JPH06245577A - 交流電動機のｐｗｍ制御装置 - Google Patents
交流電動機のｐｗｍ制御装置Info
- Publication number
- JPH06245577A JPH06245577A JP5030788A JP3078893A JPH06245577A JP H06245577 A JPH06245577 A JP H06245577A JP 5030788 A JP5030788 A JP 5030788A JP 3078893 A JP3078893 A JP 3078893A JP H06245577 A JPH06245577 A JP H06245577A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage reference
- signal
- phase
- control device
- reference signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低周波領域における発生損失の１素子集中を
緩和し、インバータ装置の低周波通電容量の向上を図
る。 【構成】 低周波出力領域で、３相電圧基準信号のうち
絶対値が最大の相の極性と逆極性の電圧基準補正信号Ｖ
C を用いて、３相電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw *
をそれぞれ補正し新たな３相電圧基準信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **を生成する電圧基準補正手段（３０）を設け
たＰＷＭ制御装置。これにより、線間電圧の制御特性に
は影響を与えることなく、最大電流通電素子の通流率を
低減し、低出力周波数領域での通電能力を向上させるこ
とができる。
緩和し、インバータ装置の低周波通電容量の向上を図
る。 【構成】 低周波出力領域で、３相電圧基準信号のうち
絶対値が最大の相の極性と逆極性の電圧基準補正信号Ｖ
C を用いて、３相電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw *
をそれぞれ補正し新たな３相電圧基準信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **を生成する電圧基準補正手段（３０）を設け
たＰＷＭ制御装置。これにより、線間電圧の制御特性に
は影響を与えることなく、最大電流通電素子の通流率を
低減し、低出力周波数領域での通電能力を向上させるこ
とができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電動機をＰＷＭ制
御装置、より詳細には、速度基準信号に対する速度帰還
信号の偏差をゼロにするための３相電圧基準信号を演算
するコントローラと、３相電圧基準信号に基づきインバ
ータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを備え、インバ
ータの出力により交流電動機を可変速制御する、交流電
動機のＰＷＭ制御装置に関するものである。
御装置、より詳細には、速度基準信号に対する速度帰還
信号の偏差をゼロにするための３相電圧基準信号を演算
するコントローラと、３相電圧基準信号に基づきインバ
ータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路とを備え、インバ
ータの出力により交流電動機を可変速制御する、交流電
動機のＰＷＭ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電圧形ＰＷＭインバータ装置は出力電圧
・出力周波数をともにＰＷＭインバータで高精度かつ高
速に制御することができるため、交流電動機を可変速駆
動する用途に広く用いられている。
・出力周波数をともにＰＷＭインバータで高精度かつ高
速に制御することができるため、交流電動機を可変速駆
動する用途に広く用いられている。
【０００３】この種のインバータ装置において、インバ
ータの出力周波数を直流（０Ｈz ）を含む広い周波数範
囲で連続的に変化させる場合、低周波出力領域では特定
アームの連続通電時間が長くなるので、その通電アーム
の素子に損失が集中し、結果として全体的に通電能力を
低減して用いなければならなかった。
ータの出力周波数を直流（０Ｈz ）を含む広い周波数範
囲で連続的に変化させる場合、低周波出力領域では特定
アームの連続通電時間が長くなるので、その通電アーム
の素子に損失が集中し、結果として全体的に通電能力を
低減して用いなければならなかった。
【０００４】図１１に従来技術による制御部１Ａの構成
例を示す。ＣＰＵ部１０に含まれるコントローラ２０が
速度基準信号ωr * 、速度帰還信号ωr および電流帰還
信号Ｉを入力して、周知の速度制御やベクトル制御の演
算を行い電圧基準信号Ｖ* を出力する。この電圧基準信
号Ｖ* は、コンパレータの原理による周知のＰＷＭ制御
回路３３においてキャリア信号ＣＲによりＰＷＭパルス
列に変換され、ゲートパルス信号ＧＰを出力する。ゲー
トパルス信号ＧＰにより、図示していない電圧形インバ
ータを介して交流電動機が駆動制御される。
例を示す。ＣＰＵ部１０に含まれるコントローラ２０が
速度基準信号ωr * 、速度帰還信号ωr および電流帰還
信号Ｉを入力して、周知の速度制御やベクトル制御の演
算を行い電圧基準信号Ｖ* を出力する。この電圧基準信
号Ｖ* は、コンパレータの原理による周知のＰＷＭ制御
回路３３においてキャリア信号ＣＲによりＰＷＭパルス
列に変換され、ゲートパルス信号ＧＰを出力する。ゲー
トパルス信号ＧＰにより、図示していない電圧形インバ
ータを介して交流電動機が駆動制御される。
【０００５】このようなＰＷＭ制御装置でインバータを
駆動した場合の原理的な主回路波形を図１２に示す。こ
こでは、従来技術の課題である低周波領域での駆動の典
型的な場合として、直流（０Ｈz ）出力で、Ｚアームの
電流が最大、という条件の場合について説明する。３相
電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * はキャリア信号Ｃ
Ｒにより対応したパルス列（ゲートパルス）ＶAK(U) ，
ＶAK(V) ，ＶAK(W) に変調され、このゲートパルスに基
づいてインバータの構成素子、例えばＧＴＯ素子（大型
パワー・トランジスタ）がオン・オフ制御される。直流
（０Ｈz ）出力の場合、交流電動機の誘起電圧はほぼゼ
ロであり、各電圧基準信号は電圧降下分のみに対応した
非常に小さな値であり、３相ブリッジ形に結線されたイ
ンバータ主回路１００を構成するＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，
