JPH06245541A - インバータの制御電源給電方法 - Google Patents
インバータの制御電源給電方法Info
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- JPH06245541A JPH06245541A JP5023082A JP2308293A JPH06245541A JP H06245541 A JPH06245541 A JP H06245541A JP 5023082 A JP5023082 A JP 5023082A JP 2308293 A JP2308293 A JP 2308293A JP H06245541 A JPH06245541 A JP H06245541A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】交流電動機を負荷とする電圧形インバータへ直
流制御電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータに対する直
流入力電圧の変動を抑制する。 【構成】ダイオードＤ1 〜Ｄ4 よりなる整流部２と整流
電圧平滑用のコンデンサＣf とインバータ部３とをその
主回路構成とし、交流電源１より電力供給を受け交流電
動機４を駆動する電圧形インバータに対し、その直流制
御電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ９の直流入力給
電経路に関し、整流部２の正又は負何れかの出力端子を
前記コンバータの正負両入力端子の一方の端子に接続
し、他の一方の端子をダイオードＤ10を経由し、交流電
源１の任意の一相の入力線が接続される整流部２の上下
両アームダイオード間直列接続点に接続すると共に、前
記コンバータの正負両入力端子間にコンデンサＣ3 を接
続する。
流制御電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータに対する直
流入力電圧の変動を抑制する。 【構成】ダイオードＤ1 〜Ｄ4 よりなる整流部２と整流
電圧平滑用のコンデンサＣf とインバータ部３とをその
主回路構成とし、交流電源１より電力供給を受け交流電
動機４を駆動する電圧形インバータに対し、その直流制
御電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ９の直流入力給
電経路に関し、整流部２の正又は負何れかの出力端子を
前記コンバータの正負両入力端子の一方の端子に接続
し、他の一方の端子をダイオードＤ10を経由し、交流電
源１の任意の一相の入力線が接続される整流部２の上下
両アームダイオード間直列接続点に接続すると共に、前
記コンバータの正負両入力端子間にコンデンサＣ3 を接
続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、交流電動機駆動用の
電圧形インバータに要する諸制御電圧を給電するＤＣ／
ＤＣコンバータに対する直流入力の給電方法に関する。
電圧形インバータに要する諸制御電圧を給電するＤＣ／
ＤＣコンバータに対する直流入力の給電方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種電圧形インバータの制御電
源給電用ＤＣ／ＤＣコンバータに対する直流入力の給電
方法としては、図６の回路図に示す如き回路構成により
行われるものが知られている。図６において、１は交流
電源、２は各ダイオードＤ1 〜Ｄ4 をその整流素子とし
て単相全波整流用ブリッジに構成された整流部、Ｃf は
整流電圧平滑用のコンデンサ、３は逆並列されたダイオ
ードを有するスイッチングトランジスタをそのブリッジ
構成における各相アーム素子とするインバータ部、４は
交流電動機、９はコンデンサＣf の端子電圧を受けて前
記各トランジスタのベース駆動用等の諸制御電圧を出力
するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。
なお整流部２とコンデンサＣf とは電圧形インバータに
おける直流中間回路を形成するものである。
源給電用ＤＣ／ＤＣコンバータに対する直流入力の給電
方法としては、図６の回路図に示す如き回路構成により
行われるものが知られている。図６において、１は交流
電源、２は各ダイオードＤ1 〜Ｄ4 をその整流素子とし
て単相全波整流用ブリッジに構成された整流部、Ｃf は
整流電圧平滑用のコンデンサ、３は逆並列されたダイオ
ードを有するスイッチングトランジスタをそのブリッジ
構成における各相アーム素子とするインバータ部、４は
交流電動機、９はコンデンサＣf の端子電圧を受けて前
記各トランジスタのベース駆動用等の諸制御電圧を出力
するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。
なお整流部２とコンデンサＣf とは電圧形インバータに
おける直流中間回路を形成するものである。
