でのみ第１のス
    イッチング手段の状態の変化を許す手段を含むことを特
    徴とする電圧調整器。
  7. 【請求項７】特許請求の範囲第６項記載の電圧調整器に
    おいて、 接続点（１６２）と、コンデンサ（１１６）の一端を接
    続点に接続する導線（１２０）と、コンデンサの他端を
    正直流電圧出力端子（２２）に接続する導線（１１８，
    ５０，３６）と、接続点をゲート（Ｇ）に接続する導線
    （４０）とを具備することと；充電回路は、正直流電圧
    出力端子と接続点との間に接続される回路（１７０，１
    ７２）と、コンデンサの他端と負直流電圧出力端子（２
    ４）との間に接続される第２のスイッチング手段（１７
    ８）とを含み、第２のスイッチング手段が導通状態にあ
    るとき、コンデンサは第２のスイッチング手段を介して
    充電することと；電圧応答制御回路（１３０）は接続点
    に接続され、第２のスイッチング手段を非導通状態にバ
    イアスすることにより、第２のスイッチング手段が非導
    通状態にバイアスされたときに充電回路をディスエーブ
    ルすることと；コンデンサが放電しているときゲートバ
    イアス電圧を検出する手段（１３０）は、ゲートバイア
    ス電圧が所定の値まで低下したとき、コンデンサを再び
    充電するために第２のスイッチング手段を導通状態にバ
    イアスすることと；第１のスイッチング手段（１８４）
    は、非導通状態にあるとき、接続点に発生されるゲート
    バイアス電圧により電界効果トランジスタ（３８）を導
    通状態にバイアスすることと；制御手段は第２のスイッ
    チング手段のスイッチング状態に応答することを特徴と
    する電圧調整器。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第７項記載の電圧調整器に
    おいて、 抵抗器（４２）はゲート（Ｇ）と接続点（１６２）との
    間に接続され、抵抗器と電界効果トランジスタ（３８）
    のゲートキャパシタンスとは接続点からゲートに印加さ
    れる電圧を平滑化するためのフイルタ回路を形成する抵
    抗器（４２）を有することを特徴とする電圧調整器。
  9. 【請求項９】特許請求の範囲第７項記載の電圧調整器に
    おいて、 電圧調整器は、発電機の出力電圧に応答して所定のデュ
    ーティサイクルを有する連続して起こる複数の時間周期
    にわたり電界効果トランジスタ（３８）が導通状態にバ
    イアスされるストロービングモードに電圧調整器を移行
    するストローブ制御手段であって、電圧調整器は発電機
    （１０）の出力電圧がゼロであるか又は所定の値より低
    いときにストロービングモードに移行されるものと、ゲ
    ート（Ｇ）と負直流電圧出力端子（２４）との間に接続
    される第３のスイッチング手段（１８６）とを含み、電
    圧調整器は、ストロービングモードにあるとき、コンデ
    ンサ（１１６）が放電している時間中にコンデンサを再
    充電する所定の電圧値より電圧の大きさとして高い電圧
    レベルまで前記ゲート電圧が低下したときに第３のスイ
    ッチング手段を導通状態にバイアスするように動作する
    手段（１９４）を含むことを特徴とする電圧調整器。
  10. 【請求項１０】特許請求の範囲第７項乃至第９項のいず
    れかに記載の電圧調整器において、 コンデンサ（１１６）を繰返し充電及び放電しコンデン
    サの充電が終了し且つコンデンサの放電が開始されると
    き、接続点（１６２）に発生されるゲートバイアス電圧
    をコンデンサ電圧と、正直流電圧出力端子（２２）及び
    負直流電圧出力端子（２４）の電圧との和にほぼ等しく
    なるようにする手段と、コンデンサの放電中にゲートバ
    イアス電圧が所定の値まで低下したとき、コンデンサを
    再び充電し且つコンデンサの放電を終了させる手段とを
    具備し、連続して起こるコンデンサの充電周期及び放電
    周期は１つの時間周期に実質的に等しく、制御手段は、
    発電機（１０）の出力電圧が所望の調整値より低いと
    き、複数の時間周期の和に実質的に等しい総時間周期に
    わたり電界効果トランジスタ（３８）を導通状態にバイ
    アスし、発電機の出力電圧が所望の調整値より高いとき
    は、複数の時間周期の和に実質的に等しい総時間周期に
    わたり電界効果トランジスタを非導通状態にバイアスす
    ることを特徴とする電圧調整器。
  11. 【請求項１１】特許請求の範囲第１０項記載の電圧調整
    器において、発電機（１０）の出力電圧が所望の調整値
    より高いとき、コンデンサ（１１６）の放電周期を発電
    機の出力電圧が所望の調整値より低いときより短くする
    ための手段が設けられることを特徴とする電圧調整器。
  12. 【請求項１２】特許請求の範囲第１０項記載の電圧調整
    器において、 制御手段は、実質的にコンデンサの充電周期が終了し且
    つコンデンサの放電周期が開始される時点にのみ電界効
    果トランジスタ（３８）のスイッチング状態の変化を許
    す手段を含むこと特徴とする電圧調整器。
  13. 【請求項１３】特許請求の範囲第６項乃至第１２項のい
    ずれかに記載の電圧調整器において、 電圧調整器はダイオード交流発電機（１０）と共に使用
    され、蓄電池（３０）の充電を含めて自動車に電気的負
    荷を供給し、エンジン（１５）により駆動される回転子
    を有する交流発電機（１０）と、出力巻線（１２）に接
    続され且つ正直流電圧出力端子（２２）及び負直流電圧
    出力端子（２４）を有する整流器手段（１６）と、直流
    電圧出力端子に接続される蓄電池（３０）とを具備する
    ことを特徴とする電圧調整器。
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