Ｚの都合６アームのうち、正側の２アームＵ，Ｖおよび
負側の１アームＺに固定して通電する、いわゆるチョッ
パ動作となる。Ｕ，Ｖ，Ｚ各アーム電圧をＶAK(U) ，Ｖ
AK(V) ，ＶAK(Z) 、キャリア信号ＣＲの周波数をｆ
c （したがって、キャリア信号ＣＲの周期は１／ｆc ）
として、図１３に示すように定義した各部の電流・電圧
の波形が図１２に示されている。
駆動した場合の原理的な主回路波形を図１２に示す。こ
こでは、従来技術の課題である低周波領域での駆動の典
型的な場合として、直流（０Ｈz ）出力で、Ｚアームの
電流が最大、という条件の場合について説明する。３相
電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * はキャリア信号Ｃ
Ｒにより対応したパルス列（ゲートパルス）ＶAK(U) ，
ＶAK(V) ，ＶAK(W) に変調され、このゲートパルスに基
づいてインバータの構成素子、例えばＧＴＯ素子（大型
パワー・トランジスタ）がオン・オフ制御される。直流
（０Ｈz ）出力の場合、交流電動機の誘起電圧はほぼゼ
ロであり、各電圧基準信号は電圧降下分のみに対応した
非常に小さな値であり、３相ブリッジ形に結線されたイ
ンバータ主回路１００を構成するＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，
Ｚの都合６アームのうち、正側の２アームＵ，Ｖおよび
負側の１アームＺに固定して通電する、いわゆるチョッ
パ動作となる。Ｕ，Ｖ，Ｚ各アーム電圧をＶAK(U) ，Ｖ
AK(V) ，ＶAK(Z) 、キャリア信号ＣＲの周波数をｆ
c （したがって、キャリア信号ＣＲの周期は１／ｆc ）
として、図１３に示すように定義した各部の電流・電圧
の波形が図１２に示されている。
【０００６】図１３において、インバータ１００はＧＴ
Ｏ素子により３相ブリッジ形に構成され、各アーム素子
にはそれぞれフリーホイーリング・ダイオードが逆並列
に接続されているものとする。Ｕ，ＶアームおよびＺア
ームの各ＧＴＯ素子を流れる電流をそれぞれＩGTO(U)，
ＩGTO(V)，ＩGTO(Z)とし、ＷアームおよびＸ，Ｙアーム
の各ダイオードを流れる電流をそれぞれＩD(W)，
ＩD(X)，ＩD(Y)とし、さらに交流電動機１０１のＵ，Ｗ
相間電圧およびＶ，Ｗ相間電圧をそれぞれＶuw，Ｖvwと
し、Ｗ相の線電流をＩLWとしている。
Ｏ素子により３相ブリッジ形に構成され、各アーム素子
にはそれぞれフリーホイーリング・ダイオードが逆並列
に接続されているものとする。Ｕ，ＶアームおよびＺア
ームの各ＧＴＯ素子を流れる電流をそれぞれＩGTO(U)，
ＩGTO(V)，ＩGTO(Z)とし、ＷアームおよびＸ，Ｙアーム
の各ダイオードを流れる電流をそれぞれＩD(W)，
ＩD(X)，ＩD(Y)とし、さらに交流電動機１０１のＵ，Ｗ
相間電圧およびＶ，Ｗ相間電圧をそれぞれＶuw，Ｖvwと
し、Ｗ相の線電流をＩLWとしている。
【０００７】図１２，１３の場合、負側のＺアームのＧ
ＴＯ素子の通電電流ＩGTO(Z)が最大で、かつ交流出力の
場合とは異なり、正側のＷアームのＧＴＯ素子と半サイ
クル毎に交互に分担することもなく、図示の波形の態様
で連続して流れることに注目しなければならない。
ＴＯ素子の通電電流ＩGTO(Z)が最大で、かつ交流出力の
場合とは異なり、正側のＷアームのＧＴＯ素子と半サイ
クル毎に交互に分担することもなく、図示の波形の態様
で連続して流れることに注目しなければならない。
【０００８】図１４は１アームの通電電流Ｉamおよび発
生損失Ｐamの概念図（スイッチング動作をならして等価
正弦波とみなしたもの）である。交流出力であれば半サ
イクル分のみを分担すればよいのに、例えば時刻ｔ1 で
０Ｈz となった場合、交流出力の場合の平均値のπ倍の
電流を連続通電することになり、発生損失Ｐamもほぼ電
流に対応した形で連続発熱波形となる。
生損失Ｐamの概念図（スイッチング動作をならして等価
正弦波とみなしたもの）である。交流出力であれば半サ
イクル分のみを分担すればよいのに、例えば時刻ｔ1 で
０Ｈz となった場合、交流出力の場合の平均値のπ倍の
電流を連続通電することになり、発生損失Ｐamもほぼ電
流に対応した形で連続発熱波形となる。
【０００９】発生損失の上からは０Ｈz が最も厳しい条
件となるが、これに近い極低周波の場合も図１５および
図１６に示すように素子の温度上昇という観点からは大
きな電流低減が必要になる。図１５は素子および冷却器
の熱伝達モデルを示すものであり、発生損失Ｐと熱抵抗
Ｒthx および熱容量Ｃthx （Ｘ＝１，２，３）のカスケ
ード・ネットワークで表されている。Ｔj は素子の接合
部温度、Ｔc は素子ケース温度、Ｔf は冷却器温度、Ｔ
a は周囲空気温度である。実際には主に素子の熱時定数
（一般に１秒程度のオーダー）に対し、出力周波数が十
分高い場合は、図１６（Ａ）に示すように損失Ｐは平均
化されて素子の接合部温度Ｔj および素子ケース温度Ｔ
c の上昇として現れるのに対して、同図（Ｂ），（Ｃ）
と出力周波数が低くなるに従って、温度上昇は損失Ｐに
追従して大きく変動するようになり、素子の接合部温度
Ｔj の到達極大点は高くなる。
件となるが、これに近い極低周波の場合も図１５および
図１６に示すように素子の温度上昇という観点からは大
きな電流低減が必要になる。図１５は素子および冷却器
の熱伝達モデルを示すものであり、発生損失Ｐと熱抵抗
Ｒthx および熱容量Ｃthx （Ｘ＝１，２，３）のカスケ
ード・ネットワークで表されている。Ｔj は素子の接合
部温度、Ｔc は素子ケース温度、Ｔf は冷却器温度、Ｔ
a は周囲空気温度である。実際には主に素子の熱時定数
（一般に１秒程度のオーダー）に対し、出力周波数が十
分高い場合は、図１６（Ａ）に示すように損失Ｐは平均
化されて素子の接合部温度Ｔj および素子ケース温度Ｔ
c の上昇として現れるのに対して、同図（Ｂ），（Ｃ）
と出力周波数が低くなるに従って、温度上昇は損失Ｐに
追従して大きく変動するようになり、素子の接合部温度
Ｔj の到達極大点は高くなる。
【００１０】図１７は出力周波数ｆに応じた発生損失Ｐ
LOSSと素子の温度上昇Ｔr の例を示した図である。横軸
を周波数ｆとして、縦軸には上から順に、インバータ出
力電圧Ｖ、１素子の平均通電電流ＩAV、素子発生損失Ｐ
LOSSと電流制限値ＩLIM 、並びに素子温度上昇Ｔr を示
している。
LOSSと素子の温度上昇Ｔr の例を示した図である。横軸
を周波数ｆとして、縦軸には上から順に、インバータ出
力電圧Ｖ、１素子の平均通電電流ＩAV、素子発生損失Ｐ
LOSSと電流制限値ＩLIM 、並びに素子温度上昇Ｔr を示
している。