【０００３】即ち図６に例示する従来の給電方法は、前
記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流入力電圧をコンデンサＣ
f の端子電圧そのものとして直接給電するものであっ
た。
記ＤＣ／ＤＣコンバータの直流入力電圧をコンデンサＣ
f の端子電圧そのものとして直接給電するものであっ
た。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前記図６に示す回路構
成においては、インバータによる交流電動機４の停止或
いは減速制御時、減速分に対応する電動機回転エネルギ
は電力に変換されてインバータ部３を経由し前記直流中
間回路に回生されてコンデンサＣf の端子電圧を上昇さ
せる。この時、前記電動機の減速度如何によってはコン
デンサＣf の端子電圧が交流電源１の交流電圧ピーク値
よりも遙に高い値となることがある。
成においては、インバータによる交流電動機４の停止或
いは減速制御時、減速分に対応する電動機回転エネルギ
は電力に変換されてインバータ部３を経由し前記直流中
間回路に回生されてコンデンサＣf の端子電圧を上昇さ
せる。この時、前記電動機の減速度如何によってはコン
デンサＣf の端子電圧が交流電源１の交流電圧ピーク値
よりも遙に高い値となることがある。
【０００５】従って、前記コンデンサＣf の端子電圧を
その直流入力電圧とするＤＣ／ＤＣコンバータ９は、そ
の直流入力電圧がインバータ起動時の低い値から前記の
如き減速制御時の非常に高い値まで変化することに対し
て異常無く動作することを要し、これに伴って前記コン
バータに使用するトランジスタ等のスイッチング素子或
いはスイッチング用トランス等の回路構成要素を高耐圧
用のものとなす必要があり、前記コンバータは大形且つ
高価格のものとならざるを得なかった。
その直流入力電圧とするＤＣ／ＤＣコンバータ９は、そ
の直流入力電圧がインバータ起動時の低い値から前記の
如き減速制御時の非常に高い値まで変化することに対し
て異常無く動作することを要し、これに伴って前記コン
バータに使用するトランジスタ等のスイッチング素子或
いはスイッチング用トランス等の回路構成要素を高耐圧
用のものとなす必要があり、前記コンバータは大形且つ
高価格のものとならざるを得なかった。
【０００６】上記に鑑みこの発明は、その直流入力電圧
の大幅な上昇を回避し小形且つ安価なものとなしたＤＣ
／ＤＣコンバータの提供を目的とするものである。
の大幅な上昇を回避し小形且つ安価なものとなしたＤＣ
／ＤＣコンバータの提供を目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明のインバータの制御電源給電方法は、１）
自己消弧形半導体素子をそのスイッチング素子とする交
流電動機駆動用の電圧形インバータに関し、その直流制
御電圧を供給するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバ
ータへの直流入力の給電方法であって、ダイオード整流
ブリッジを構成するインバータ交流入力の整流回路にお
ける正或いは負何れかの出力端子を，前記コンバータの
正負両入力端子中の一方の端子に接続すると共に、前記
コンバータの他の一方の入力端子を，前記交流入力の任
意の一相の入力線が接続される前記整流ブリッジの上下
両アームダイオード間直列接続点にダイオードを経由し
て接続し、且つ前記コンバータの正負両入力端子間にコ
ンデンサを接続するものとし、或いは、２）前記１項記
載の手段において、そのブリッジ全相の構成素子をダイ
オードとする前記整流回路に代え、ダイオードを経由し
て前記コンバータの正負両入力端子中の一方の端子が接
続された相以外の任意の一相に関し、その整流ブリッジ
上下両アーム構成素子をそれぞれ等容量のコンデンサで
構成した倍電圧整流回路を用いるものとし、或いは、
３）前記２項記載の手段において、前記コンバータ両入
力端子中の一方の端子を，前記倍電圧整流回路をなす整
流ブリッジの上下両アームダイオード間の直列接続点に
接続することに代え、前記の両等容量コンデンサ間の直
列接続点に接続するものとし、或いは、４）前記３項記
載の手段において、前記コンバータ両入力端子中の一方
の端子と前記両等容量コンデンサ間の直列接続点とを接
続する前記ダイオードと，前記コンバータの両入力端子
間に接続されたコンデンサとの両者を設けることなく、
前記コンバータの両入力端子をそれぞれ前記両等容量コ
ンデンサの何れか一方の両端に直接接続するものとす
る。
に、この発明のインバータの制御電源給電方法は、１）
自己消弧形半導体素子をそのスイッチング素子とする交
流電動機駆動用の電圧形インバータに関し、その直流制
御電圧を供給するスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバ
ータへの直流入力の給電方法であって、ダイオード整流
ブリッジを構成するインバータ交流入力の整流回路にお