【００１１】ＧＴＯ素子の通流率は概略次式で表され
る。
る。
【００１２】（通流率）＝１−｛１−（変調率）×（負
荷力率）｝／２ …（１） ここで変調率はほぼ次式で表される。
荷力率）｝／２ …（１） ここで変調率はほぼ次式で表される。
【００１３】 （変調率）＝Ｋ×ｆ／ｆB …（２） ただし、Ｋ ： 定数 ｆ ： 出力周波数 ｆB ： ベース周波数 ベース周波数ｆB 以下では出力周波数の低下と共にＧＴ
Ｏ素子の導通損失はやや小さくなるが、前述の素子熱時
定数と干渉し始める周波数（ｆ2 以下）では素子の温度
上昇は急激に増加し、０Ｈz 近傍（ｆ1 以下）では電流
集中する素子の温度上昇が著しく大きくなる。
Ｏ素子の導通損失はやや小さくなるが、前述の素子熱時
定数と干渉し始める周波数（ｆ2 以下）では素子の温度
上昇は急激に増加し、０Ｈz 近傍（ｆ1 以下）では電流
集中する素子の温度上昇が著しく大きくなる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】以上の検討に基づき、
本発明は、低周波領域におけるインバータの特定素子へ
の発生損失集中の事態を緩和し、インバータの低周波通
電容量の低減を回避しうるＰＷＭ制御装置を提供するこ
とを目的とするものである。
本発明は、低周波領域におけるインバータの特定素子へ
の発生損失集中の事態を緩和し、インバータの低周波通
電容量の低減を回避しうるＰＷＭ制御装置を提供するこ
とを目的とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、低周波出力領域で、３相電圧基準信号の
うち絶対値が最大の相の極性と逆極性の共通の電圧基準
補正信号を用いて３相電圧基準信号をそれぞれ補正し新
たな３相電圧基準信号とする電圧基準補正手段を設けた
ことを特徴とするものである。
に、本発明は、低周波出力領域で、３相電圧基準信号の
うち絶対値が最大の相の極性と逆極性の共通の電圧基準
補正信号を用いて３相電圧基準信号をそれぞれ補正し新
たな３相電圧基準信号とする電圧基準補正手段を設けた
ことを特徴とするものである。
【００１６】
【作用】低周波出力領域で、各相の電圧基準信号の中で
振幅最大相の極性と逆極性の電圧基準補正信号により各
相電圧基準信号をそれぞれ補正することにより、インバ
ータ出力の線間電圧を変化させることなく最大電流通電
アームの通流率を低減させ発生損失を分散化させること
ができ、それにより低周波出力領域での通電能力を向上
させることができる。
振幅最大相の極性と逆極性の電圧基準補正信号により各
相電圧基準信号をそれぞれ補正することにより、インバ
ータ出力の線間電圧を変化させることなく最大電流通電
アームの通流率を低減させ発生損失を分散化させること
ができ、それにより低周波出力領域での通電能力を向上
させることができる。
【００１７】
【実施例】図３は本発明によるＰＷＭ制御装置を主回路
構成と共に示した全体概念図である。交流電動機（Ｍ）
１０１を可変速駆動するインバータ主回路１００に対し
制御装置１が設けられている。制御装置１は速度または
トルクを制御するものとする。交流電動機１０１の速度
が速度検出器（ＳＳ）１０２によって検出され、速度帰
還信号ωr として制御装置１に導入される。速度帰還信
号ωr は別途与えられる速度基準信号ωr * と比較さ
れ、その偏差（速度偏差）をゼロにするためのゲートパ
ルス信号ＧＰを出力しインバータ５を制御する。電動機
電流が電流検出器７によって検出され、図示していない
電流制御マイナーループの電流帰還信号Ｉとして利用さ
れる。
構成と共に示した全体概念図である。交流電動機（Ｍ）
１０１を可変速駆動するインバータ主回路１００に対し
制御装置１が設けられている。制御装置１は速度または
トルクを制御するものとする。交流電動機１０１の速度
が速度検出器（ＳＳ）１０２によって検出され、速度帰
還信号ωr として制御装置１に導入される。速度帰還信
号ωr は別途与えられる速度基準信号ωr * と比較さ
れ、その偏差（速度偏差）をゼロにするためのゲートパ
ルス信号ＧＰを出力しインバータ５を制御する。電動機
電流が電流検出器７によって検出され、図示していない
電流制御マイナーループの電流帰還信号Ｉとして利用さ
れる。
【００１８】制御装置１の詳細構成を図１に示す。制御
装置１は、制御演算の結果として得られる操作量（ここ
では電圧基準信号Ｖ**）を出力するＣＰＵ部１０と、電
圧基準信号Ｖ**をキャリア信号ＣＲによりゲートパルス
列ＧＰに変調するＰＷＭ制御回路３３から成っている。
ＣＰＵ部１０は実際はソフトウェアで構成され、速度制
御およびベクトル制御の演算を行うコントローラ２０の
ほかに、電圧基準補正部３０、モード決定部３１および
関数発生部３２を備えている。
装置１は、制御演算の結果として得られる操作量（ここ
では電圧基準信号Ｖ**）を出力するＣＰＵ部１０と、電
圧基準信号Ｖ**をキャリア信号ＣＲによりゲートパルス
列ＧＰに変調するＰＷＭ制御回路３３から成っている。
ＣＰＵ部１０は実際はソフトウェアで構成され、速度制
御およびベクトル制御の演算を行うコントローラ２０の
ほかに、電圧基準補正部３０、モード決定部３１および
関数発生部３２を備えている。
【００１９】コントローラ２０は速度制御およびベクト
ル制御のための演算を行う周知の構成のものであって、
図２に示すように、速度基準信号ωr * および速度帰還
信号ωr を入力し、トルク電流基準信号τ* を出力する
速度制御部２１と、その出力側に接続され、電圧基準信
号Ｖ* および周波数基準信号Ｆ* を出力するベクトル制
御部２２からなっている。ベクトル制御部２２は、速度
帰還信号ωr およびトルク電流基準信号τ* を入力して
電流基準ベクトルＩdq * およびすべり速度基準信号ωs
* を出力するベクトル演算部２３と、電流帰還信号Ｉか
ら座標変換して得られる電流帰還ベクトルＩdqおよび電
流基準ベクトルＩdq * の差（電流偏差）をゼロにするた
めの電圧基準ベクトルＶdq * を演算する電流制御部２４
と、位相基準信号θo * を用いて電圧基準ベクトルＶdq
* を電圧基準信号Ｖ* に座標変換し電流帰還信号Ｉを電
流帰還ベクトルＩdqに座標変換する座標変換器２５とを
含んでいる。なお、ベクトル制御部２２は、上記の各回
路部分のほかに、速度帰還信号ωr にすべり速度基準信
号ωs * を加えて１次角周波数基準信号ωo * を得る手
段、この１次角周波数基準信号ωo * を積分して位相基
準信号θo * を得る手段、および１次角周波数基準信号
ωo * から周波数基準信号Ｆ* を得る手段を含んでい
る。
ル制御のための演算を行う周知の構成のものであって、
図２に示すように、速度基準信号ωr * および速度帰還
信号ωr を入力し、トルク電流基準信号τ* を出力する
速度制御部２１と、その出力側に接続され、電圧基準信
号Ｖ* および周波数基準信号Ｆ* を出力するベクトル制
御部２２からなっている。ベクトル制御部２２は、速度
帰還信号ωr およびトルク電流基準信号τ* を入力して
電流基準ベクトルＩdq * およびすべり速度基準信号ωs
* を出力するベクトル演算部２３と、電流帰還信号Ｉか
ら座標変換して得られる電流帰還ベクトルＩdqおよび電
流基準ベクトルＩdq * の差（電流偏差）をゼロにするた
めの電圧基準ベクトルＶdq * を演算する電流制御部２４
と、位相基準信号θo * を用いて電圧基準ベクトルＶdq
* を電圧基準信号Ｖ* に座標変換し電流帰還信号Ｉを電
流帰還ベクトルＩdqに座標変換する座標変換器２５とを
含んでいる。なお、ベクトル制御部２２は、上記の各回
路部分のほかに、速度帰還信号ωr にすべり速度基準信
号ωs * を加えて１次角周波数基準信号ωo * を得る手
段、この１次角周波数基準信号ωo * を積分して位相基
準信号θo * を得る手段、および１次角周波数基準信号
ωo * から周波数基準信号Ｆ* を得る手段を含んでい
る。
【００２０】再び図１を参照する。以上の構成を有する
コントローラ２０から出力された３相の電圧基準信号Ｖ
* （Ｖ* ＝（Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * ））は電圧基準補
正部３０において、各通電モード毎に、最大電流通電ア
ームの電流通流率が小さくなるような補正を施されて新
たな電圧基準信号Ｖ**に変換される。すなわち、モード
決定部３１において、電圧基準の位相でおよそ６０°毎
にモードを切り換え、３相の電圧基準信号Ｖ* の中で振
幅最大相の極性と逆極性の補正信号Ｖc を３相それぞれ
に加算することにより、線間電圧を変化させることなく
最大電流通電アームの通流率を低減させ、発生損失を分
散化させる。関数発生部３２は電圧基準補正信号ＶC を
加えて上記作用を機能させる周波数範囲と電圧基準補正
信号ＶCの値を決定するもので、周波数基準信号Ｆ* を
入力として電圧基準補正のための電圧基準補正信号ＶC
を演算し出力する。
コントローラ２０から出力された３相の電圧基準信号Ｖ
* （Ｖ* ＝（Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * ））は電圧基準補
正部３０において、各通電モード毎に、最大電流通電ア
ームの電流通流率が小さくなるような補正を施されて新
たな電圧基準信号Ｖ**に変換される。すなわち、モード
決定部３１において、電圧基準の位相でおよそ６０°毎
にモードを切り換え、３相の電圧基準信号Ｖ* の中で振
幅最大相の極性と逆極性の補正信号Ｖc を３相それぞれ
に加算することにより、線間電圧を変化させることなく
最大電流通電アームの通流率を低減させ、発生損失を分
散化させる。関数発生部３２は電圧基準補正信号ＶC を
加えて上記作用を機能させる周波数範囲と電圧基準補正
信号ＶCの値を決定するもので、周波数基準信号Ｆ* を
入力として電圧基準補正のための電圧基準補正信号ＶC
を演算し出力する。
【００２１】次に、コントローラ２０の出力である電圧
基準信号Ｖ* に基づき、モード決定部３１において図４
に示す論理手順でおよそ６０°毎に切り換えられるモー
ド信号ＭＤの生成について説明する。電圧基準信号Ｖ*
は実際は３相の電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖ
w * （図７，８参照）からなっており、まず、これら３
相の電圧基準信号を掛け合わせる（ステップ５０）こと
により、電圧基準の位相でおよそ６０°毎に変化する符
号を表わす信号Ｐflを得、この信号Ｐflを非負（Ｐfl≧
０）および負（Ｐfl＜０）の二つの場合に区分する（ス
テップ５１）。Ｐfl＜０の場合は、３相の電圧基準信号
のうち最小値のもの（絶対値最大のもの）はどれかを調
べ、Ｕ相ならモード信号ＭＤを、ＭＤ＝１とし、Ｖ相な
らＭＤ＝２、Ｗ相ならＭＤ＝３とする（ステップ５
２）。同様に、Ｐfl≧０の場合は、３相の電圧基準信号
のうち最大値のものはどれかを調べ、Ｕ相ならＭＤ＝−
１、Ｖ相ならＭＤ＝−２、Ｗ相ならＭＤ＝−３とする
（ステップ５３）。
基準信号Ｖ* に基づき、モード決定部３１において図４
に示す論理手順でおよそ６０°毎に切り換えられるモー
ド信号ＭＤの生成について説明する。電圧基準信号Ｖ*
は実際は３相の電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖ
w * （図７，８参照）からなっており、まず、これら３
相の電圧基準信号を掛け合わせる（ステップ５０）こと
により、電圧基準の位相でおよそ６０°毎に変化する符
号を表わす信号Ｐflを得、この信号Ｐflを非負（Ｐfl≧
０）および負（Ｐfl＜０）の二つの場合に区分する（ス
テップ５１）。Ｐfl＜０の場合は、３相の電圧基準信号
のうち最小値のもの（絶対値最大のもの）はどれかを調
べ、Ｕ相ならモード信号ＭＤを、ＭＤ＝１とし、Ｖ相な
らＭＤ＝２、Ｗ相ならＭＤ＝３とする（ステップ５
２）。同様に、Ｐfl≧０の場合は、３相の電圧基準信号
のうち最大値のものはどれかを調べ、Ｕ相ならＭＤ＝−
１、Ｖ相ならＭＤ＝−２、Ｗ相ならＭＤ＝−３とする
（ステップ５３）。
【００２２】すでに述べたように、１素子の連続通電時
間が長くなって発生損失、ひいては温度上昇の集中とし
て弊害が現われてくるのは、低周波領域であるから、関
数発生部３２により、図５または図６に示すように、コ
ントローラ２０によって得られた周波数基準信号Ｆ* の
関数として電圧基準補正信号ＶC を形成する。
間が長くなって発生損失、ひいては温度上昇の集中とし
て弊害が現われてくるのは、低周波領域であるから、関
数発生部３２により、図５または図６に示すように、コ
ントローラ２０によって得られた周波数基準信号Ｆ* の
関数として電圧基準補正信号ＶC を形成する。
【００２３】図５においては、低周波領域とみなされる
限界周波数を−ＦL ，ＦL として、−ＦL ≦Ｆ* ≦ＦL
の周波数範囲において、Ｆ* ≦−ＦL またはＦ* ≧ＦL
のときはＶC ＝０であるが、Ｆ* ＝０に近付くにつれて
ほぼ一次関数の形で大きくなるように変化する電圧基準
補正信号ＶC を出力する。
限界周波数を−ＦL ，ＦL として、−ＦL ≦Ｆ* ≦ＦL
の周波数範囲において、Ｆ* ≦−ＦL またはＦ* ≧ＦL
のときはＶC ＝０であるが、Ｆ* ＝０に近付くにつれて
ほぼ一次関数の形で大きくなるように変化する電圧基準
補正信号ＶC を出力する。
【００２４】図６においては、低周波領域とみなされる
周波数範囲において電圧基準補正信号ＶC は一定値をと