ける正或いは負何れかの出力端子を，前記コンバータの
正負両入力端子中の一方の端子に接続すると共に、前記
コンバータの他の一方の入力端子を，前記交流入力の任
意の一相の入力線が接続される前記整流ブリッジの上下
両アームダイオード間直列接続点にダイオードを経由し
て接続し、且つ前記コンバータの正負両入力端子間にコ
ンデンサを接続するものとし、或いは、２）前記１項記
載の手段において、そのブリッジ全相の構成素子をダイ
オードとする前記整流回路に代え、ダイオードを経由し
て前記コンバータの正負両入力端子中の一方の端子が接
続された相以外の任意の一相に関し、その整流ブリッジ
上下両アーム構成素子をそれぞれ等容量のコンデンサで
構成した倍電圧整流回路を用いるものとし、或いは、
３）前記２項記載の手段において、前記コンバータ両入
力端子中の一方の端子を，前記倍電圧整流回路をなす整
流ブリッジの上下両アームダイオード間の直列接続点に
接続することに代え、前記の両等容量コンデンサ間の直
列接続点に接続するものとし、或いは、４）前記３項記
載の手段において、前記コンバータ両入力端子中の一方
の端子と前記両等容量コンデンサ間の直列接続点とを接
続する前記ダイオードと，前記コンバータの両入力端子
間に接続されたコンデンサとの両者を設けることなく、
前記コンバータの両入力端子をそれぞれ前記両等容量コ
ンデンサの何れか一方の両端に直接接続するものとす
る。
【０００８】
【作用】前記の課題解決手段１は、前記インバータの交
流入力整流回路における正又は負何れかの出力端子をそ
の基準電位点とし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータへ給電す
る直流入力を、前記整流回路の整流素子を共用して得た
前記交流入力の半波整流電圧の平滑電圧として得ること
により、前記コンバータの直流入力給電系をインバータ
直流中間回路と無関係なものとし、インバータ負荷電動
機からの回生電力による前記直流中間回路の異常電圧上
昇の影響を回避させるものである。
流入力整流回路における正又は負何れかの出力端子をそ
の基準電位点とし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータへ給電す
る直流入力を、前記整流回路の整流素子を共用して得た
前記交流入力の半波整流電圧の平滑電圧として得ること
により、前記コンバータの直流入力給電系をインバータ
直流中間回路と無関係なものとし、インバータ負荷電動
機からの回生電力による前記直流中間回路の異常電圧上
昇の影響を回避させるものである。
【０００９】また前記の手段２は、その全相の整流素子
をダイオードとする前記手段１におけるインバータ交流
入力の整流回路を、そのブリッジ構成における一相の上
下両アーム素子をそれぞれ等容量のコンデンサで構成し
た倍電圧整流回路に代替させたものであり、前記コンバ
ータへの直流入力給電に関しては前記手段１の場合と同
様となる。
をダイオードとする前記手段１におけるインバータ交流
入力の整流回路を、そのブリッジ構成における一相の上
下両アーム素子をそれぞれ等容量のコンデンサで構成し
た倍電圧整流回路に代替させたものであり、前記コンバ
ータへの直流入力給電に関しては前記手段１の場合と同
様となる。
【００１０】また前記手段３においては、前記コンバー
タへの直流入力取電点となる倍電圧整流ブリッジの上下
両アームコンデンサ間直列接続点の電圧は前記の電動機
回生電力の影響を受けて大幅に上昇するが、この電圧上
昇の度合いは等容量の前記両コンデンサにより分圧され
て略１／２の値に低減され、前記コンバータへ給電され
る直流電圧の上昇もまた低減される。
タへの直流入力取電点となる倍電圧整流ブリッジの上下
両アームコンデンサ間直列接続点の電圧は前記の電動機
回生電力の影響を受けて大幅に上昇するが、この電圧上
昇の度合いは等容量の前記両コンデンサにより分圧され
て略１／２の値に低減され、前記コンバータへ給電され
る直流電圧の上昇もまた低減される。
【００１１】更に前記の手段４は、前記倍電圧整流回路
における各相間の上或いは下アームにおけるダイオード
とコンデンサとが対になりそれぞれ前記交流入力電圧の
半波整流用と整流電圧の平滑用として機能するものであ
り、前記の手段３におけると同様に前記コンバータへ給
電される直流電圧の上昇は緩和される。
における各相間の上或いは下アームにおけるダイオード
とコンデンサとが対になりそれぞれ前記交流入力電圧の
半波整流用と整流電圧の平滑用として機能するものであ
り、前記の手段３におけると同様に前記コンバータへ給
電される直流電圧の上昇は緩和される。
【００１２】
【実施例】以下この発明の実施例を図１乃至図５に示す
各回路図に従って説明する。なおこれら各図においては
図６に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構成要
素に対して同一の表示符号を付している。先ず図１はこ