るが、制御上の安定性という観点から周波数基準信号Ｆ
* の増加時と減少時とで異なる経過をとるヒステレシス
特性を持たせており、ＦL2＜ＦL1として、周波数基準信
号Ｆ* の増加時は−ＦL2≦Ｆ* ≦ＦL1で電圧基準補正信
号ＶC は一定値をとり、周波数基準信号Ｆ* の減少時は
−ＦL1≦Ｆ* ≦ＦL2で電圧基準補正信号ＶC は一定値を
とる。それ以外の周波数領域では、ＶC ＝０である。
周波数範囲において電圧基準補正信号ＶC は一定値をと
るが、制御上の安定性という観点から周波数基準信号Ｆ
* の増加時と減少時とで異なる経過をとるヒステレシス
特性を持たせており、ＦL2＜ＦL1として、周波数基準信
号Ｆ* の増加時は−ＦL2≦Ｆ* ≦ＦL1で電圧基準補正信
号ＶC は一定値をとり、周波数基準信号Ｆ* の減少時は
−ＦL1≦Ｆ* ≦ＦL2で電圧基準補正信号ＶC は一定値を
とる。それ以外の周波数領域では、ＶC ＝０である。
【００２５】図５ないし図６における補正限界周波数Ｆ
L ないしＦL1，ＦL2は、図１７における周波数ｆ2 を目
安として決定すればよい。
L ないしＦL1，ＦL2は、図１７における周波数ｆ2 を目
安として決定すればよい。
【００２６】電圧基準補正部３０は、第１の実施例とし
て信号Ｐflの符号に従い、電圧基準補正信号ＶC を用い
て次式により当初の電圧基準信号Ｖ* を補正し、新たな
電圧基準信号Ｖ**を生成する。 ［Ｐfl≧０のとき］ Ｖu **＝Ｖu * −ＶC …（３） Ｖv **＝Ｖv * −ＶC …（４） Ｖw **＝Ｖw * −ＶC …（５） ［Ｐfl＜０のとき］ Ｖu **＝Ｖu * ＋ＶC …（６） Ｖv **＝Ｖv * ＋ＶC …（７） Ｖw **＝Ｖw * ＋ＶC …（８） 上式で表される内容を図示すると図７のようになる。補
正前の各相の電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * を掛
け合わせることにより得られた、６０°毎に正負交互に
切り換りわる信号Ｐflにより、信号Ｐflと逆極性の電圧
基準補正信号ＶC を電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw
* にそれぞれ加算して新たな電圧基準信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **を生成している。このような操作を加えると
図７に示されているように相電圧（信号Ｖu **，
Ｖv **，Ｖw **）は不連続になるが、２相の相電圧の差
として表わされる線間電圧としては電圧基準補正信号Ｖ
C が相殺されてもとの電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖ
w * に対応した波形の連続した正弦波出力電圧を得るこ
とができる。
て信号Ｐflの符号に従い、電圧基準補正信号ＶC を用い
て次式により当初の電圧基準信号Ｖ* を補正し、新たな
電圧基準信号Ｖ**を生成する。 ［Ｐfl≧０のとき］ Ｖu **＝Ｖu * −ＶC …（３） Ｖv **＝Ｖv * −ＶC …（４） Ｖw **＝Ｖw * −ＶC …（５） ［Ｐfl＜０のとき］ Ｖu **＝Ｖu * ＋ＶC …（６） Ｖv **＝Ｖv * ＋ＶC …（７） Ｖw **＝Ｖw * ＋ＶC …（８） 上式で表される内容を図示すると図７のようになる。補
正前の各相の電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * を掛
け合わせることにより得られた、６０°毎に正負交互に
切り換りわる信号Ｐflにより、信号Ｐflと逆極性の電圧
基準補正信号ＶC を電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw
* にそれぞれ加算して新たな電圧基準信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **を生成している。このような操作を加えると
図７に示されているように相電圧（信号Ｖu **，
Ｖv **，Ｖw **）は不連続になるが、２相の相電圧の差
として表わされる線間電圧としては電圧基準補正信号Ｖ
C が相殺されてもとの電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖ
w * に対応した波形の連続した正弦波出力電圧を得るこ
とができる。
【００２７】以上のような操作を電圧基準信号Ｖ* に施
すことにより、図９に示すように最大電流通電アームの
通流率を低減することができる。図９は、従来技術とし
て示した図１２，１３に対応させて表しており、直流
（０Ｈz ）出力、Ｚアームの電流最大で、Ｐfl＜０，Ｍ
Ｄ＝３、での原理的な主回路波形を示している。なお、
ここで各信号は図１２，図１３に準じて用いられてい
る。電圧基準信号Ｖ* は電圧基準補正信号ＶC により正
側にバイアスされて変調されており、その結果、図１２
の場合に比べてＺアームのＧＴＯ素子の通電電流Ｉ
GTO(Z)は大きさがほぼ同一で通流期間がはるかに短くな
っていることを認めることができる。
すことにより、図９に示すように最大電流通電アームの
通流率を低減することができる。図９は、従来技術とし
て示した図１２，１３に対応させて表しており、直流
（０Ｈz ）出力、Ｚアームの電流最大で、Ｐfl＜０，Ｍ
Ｄ＝３、での原理的な主回路波形を示している。なお、
ここで各信号は図１２，図１３に準じて用いられてい
る。電圧基準信号Ｖ* は電圧基準補正信号ＶC により正
側にバイアスされて変調されており、その結果、図１２
の場合に比べてＺアームのＧＴＯ素子の通電電流Ｉ
GTO(Z)は大きさがほぼ同一で通流期間がはるかに短くな
っていることを認めることができる。
【００２８】以上のようにすることにより、図１０に示
すように、図１７の場合と同一の出力電圧Ｖおよび１素
子平均通電電流ＩAVのもとで、低周波領域における発生
損失ＰLOSSの集中が緩和され、素子温度上昇Ｔr の最大
値が低く抑えられて、インバータ装置全体としての低周
波通電容量を向上させることができる。
すように、図１７の場合と同一の出力電圧Ｖおよび１素
子平均通電電流ＩAVのもとで、低周波領域における発生
損失ＰLOSSの集中が緩和され、素子温度上昇Ｔr の最大
値が低く抑えられて、インバータ装置全体としての低周
波通電容量を向上させることができる。
【００２９】次に本発明の第２の実施例について説明す
る。
る。
【００３０】図１のモード決定部３１において図４に示
す手順でおよそ６０°毎に切り換わるモード信号ＭＤを
得るのは、すでに述べたところと同一である。電圧基準
補正部３０は、モード決定部３１において求められたモ
ード信号ＭＤに従い、３相電圧基準信号Ｖu * ，
Ｖv * ，Ｖw * のうち絶対値が最大の相についてはその
電圧基準信号の極性とは逆極性の電圧基準補正信号ＶC
（または−ＶC ）に置換し、他の相についてはその相の
電圧基準信号の極性とは逆極性の電圧基準補正信号ＶC
（または−ＶC ）に、その相の電圧基準信号から絶対値
が最大の相の電圧基準信号を差し引いたものを加えるこ
とにより補正し、新たな電圧基準信号Ｖu **，Ｖv **，
Ｖw **を形成する。例えば、Ｕ相の電圧基準信号Ｖu *
の絶対値が最大である場合（ＭＤ＝−１またはＭＤ＝１
の場合）について例示すれば次の通りである。 ［ＭＤ＝−１の場合］ Ｖu **＝−ＶC …（９） Ｖv **＝−ＶC ＋（Ｖv * −Ｖu * ） …（１０） Ｖw **＝−ＶC ＋（Ｖw * −Ｖu * ） …（１１） ［ＭＤ＝１の場合］ Ｖu **＝ＶC …（１２） Ｖv **＝ＶC ＋（Ｖv * −Ｖu * ） …（１３） Ｖw **＝ＶC ＋（Ｖw * −Ｖu * ） …（１４） 上式中、式（１０），（１１），（１３），（１４）の
右辺第２項はそれぞれ相電圧信号を用いて線間電圧を表
現している項であり、正弦波形をしていることに留意さ
れたい。従って、この場合も相電圧（信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **）は不連続になるが、２相の相電圧の差とし
て表わされる線間電圧としては電圧基準補正信号ＶC が
相殺されてもとの電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw *
に対応した波形の連続した正弦波出力電圧を得ることが
できる。
す手順でおよそ６０°毎に切り換わるモード信号ＭＤを
得るのは、すでに述べたところと同一である。電圧基準
補正部３０は、モード決定部３１において求められたモ
ード信号ＭＤに従い、３相電圧基準信号Ｖu * ，
Ｖv * ，Ｖw * のうち絶対値が最大の相についてはその
電圧基準信号の極性とは逆極性の電圧基準補正信号ＶC
（または−ＶC ）に置換し、他の相についてはその相の
電圧基準信号の極性とは逆極性の電圧基準補正信号ＶC
（または−ＶC ）に、その相の電圧基準信号から絶対値
が最大の相の電圧基準信号を差し引いたものを加えるこ
とにより補正し、新たな電圧基準信号Ｖu **，Ｖv **，
Ｖw **を形成する。例えば、Ｕ相の電圧基準信号Ｖu *
の絶対値が最大である場合（ＭＤ＝−１またはＭＤ＝１
の場合）について例示すれば次の通りである。 ［ＭＤ＝−１の場合］ Ｖu **＝−ＶC …（９） Ｖv **＝−ＶC ＋（Ｖv * −Ｖu * ） …（１０） Ｖw **＝−ＶC ＋（Ｖw * −Ｖu * ） …（１１） ［ＭＤ＝１の場合］ Ｖu **＝ＶC …（１２） Ｖv **＝ＶC ＋（Ｖv * −Ｖu * ） …（１３） Ｖw **＝ＶC ＋（Ｖw * −Ｖu * ） …（１４） 上式中、式（１０），（１１），（１３），（１４）の
右辺第２項はそれぞれ相電圧信号を用いて線間電圧を表
現している項であり、正弦波形をしていることに留意さ
れたい。従って、この場合も相電圧（信号Ｖu **，Ｖv
**，Ｖw **）は不連続になるが、２相の相電圧の差とし
て表わされる線間電圧としては電圧基準補正信号ＶC が
相殺されてもとの電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw *
に対応した波形の連続した正弦波出力電圧を得ることが
できる。
【００３１】上式の内容を図示すると図８のようにな
る。およそ６０°毎に切り換わるモード信号ＭＤにより
電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * をそれぞれ新たな
電圧基準信号Ｖu **，Ｖv **，Ｖw **に変換している。
このように操作しても出力相電圧（基準電圧信号）は図
示のごとく不連続となるが、すでに述べたように線間電
圧としては連続した正弦波電圧を得ることができる。
る。およそ６０°毎に切り換わるモード信号ＭＤにより
電圧基準信号Ｖu * ，Ｖv * ，Ｖw * をそれぞれ新たな
電圧基準信号Ｖu **，Ｖv **，Ｖw **に変換している。
このように操作しても出力相電圧（基準電圧信号）は図
示のごとく不連続となるが、すでに述べたように線間電
圧としては連続した正弦波電圧を得ることができる。
【００３２】以上のようにして、第１の実施例と同様に
最大電流通電アームの通流率を低減し、図１０に示すよ
うに、１素子の連続通電時間が長くなって発生損失Ｐ
LOSS、ひいては素子温度上昇Ｔr の集中を回避し、イン
バータ装置全体としての低周波通電容量を向上させるこ
とができる。
最大電流通電アームの通流率を低減し、図１０に示すよ
うに、１素子の連続通電時間が長くなって発生損失Ｐ
LOSS、ひいては素子温度上昇Ｔr の集中を回避し、イン
バータ装置全体としての低周波通電容量を向上させるこ
とができる。
【００３３】なお、以上の説明では便宜上、インバータ
５がＧＴＯ素子からなっているものとしたが、自己消弧
形スイッチング素子を用いたＰＷＭインバータであれ
ば、本発明はあらゆるＰＷＭインバータに適用可能であ
る。
５がＧＴＯ素子からなっているものとしたが、自己消弧
形スイッチング素子を用いたＰＷＭインバータであれ
ば、本発明はあらゆるＰＷＭインバータに適用可能であ
る。
【００３４】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、Ｐ
ＷＭ制御されるインバータにおいて、線間電圧には影響
を与えることなく、すなわち、制御特性に影響を及ぼす
ことなく、低周波領域における最大電流通流素子の通流
率を低減させ、それにより発生損失の１素子集中という
事態が大幅に緩和され、インバータ装置の低周波通電容
量を大きく向上させることができる。
ＷＭ制御されるインバータにおいて、線間電圧には影響
を与えることなく、すなわち、制御特性に影響を及ぼす
ことなく、低周波領域における最大電流通流素子の通流
率を低減させ、それにより発生損失の１素子集中という
事態が大幅に緩和され、インバータ装置の低周波通電容
量を大きく向上させることができる。
【図１】本発明によるＰＷＭ制御装置の一実施例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図２】本発明による制御装置内部のコントローラの一
構成例を示すブロック図。
構成例を示すブロック図。
【図３】本発明による制御装置と主回路との関係を示す
接続図。
接続図。
【図４】図１におけるモード決定部のモード決定手順を
示すフローチャート。
示すフローチャート。
【図５】図１における関数発生部の第１の関数例を示す