の発明の第一の実施例を示すものであり、図６に示すＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ９の直流入力給電経路に関しダイオ
ードＤ10とコンデンサＣ3 とを設けたものであり、前記
の直流入力給電は、交流電源１→ダイオードＤ10→コン
デンサＣ3 （平滑）→ダイオードＤ2 →交流電源１の経
路で行われる。
各回路図に従って説明する。なおこれら各図においては
図６に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構成要
素に対して同一の表示符号を付している。先ず図１はこ
の発明の第一の実施例を示すものであり、図６に示すＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ９の直流入力給電経路に関しダイオ
ードＤ10とコンデンサＣ3 とを設けたものであり、前記
の直流入力給電は、交流電源１→ダイオードＤ10→コン
デンサＣ3 （平滑）→ダイオードＤ2 →交流電源１の経
路で行われる。
【００１３】従って前記コンバータの直流入力電圧はイ
ンバータ直流中間回路電圧即ちコンデンサＣf の端子電
圧とは無関係なものとなり、交流電動機４からの回生電
力の影響による電圧上昇を回避することができる。次に
図２はこの発明の第二の実施例を示し、図１における単
相全波整流部２をダイオードＤ1 〜Ｄ6 よりなる三相全
波整流部２１により代替したものであり、前記コンバー
タ９への直流入力給電に関しては図１の場合と同様とな
る。
ンバータ直流中間回路電圧即ちコンデンサＣf の端子電
圧とは無関係なものとなり、交流電動機４からの回生電
力の影響による電圧上昇を回避することができる。次に
図２はこの発明の第二の実施例を示し、図１における単
相全波整流部２をダイオードＤ1 〜Ｄ6 よりなる三相全
波整流部２１により代替したものであり、前記コンバー
タ９への直流入力給電に関しては図１の場合と同様とな
る。
【００１４】また図３はこの発明の第三の実施例を示
し、図１の単相全波整流部２におけるダイオードＤ3 と
Ｄ4 とをそれぞれ等容量のコンデンサＣ1 とＣ2 とによ
り置換しこれを倍電圧整流部２２に代えると共に、ダイ
オードＤ10のアノード側接続先をダイオードＤ1 とＤ2
との直列接続点へ変更したものであり、前記コンバータ
９への直流入力給電に関しては図１の場合と同様とな
る。
し、図１の単相全波整流部２におけるダイオードＤ3 と
Ｄ4 とをそれぞれ等容量のコンデンサＣ1 とＣ2 とによ
り置換しこれを倍電圧整流部２２に代えると共に、ダイ
オードＤ10のアノード側接続先をダイオードＤ1 とＤ2
との直列接続点へ変更したものであり、前記コンバータ
９への直流入力給電に関しては図１の場合と同様とな
る。
【００１５】次に図４はこの発明の第四の実施例を示す
ものであり、図３のダイオードＤ10のアノード側接続先
を、ダイオードＤ2 のカソード側からコンデンサＣ1 と
Ｃ2との直列接続点へ変更したものである。従って前記
コンバータ９の直流入力電圧は交流電動機４からの回生
電力の影響を受けてコンデンサＣf の端子電圧と共に上
昇するが、この電圧上昇の度合いは前記の等容量コンデ
ンサＣ1 とＣ2 とにより分圧されて略１／２の値に低減
される。
ものであり、図３のダイオードＤ10のアノード側接続先
を、ダイオードＤ2 のカソード側からコンデンサＣ1 と
Ｃ2との直列接続点へ変更したものである。従って前記
コンバータ９の直流入力電圧は交流電動機４からの回生
電力の影響を受けてコンデンサＣf の端子電圧と共に上
昇するが、この電圧上昇の度合いは前記の等容量コンデ
ンサＣ1 とＣ2 とにより分圧されて略１／２の値に低減
される。
【００１６】更に図５はこの発明の第五の実施例を示す
ものであり、図４に示すコンデンサＣ3 とダイオードＤ
10とを取り去り、前記コンバータ９の両入力端子を前記
コンデンサＣ2 の両端にその極性を合致させて直接接続
したものである。この場合交流電源１の極性に従いその
１周期中の半波において、交流電源１→コンデンサＣ2
→ダイオードＤ2 →交流電源１の経路でコンデンサＣ2
の充電がなされ、この充電は前記交流電源１周期中の他
の半波において放電に転じるものである。即ち、交流電
源電圧の半波整流電圧の平滑電圧となるコンデンサＣ2
の端子電圧を以て前記コンバータ９の直流入力電圧とな
すものであり、図４の場合と同様に、前記コンデンサＣ
f の端子電圧における電圧上昇が直接影響することは避
けられる。
ものであり、図４に示すコンデンサＣ3 とダイオードＤ
10とを取り去り、前記コンバータ９の両入力端子を前記
コンデンサＣ2 の両端にその極性を合致させて直接接続
したものである。この場合交流電源１の極性に従いその
１周期中の半波において、交流電源１→コンデンサＣ2
→ダイオードＤ2 →交流電源１の経路でコンデンサＣ2
の充電がなされ、この充電は前記交流電源１周期中の他
の半波において放電に転じるものである。即ち、交流電
源電圧の半波整流電圧の平滑電圧となるコンデンサＣ2
の端子電圧を以て前記コンバータ９の直流入力電圧とな
すものであり、図４の場合と同様に、前記コンデンサＣ
f の端子電圧における電圧上昇が直接影響することは避
けられる。
【００１７】
【発明の効果】この発明によれば、交流電動機駆動用電
圧形インバータの直流制御電圧を給電するスイッチング
方式のＤＣ／ＤＣコンバータへの直流入力の給電方法に
関し、インバータ直流中間回路の整流部をダイオードの
みによる整流ブリッジとなす時は、この整流ブリッジの
上或いは下アームを形成するダイオードの分担電圧即ち
インバータ交流入力電圧の半波電圧の整流平滑電圧を以
て前記コンバータの所要直流入力電圧となし、或いはそ
の任意の一相における上下アーム素子をそれぞれ等容量
のコンデンサとなした倍電圧整流ブリッジを前記の直流
中間回路の整流部となした場合には、前記と同様にその
上或いは下アームダイオードの分担電圧の整流平滑電圧
を以て，或いは前記両等容量のコンデンサによる直流中
間回路電圧の分圧電圧を以て前記コンバータの所要直流
入力電圧となすように、前記各回路図の如き所要の回路
構成をなすことにより、インバータ負荷電動機減速時の
回生電力による前記直流中間回路電圧の異常な上昇の影
響を皆無とするか又は略半減することが可能となり、従
って前記コンバータに使用するトランジスタ等の回路構
成要素を高耐圧用のものとなす必要は無く、前記コンバ
ータの，更にそれを含むインバータ装置全体の小形化と
低廉化とを図ることができる。
圧形インバータの直流制御電圧を給電するスイッチング
方式のＤＣ／ＤＣコンバータへの直流入力の給電方法に
関し、インバータ直流中間回路の整流部をダイオードの
みによる整流ブリッジとなす時は、この整流ブリッジの
上或いは下アームを形成するダイオードの分担電圧即ち
インバータ交流入力電圧の半波電圧の整流平滑電圧を以
て前記コンバータの所要直流入力電圧となし、或いはそ
の任意の一相における上下アーム素子をそれぞれ等容量
のコンデンサとなした倍電圧整流ブリッジを前記の直流
中間回路の整流部となした場合には、前記と同様にその
上或いは下アームダイオードの分担電圧の整流平滑電圧
を以て，或いは前記両等容量のコンデンサによる直流中
間回路電圧の分圧電圧を以て前記コンバータの所要直流
入力電圧となすように、前記各回路図の如き所要の回路
構成をなすことにより、インバータ負荷電動機減速時の
回生電力による前記直流中間回路電圧の異常な上昇の影
響を皆無とするか又は略半減することが可能となり、従
って前記コンバータに使用するトランジスタ等の回路構
成要素を高耐圧用のものとなす必要は無く、前記コンバ
ータの，更にそれを含むインバータ装置全体の小形化と
低廉化とを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第一の実施例を示す回路図
【図２】この発明の第二の実施例を示す回路図
【図３】この発明の第三の実施例を示す回路図
【図４】この発明の第四の実施例を示す回路図
【図５】この発明の第五の実施例を示す回路図
【図６】従来技術による実施例を示す回路図
１ 交流電源 ２ 整流部（単相全波整流用） ３ インバータ部 ４ 交流電動機 ９ ＤＣ／ＤＣコンバータ ２１ 整流部（三相全波整流用） ２２ 倍電圧整流部 Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ（整流ブリッジ形成用） Ｃ3 ，Ｃf コンデンサ（平滑用） Ｄ1 〜Ｄ6 ダイオード（整流ブリッジ形成用） Ｄ10 ダイオード（逆流防止用）
Claims (4)
- 【請求項１】自己消弧形半導体素子をそのスイッチング
素子とする交流電動機駆動用の電圧形インバータに関
し、その直流制御電圧を供給するスイッチング方式のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータへの直流入力の給電方法であって、
ダイオード整流ブリッジを構成するインバータ交流入力
の整流回路における正或いは負何れかの出力端子を，前
記コンバータの正負両入力端子中の一方の端子に接続す
ると共に、前記コンバータの他の一方の入力端子を，前
記交流入力の任意の一相の入力線が接続される前記整流
ブリッジの上下両アームダイオード間の直列接続点にダ
イオードを経由して接続し、且つ前記コンバータの正負
両入力端子間にコンデンサを接続することを特徴とする
インバータの制御電源給電方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの制御電源給電
方法において、そのブリッジ全相の構成素子をダイオー
ドとする前記の整流回路に代え、ダイオードを経由して
前記コンバータの正負両入力端子中の一方の端子が接続
された相以外の任意の一相に関し、その整流ブリッジ上
下両アーム構成素子をそれぞれ等容量のコンデンサで構
成した倍電圧整流回路を用いることを特徴とするインバ
ータの制御電源給電方法。 - 【請求項３】請求項２記載のインバータの制御電源給電
方法において、前記のコンバータ両入力端子中の一方の
端子を，前記倍電圧整流回路をなす整流ブリッジの上下
両アームダイオード間の直列接続点に接続することに代
え、前記の両等容量コンデンサ間の直列接続点に接続す
ることを特徴とするインバータの制御電源給電方法。 - 【請求項４】請求項３記載のインバータの制御電源給電
方法において、前記のコンバータ両入力端子中の一方の
端子と前記両等容量コンデンサ間の直列接続点とを接続
する前記のダイオードと，前記コンバータの両入力端子
間に接続されたコンデンサとの両者を設けることなく、
前記コンバータの両入力端子をそれぞれ前記両等容量コ
ンデンサの何れか一方の両端に直接接続することを特徴
とするインバータの制御電源給電方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5023082A JPH06245541A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | インバータの制御電源給電方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5023082A JPH06245541A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | インバータの制御電源給電方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245541A true JPH06245541A (ja) | 1994-09-02 |
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ID=12100501
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP5023082A Pending JPH06245541A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | インバータの制御電源給電方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06245541A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028892A (ja) * | 2005-07-18 | 2007-02-01 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | 変速機用電源装置 |
| WO2012114626A1 (ja) * | 2011-02-25 | 2012-08-30 | ダイキン工業株式会社 | 電源回路およびヒートポンプユニット |
| JP2020088953A (ja) * | 2018-11-19 | 2020-06-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-02-12 JP JP5023082A patent/JPH06245541A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007028892A (ja) * | 2005-07-18 | 2007-02-01 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | 変速機用電源装置 |
| WO2012114626A1 (ja) * | 2011-02-25 | 2012-08-30 | ダイキン工業株式会社 | 電源回路およびヒートポンプユニット |
| JP2012177500A (ja) * | 2011-02-25 | 2012-09-13 | Daikin Industries Ltd | 電源回路およびヒートポンプユニット |
| CN103380338A (zh) * | 2011-02-25 | 2013-10-30 | 大金工业株式会社 | 电源电路和热泵单元 |
| AU2011360292B2 (en) * | 2011-02-25 | 2015-09-17 | Daikin Industries, Ltd. | Power supply circuit and heat pump unit |
| US9209705B2 (en) | 2011-02-25 | 2015-12-08 | Daikin Industries, Ltd. | Power supply circuit and heat pump unit |
| JP2020088953A (ja) * | 2018-11-19 | 2020-06-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
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