特性図。
特性図。
【図６】図１における関数発生部の第２の関数例を示す
特性図。
特性図。
【図７】図１における電圧基準補正部の第１の実施例の
作用を説明する説明図。
作用を説明する説明図。
【図８】図１における電圧基準補正部の第２の実施例の
作用を説明する説明図。
作用を説明する説明図。
【図９】本発明の作用・効果を説明するための主回路各
部の動作波形図。
部の動作波形図。
【図１０】本発明の作用・効果を説明するための出力周
波数に対する諸特性図。
波数に対する諸特性図。
【図１１】従来技術による一般的なＰＷＭ制御装置の概
略を示すブロック図。
略を示すブロック図。
【図１２】従来装置の作用を説明するための図９に対応
する主回路各部の動作波形図。
する主回路各部の動作波形図。
【図１３】図１２中の符号を説明するために示す主回路
結線図。
結線図。
【図１４】１アームの電流通流態様と発生損失との関係
を説明するための概念波形図。
を説明するための概念波形図。
【図１５】アーム素子の熱伝達回路モデルを示す等価回
路図。
路図。
【図１６】素子の発生損失と温度上昇の、周波数の違い
による差異を示す説明図。
による差異を示す説明図。
【図１７】従来装置の出力周波数に対する諸特性を図１
０と対応させて示す図。
０と対応させて示す図。
１ 制御装置 １０ ＣＰＵ部 ２０ コントローラ ３０ 電圧基準補正部 ３１ モード決定部 ３２ 関数発生部 ３３ ＰＷＭ制御回路 １００ インバータ主回路 １０１ 交流電動機 １０２ 速度検出器
Claims (7)
- 【請求項１】速度基準信号に対する速度帰還信号の偏差
をゼロにするための３相電圧基準信号を演算するコント
ローラと、３相電圧基準信号に基づきインバータをＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ制御回路とを備え、インバータの出力
により交流電動機を可変速制御する、交流電動機のＰＷ
Ｍ制御装置において、 低周波出力領域で、３相電圧基準信号のうち絶対値が最
大の相の極性と逆極性の共通の電圧基準補正信号を用い
て前記３相電圧基準信号をそれぞれ補正し新たな３相電
圧基準信号とする電圧基準補正手段を設けたことを特徴
とする交流電動機のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の制御装置において、前記
電圧基準補正手段は、低周波出力領域で、３相電圧基準
信号のうち絶対値が最大の相の極性と逆極性の共通の電
圧基準補正信号を前記３相電圧基準信号のそれぞれに加
えることによって新たな３相電圧基準信号とするもので
ある交流電動機のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の制御装置において、前記
電圧基準補正手段は、低周波出力領域で、３相電圧基準
信号のうち絶対値が最大の相についてはその電圧基準信
号の極性とは逆極性の電圧基準補正信号に置換し、他の
相についてはその相の電圧基準信号の極性とは逆極性の
電圧基準補正信号に、その相の電圧基準信号から絶対値
が最大の相の電圧基準信号を差し引いたものを加えるこ
とによって新たな３相電圧基準信号とするものである交
流電動機のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項４】請求項１ないし３のいずれかに記載の制御
装置において、前記電圧基準補正手段に、３相電圧基準
信号を入力し、ほぼ６０°毎に変化する絶対値が最大の
相とその極性を決定してモード信号を出力するモード決
定手段が付設されていることを特徴とする交流電動機の
ＰＷＭ制御装置。 - 【請求項５】請求項１ないし４のいずれかに記載の制御
装置において、前記電圧基準補正手段に、前記速度基準
信号を入力し低周波出力領域において所定の関数に従っ
た電圧基準補正信号を出力する関数発生手段が付設され
ていることを特徴とする交流電動機のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項６】請求項５に記載の制御装置において、関数
発生手段は、低周波出力領域においてほぼ一次関数の形
で変化する電圧基準補正信号を出力するものである交流
電動機のＰＷＭ制御装置。 - 【請求項７】請求項５に記載の制御装置において、関数
発生手段は、低周波出力領域において一定値を有する電
圧基準補正信号を出力するものである交流電動機のＰＷ
Ｍ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05030788A JP3133537B2 (ja) | 1993-02-19 | 1993-02-19 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05030788A JP3133537B2 (ja) | 1993-02-19 | 1993-02-19 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245577A true JPH06245577A (ja) | 1994-09-02 |
| JP3133537B2 JP3133537B2 (ja) | 2001-02-13 |
Family
ID=12313418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05030788A Expired - Fee Related JP3133537B2 (ja) | 1993-02-19 | 1993-02-19 | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3133537B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5731669A (en) * | 1995-09-14 | 1998-03-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Control apparatus for electric vehicle |
| JP2002345254A (ja) * | 2001-05-14 | 2002-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| US6642690B2 (en) * | 2001-05-10 | 2003-11-04 | Lg Industrial Systems Co., Ltd. | Method for measuring phase current for inverter control apparatus using single current sensor and apparatus therefor |
| WO2009090835A1 (ja) | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
-
1993
- 1993-02-19 JP JP05030788A patent/JP3133537B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5731669A (en) * | 1995-09-14 | 1998-03-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Control apparatus for electric vehicle |
| US6642690B2 (en) * | 2001-05-10 | 2003-11-04 | Lg Industrial Systems Co., Ltd. | Method for measuring phase current for inverter control apparatus using single current sensor and apparatus therefor |
| JP2002345254A (ja) * | 2001-05-14 | 2002-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の制御装置 |
| WO2009090835A1 (ja) | 2008-01-17 | 2009-07-23 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電動車両の制御装置およびそれを備えた電動車両、ならびに電動車両の制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| US9225280B2 (en) | 2008-01-17 | 2015-12-29 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device for electric-powered vehicle, and electric-powered vehicle with control device as well as control method for electric-powered vehicle, and computer-readable recording medium bearing program for causing computer to execute control method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3133537B2 (ja) | 2001-02-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| AU651034B2 (en) | Power converter for converting DC voltage into AC phase voltage having three levels of positive, zero and negative voltage | |
| US6534949B2 (en) | Motor drive converter and method with neutral point drift compensation | |
| US5610806A (en) | Pulse width modulation method for driving three phase power inverter/converter switches with balanced discontinuous phase commands | |
| JPH05227796A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| US6459601B1 (en) | Control circuit of power converter | |
| JPH06245577A (ja) | 交流電動機のｐｗｍ制御装置 | |
| JP2004222338A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4661197B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| JPH05308778A (ja) | 電気自動車駆動用インバータ | |
| JP3409039B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JPH07177753A (ja) | 電力変換装置の制御方法および装置 | |
| JP4725694B2 (ja) | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 | |
| JPH10164845A (ja) | Ｐｗｍ式順変換装置 | |
| JP4277360B2 (ja) | ３レベルインバータの制御装置 | |
| JP2003180079A (ja) | 中性点クランプ式電力変換装置 | |
| JPH05207753A (ja) | 中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JP2654118B2 (ja) | Ｐｗｍ制御方法 | |
| JP2874215B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御方法 | |
| JP3051844B2 (ja) | ３相電圧形インバータのためのｐｗｍ方法及び装置 | |
| JP4582933B2 (ja) | 多相中性点付きｐｗｍ変換装置の制御回路 | |
| JPH01298959A (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置 | |
| JP3207582B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法およびその制御装置 | |
| JP2004343863A (ja) | 二相交流システム | |
| JP2609229B2 (ja) | 循環電流形サイクロコンバータにおける制御装置 | |
| Kumar et al. | A multi-drive system based on a two-stage matrix converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |