JPH06253238A - 電圧安定化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 追従性が良く、損失の少ない電源を提供す
る。 【構成】 誤差検出回路６６は、フライバック・トラン
ス６０の高圧電圧出力の、目標値からの誤差を検出し、
駆動回路６８は、誤差検出回路６６の出力に応じて電圧
制御トランジスタ５８の出力電圧を制御する。これによ
り、出力端子６４の電圧は、負荷変動しても追従性良く
安定化される。電圧調整回路５６は、スイッチ５２のオ
ン／オフ期間制御により出力電圧を調整できる。検出回
路７０は電圧制御トランジスタ５８のコレクタ・エミッ
タ間電圧を検出し、デューティー制御回路７２は、回路
７０の出力に応じてスイッチ５２のオン／オフ期間を制
御する。これにより、電圧制御トランジスタ５８のコレ
クタ・エミッタ間電圧が一定値に制御され、熱損失が少
なくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電圧安定化回路に関
し、より具体的には、入力電圧及び出力電流の変動に対
して出力電圧を一定に保つ電圧安定化回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＴＶ受像機や映像モニタ装置などの、冷
陰極管（ＣＲＴ）式表示装置では、２５ＫＶ程度の高い
直流電圧を安定に発生する必要がある。その電源回路は
通常、商用交流電源を整流し、定電圧回路で安定化した
あと、フライバック・トランスにより２４Ｖ程度の低圧
から２５ＫＶ程度の所望の高圧までの種々の直流電圧を
生成する。

【０００３】映像モニタ装置では、表示しようとする映
像によって電源負荷が大きく変動する。近年、水平垂直
周波数の異なる映像ソースを表示できるように、ある幅
の水平周波数及び垂直周波数に追従できるマルチ・スキ
ャン（又はマルチ・シンク）方式のものが普及している
が、その追従性能の向上には、負荷変動に対し電源回路
が安定した高圧を供給できるか否かが、大きく影響す
る。

【０００４】従来の定電圧回路には、スイッチング方式
とドロッパー方式がある。スイッチング方式のチョッパ
ー回路を図２に、ドロッパー方式のシリーズ・レギュレ
ータ回路を図３に示す。

【０００５】図２を簡単に説明する。入力端子１０に
は、１００〜１３５Ｖ程度の直流電圧が入力する。入力
端子１０に入力する直流電圧はスイッチ１２によりオン
／オフされて、フライホイール・ダイオード１３及び平
滑化回路１４に印加される。平滑化回路１４は、スイッ
チ１２によるパルス電圧を平滑化する。平滑化回路１４
の直流出力はフライバック・トランス１６に印加され
る。フライバック・トランス１６は、所望の直流電圧、
例えば２５ＫＶ程度の高圧を出力端子１８に出力する。
出力端子１８の直流電圧は、例えば、ＣＲＴのアノード
に印加される。

【０００６】出力端子１８の高圧は、表示しようとする
映像に応じて水平周期及び垂直周期で大きく変動する。
所望値からの誤差量によりスイッチ１２のデューティー
を制御して、出力電圧を安定化する。即ち、フライバッ
ク・トランス１６の出力する高圧は、表示する映像ソー
スに応じてダイナミックに変動するが、誤差検出回路２
０は、フライバック・トランス１６の２次側の出力か
ら、所定値からの誤差を検出し、誤差量を示す誤差検出
信号をスイッチ制御回路２２に印加する。スイッチ制御
回路２２は、誤差検出回路２０からの検出誤差信号に従
い、スイッチ１２のオン及びオフを制御する。

【０００７】具体的には、スイッチ制御回路２２は、出
力端子１８の直流電圧が低下したときには、スイッチ１
２のオンの期間を長くし、逆のときには、スイッチ１２
のオン期間を短くする。これにより、フライバック・ト
ランス１６の出力電圧（出力端子１８の電圧）が低下し
たとき、その入力電圧（平滑化回路１４の出力電圧）は
上昇して、フライバック・トランス１６の出力電圧を上
げようとし、逆に、フライバック・トランス１６の出力
電圧（出力端子１８の電圧）が上昇したとき、その入力
電圧（平滑化回路１４の出力電圧）は下降して、フライ
バック・トランス１６の出力電圧を下げようとする。

【０００８】図３に示すシリーズ・レギュレータ回路を
説明する。入力端子３０には、図２の入力端子１０と同
様に、１００〜１３５Ｖ程度の直流電圧が入力する。入
力端子１０に入力する直流電圧は、電圧制御トランジス
タ３２のコレクタに印加され、そのエミッタは、フライ
バック・トランス３４に印加される。電圧制御トランジ
スタ３２のエミッタにはまた、脈動を緩和するためのコ
ンデンサが接続されている。フライバック・トランス３
４は、フライバック・トランス１６と同様に、所望の種
々の直流電圧を発生する。例えば、フライバック・トラ
ンス３４は、２５ＫＶ程度の高圧を出力端子３８に出力
する。出力端子３８の直流電圧は、例えば、ＣＲＴのア
ノードに印加される。

【０００９】誤差検出回路４０は、誤差検出回路２０と
同様に、フライバック・トランス３４の出力する高圧と
所望レベルとの誤差を検出し、誤差量を示す検出誤差信
号を駆動回路４２に出力する。駆動回路４２は、誤差検
出回路４０からの検出誤差信号に従い、その誤差が少な
くなる方向に電圧制御トランジスタ３２のベース電圧を
調節する。

【００１０】具体的に説明すると、出力端子３８の直流
電圧が低下したとき、駆動回路４２は、電圧制御トラン
ジスタ３２のベース電圧を上昇させて、そのエミッタ電
圧を上昇させる。これにより、フライバック・トランス
３４の入力電圧が上昇して、フライバック・トランス３
４から出力端子３８への出力電位が上昇する。逆に、出
力端子３８の直流電圧が上昇したときには、駆動回路４
２は電圧制御トランジスタ３２のベース電圧を低下させ
る。これにより、フライバック・トランス３４の入力電
圧が低下し、フライバック・トランス３４から出力端子
３８への出力電圧が低下する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】図２に示すチョッパ方
式は、損失は少なく、この点で、マルチスキャン・モニ
タに適しているが、チョッパー出力電圧の平滑化に時間
を要し、追従性が悪くなるという欠点がある。追従性が
悪いと、高圧変動に伴い、インターレース・ビデオ表示
で上部及び下部にぶれが生じたり、全白表示で上部で内
側への曲りが顕著になり、画像が明らかに歪むという弊
害がある。

【００１２】他方、図３に示すシリーズ・レギュレータ
方式は、良好な追従性を得られるものの、電圧制御トラ
ンジスタ３２の部分で大きな損失を生じるという欠点が
ある。この損失は主に熱となる。この損失が、電源電圧
を広い範囲で発生させなければならないマルチスキャン
・モニタへの適用を困難にしている。

【００１３】本発明は、このような課題を解決し、低損
失で追従性の良い電圧安定化回路を提示することを目的
とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明では、スイッチ手
段を具備するチョッパー方式の第１の電圧調整手段の後
に、出力電流を制御自在な電圧制御手段を具備し、当該
第１の電圧調整手段の出力を入力とするシリーズ・レギ
ュレータ方式の第２の電圧調整手段を接続する。そし
て、当該第２の電圧調整手段の出力の目標値からの誤差
に従い当該電圧制御手段を帰還制御するに第１の帰還制
御手段と、当該電圧制御手段の電位差に従い、当該電位
差を所定値に維持すべく当該スイッチ手段のオン／オフ
を制御する第２の帰還制御手段を設ける。

【００１５】

【作用】上記第２の電圧調整手段及び第１の帰還制御手
段により、負荷変動に対して追従性良く、出力電圧を安
定化できる。上記第１の電圧調整手段及び第２の帰還制
御手段により、第２の電圧調整手段の電圧制御手段での
電圧降下が一定になるように制御するので、熱損失を大
幅に低減できる。

【００１６】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例を説
明する。

【００１７】図１は、映像モニタに適用した本発明の一
実施例の概略構成ブロック図を示す。本実施例では、２
種類の電圧調整回路を２段構成とし、後段を追従性の良
いドロッパー方式、前段を損失の少ないスイッチング方
式とする。そして、後段の電圧調整回路での損失が少な
くなるように、前段の電圧調節回路の出力電圧を調節す
る。

【００１８】先ず、本実施例の構成を説明する。図１に
おいて、５０は商用交流電源、例えばＡＣ１００Ｖから
直流電圧を生成する直流電源であり、例えば１３５Ｖ程
度の直流電圧を出力する。直流電源５０の出力電圧は、
スイッチ５２を介してＬＣ平滑化回路５４に入力する。
スイッチ５２及び平滑化回路５４が、チョッパ方式の電
圧調整回路５６を構成する。

【００１９】電圧調整回路５６の出力電圧、即ち平滑化
回路５４の出力電圧は電圧制御トランジスタ５８のコレ
クタに印加され、そのエミッタは、フライバック・トラ
ンス６０の入力に接続し、コンデンサ６２を介してアー
スに接続する。フライバック・トランス６０の２次側の
高圧出力は出力端子６４からＣＲＴのアノードに印加さ
れる。

【００２０】６６は、誤差検出回路２０，４０と同様
に、フライバック・トランス６０の出力電圧レベルと所
望レベルとの誤差を検出し、その誤差量を示す検出誤差
信号を出力する誤差検出回路、６８は、誤差検出回路６
６からの検出誤差信号に従い電圧制御トランジスタ５８
を駆動する駆動回路である。電圧制御トランジスタ５８
を帰還制御する誤差検出回路６６及び駆動回路６８の機
能及び構成は、図３の誤差検出回路４０及び駆動回路４
２と全く同じである。

【００２１】７０は電圧制御トランジスタ５８のコレク
タ・エミッタ間電圧を検出する検出回路、７２は、当該
検出回路７０の検出結果に従い、電圧制御トランジスタ
５８のコレクタ・エミッタ間電圧が一定値になるよう
に、電圧調整回路５６のスイッチ５２のデューティー、
即ちオン期間（又はオフ期間）を制御するデューティー
制御回路である。

【００２２】本実施例の動作を説明する。直流電源５０
は、商用交流電源から１３５Ｖ程度の直流電圧を生成す
る。直流電源５０の出力電圧は、電圧調整回路５６のス
イッチ５２に印加される。スイッチ５２のオン／オフ期
間は、初期的には、電圧調整回路５６の出力電圧が所定
値になるように設定されており、デューティー制御回路
７２は、そのようにスイッチ５２を制御する。スイッチ
５２によりパルス化された直流電圧は平滑化回路５４に
より平滑化され、電圧制御トランジスタ５８のコレクタ
５８に印加される。

【００２３】電圧制御トランジスタ５８、コンデンサ６
２、誤差検出回路６６及び駆動回路６８は、図３に示す
従来例と同様のシリーズ・レギュレータ方式の定電圧回
路になっており、フライバック・トランス６０の高圧出
力（出力端子６４の電圧）の変動に対して、これが一定
になるように電圧制御トランジスタ５８のエミッタ電圧
を制御する。

【００２４】即ち、負荷変動により出力端子６４の出力
電圧（フライバック・トランス６４の高圧出力）が低下
すると、フライバック・トランス６０の入力電圧を上げ
て、出力端子６４の出力電圧（フライバック・トランス
６４の高圧出力）を上昇させ、逆に、出力端子６４の出
力電圧が上昇すると、フライバック・トランス６０の入
力電圧を低下させて、出力端子６４の出力電圧を低下さ
せる。

【００２５】負荷変動により電圧制御トランジスタ７０
のコレクタ・エミッタ間電圧が変化し、コレクタ電圧が
エミッタ電圧より規定値以上に大きくなると、それが熱
損失になる。本実施例では、この熱損失の発生を以下の
ようにして防いでいる。

【００２６】検出回路７０は、電圧制御トランジスタ７
０のコレクタ・エミッタ間電圧を検出し、その検出値を
デューティー制御回路７２に印加する。デューティー制
御回路７２は検出回路７０からの検出値に応じて、電圧
制御トランジスタ７０のコレクタ・エミッタ間電圧が大
きくなったら、スイッチ５２のオン期間を短くし、電圧
制御トランジスタ７０のコレクタ・エミッタ間電圧が小
さくなったら、スイッチ５２のオン期間を長くする。

【００２７】これにより、例えば、電圧制御トランジス
タ５８のコレクタに対してそのエミッタ電位が相対的に
低下すると、電圧調整回路５６は、出力電圧を低くして
電圧制御トランジスタ５８のコレクタ電位を低下させ、
もって、電圧制御トランジスタ７０のコレクタ・エミッ
タ間電圧があまり大きくならないようにする。電圧制御
トランジスタ５８のコレクタに対してそのエミッタ電位
が相対的に上昇した場合には、電圧調整回路５６は、出
力電圧を高くして電圧制御トランジスタ５８のコレクタ
電位を上昇させ、もって、電圧制御トランジスタ７０の
コレクタ・エミッタ間電圧を一定に保とうとする。

【００２８】図４は、図１に示す実施例を具体化した回
路図を示す。１００は、商用交流電源などからパルス電
圧を発生するスイッチング電源であり、その出力はトラ
ンス１０２の一次側に接続する。トランス１０２の２次
側の一端は整流ダイオード１０４のアノードに接続し、
他端はアースに接続する。ダイオード１０４のカソード
は、コンデンサ１０６を介してアースに接続し、チョッ
パ用のＰチャネル電界効果トランジスタ１０８のソース
に接続する。ダイオード１０４のカソードはまた、直流
１３５Ｖ供給用の接続端子１１０に接続する。

【００２９】電界効果トランジスタ１０８のドレイン
は、ダイオード１１２のカソードとインダクタンス１１
４に接続する。ダイオード１１２のアノードはアースに
接続する。インダクタンス１１４の他端はコンデンサ１
１６を介してアースに接続し、ｎｐｎ電圧制御トランジ
スタ１１８のコレクタ及び発光ダイオード１２０のアノ
ードに接続する。発光ダイオード１２０のカソードと電
圧制御トランジスタ１１８のエミッタの間に、１０ＫΩ
程度の抵抗１２２が接続する。電圧制御トランジスタ１
１８のエミッタはまた、フライバック・トランス１２４
の一次側に接続し、コンデンサ１２６を介してアースに
接続する。

【００３０】フライバック・トランス１２４は２次側か
ら出力端子１２８に約２７．５ＫＶの高圧を出力する。
フライバック・トランス１２４はまた、出力端子１２８
の電圧を分圧した電圧Ｓ１を出力し、この電圧Ｓ１は、
直列接続の抵抗１３０，１３２を介してアースに接続す
る。

【００３１】抵抗１３０と抵抗１３２の接続点は、抵抗
１３４を介してオペアンプ１３６の反転入力に接続す
る。オペアンプ１３６の非反転入力には、＋１２Ｖをポ
テンショメータ１３８で分圧した電圧が印加される。ポ
テンショメータ１３８による分圧電圧が、電圧制御トラ
ンジスタ１１８により安定化したい出力端子１２８の直
流電圧値を決定する。オペアンプ１３６の非反転入力と
出力との間に、抵抗１４０及びコンデンサ１４２の並列
回路を接続してある。これにより、オペアンプ１３６は
反転増幅及び積分回路として機能する。

【００３２】オペアンプ１３６の出力は、抵抗１４４を
介してオペアンプ１４６の反転入力に接続する。オペア
ンプ１４６の非反転入力には、＋１２Ｖを抵抗１４８，
１５０で分圧した電圧が印加される。オペアンプ１４６
の反転入力と出力との間には抵抗１５２が接続され、オ
ペアンプ１４６の出力は抵抗１５４を介してｎｐｎトラ
ンジスタ１５６のベースに接続する。

【００３３】トランジスタ１５６のエミッタは定電圧ダ
イオード１５８のカソードに接続すると共に、抵抗１６
０を介して＋１２Ｖに接続する。当該定電圧ダイオード
１５８のアノードはアースに接続する。接続端子１１０
とトランジスタ１５６のコレクタとの間に、抵抗１６２
及び同１６４からなる直列回路が接続し、抵抗１６２と
抵抗１６４の接続点が電圧制御トランジスタ１１８のベ
ースに接続する。

【００３４】フォトトランジスタ１６６は発光ダイオー
ド１２０と光学的に結合しており、そのコレクタは１２
Ｖに、エミッタは抵抗１６８を介してアースに接続す
る。フォトトランジスタ１６６のエミッタはまた、抵抗
１７０を介してオペアンプ１７２の反転入力に接続す
る。

【００３５】オペアンプ１７２の非反転入力には、＋１
２Ｖをポテンショメータ１７４で分圧した電圧が印加さ
れる。ポテンショメータ１７４による分圧電圧が、オペ
アンプ１７２による反転増幅のバイアスを決定する。オ
ペアンプ１７２の非反転入力と出力との間に、抵抗１７
６及びコンデンサ１７８の並列回路を接続してある。こ
れにより、オペアンプ１７２は反転増幅及び積分回路と
して機能する。

【００３６】オペアンプ１７２の出力は抵抗１８０，１
８１を介して比較回路１８２の一方の入力に印加され
る。比較回路１８２の他方の入力には所定周期で鋸波を
発生する鋸波発生回路１８４の出力が接続する。比較回
路１８２は２つの入力の比較結果を示す２値レベルの信
号を出力する。

【００３７】比較回路１８２の出力は抵抗１８６を介し
てｎｐｎトランジスタ１８８のベースに接続する。トラ
ンジスタ１８８のエミッタはアースに接続し、コレクタ
は抵抗１９０を介して電界効果トランジスタ１０８のゲ
ートに接続する。電界効果トランジスタ１０８のゲート
とソースの間に、抵抗１９２を接続してある。

【００３８】電界効果トランジスタ１０８は図１のスイ
ッチ５２に相当し、電圧制御トランジスタ１１８は図１
の電圧制御トランジスタ５８に相当する。

【００３９】図５及び図６を参照して、図４の動作を説
明する。図５は、電圧制御トランジスタ１１８の制御ル
ープを説明する図４の各点Ｓ１〜Ｓ４の波形図であり、
図６は、電界効果トランジスタ１０８の制御ループを説
明する図４のＳ５〜Ｓ１０及び抵抗１２２の波形図を示
す。

【００４０】スイッチング電源１００は、商用交流電源
などからパルス電圧を発生し、その出力はトランス１０
２により変圧された後、ダイオード１０４及びコンデン
サ１０６により整流及び平滑化され、ほぼ１３５Ｖの直
流電圧となる。

【００４１】この１３５Ｖの直流電圧はスイッチ５２に
相当する電界効果トランジスタ１０８によりオン／オフ
され、インダクタンス１１４及びコンデンサ１１６によ
り平滑化された後、電圧制御トランジスタ１１８のコレ
クタに印加される。電圧制御トランジスタ１１８は、ト
ランジスタ１５６のコレクタ電圧により制御されてお
り、電圧制御トランジスタ１１８のエミッタ電圧は、コ
ンデンサ１２６によりリップル等の脈動成分を除去され
て、フライバック・トランス１２４の一次側に印加され
る。

【００４２】フライバック・トランス１２４は、２次側
から出力端子１２８に２７．５ＫＶ程度の高圧を出力す
る。フライバック・トランス１１８の２次側電圧が、直
列接続の抵抗１３０，１３２にも印加される。従って、
抵抗１３０，１３２の接続点の電圧は、出力端子１２８
の高圧の変動を反映したものとなる。

【００４３】フライバック・トランス１２４と抵抗１３
０との接続点Ｓ１の電圧波形を図５（１）に示す。ここ
では、１Ｖ（１垂直同期期間）の上半分程度が重負荷
（ほぼ白）になっている映像を考えている。図７は、１
Ｈ（１水平同期期間）の拡大図を示す。図７で、最大レ
ベル及び最小レベルは表示する映像によって変わる。重
負荷により、フライバック・トランス１２４の２次出力
電圧が低下している。

【００４４】図５（１）に示す電圧が抵抗１３０，１３
２により分圧され、オペアンプ１３６により積分及び反
転増幅される。オペアンプ１３６の出力Ｓ２の波形を図
５（２）に示す。Ｓ２では、重負荷の部分でレベルが高
くなる。ポテンショメータ１３８がオペアンプ１３６の
出力Ｓ２のバイアスを決定する。ポテンショメータ１３
８はまた、安定化したい出力端子１２８の電圧値も規定
する。

【００４５】オペアンプ１３６の出力Ｓ２はオペアンプ
１４６により反転増幅される。オペアンプ１４６の出力
電圧が抵抗１５４を介してトランジスタ１５６のベース
に印加され、当該トランジスタ１５６のエミッタには定
電圧ダイオード１５８が接続されているので、オペアン
プ１３６の出力電圧Ｓ２の上昇は、トランジスタ１５６
のベース電圧を低下させ、これにより、図５（３）に示
すように、電圧制御トランジスタ１６２のベースＳ３の
電位が上昇する。

【００４６】この結果、電圧制御トランジスタ１６２の
ベース電圧が上昇し、エミッタ電圧が上昇し、フライバ
ック・トランス１２４の入力電圧が上昇して、フライバ
ック・トランス１２４の２次出力電圧が上昇する。電圧
制御トランジスタ１６２のエミッタ電位を図５（４）に
示す。

【００４７】このようにして、電圧制御トランジスタ１
１８の出力電圧（エミッタ電圧）は、オペアンプ１３
６，１４６及びトランジスタ１５６により帰還制御さ
れ、フライバック・トランス１２４の２次出力電圧が安
定化される。

【００４８】この安定化動作の際に、電圧制御トランジ
スタ１１８のコレクタ・エミッタ間電位は、ベースの電
圧Ｓ３の変動に応じて変動する。電圧制御トランジスタ
１１８のコレクタ・エミッタ間電位が一定以上に大きく
なると、それに応じた熱損失が発生する。本実施例で
は、電圧制御トランジスタ１１８のコレクタ・エミッタ
間電位の拡大を、以下のようにして抑制している。

【００４９】即ち、電圧制御トランジスタ１１８のコレ
クタ・エミッタ間に接続した発光ダイオード１２０及び
抵抗１２２により、発光ダイオード１２０には、電圧制
御トランジスタ１１８のコレクタ・エミッタ間電圧に相
当する電流が流れ、発光する。発光ダイオード１２０の
出力する光はフォトトランジスタ１６６に入力し、電流
に変換されて抵抗１６８に流入する。従って、抵抗１６
８の電圧降下は、電圧制御トランジスタ１１８のコレク
タ・エミッタ間電圧に比例する。

【００５０】フォトトランジスタ１６６のエミッタと抵
抗１６８との接続点Ｓ５の電圧波形を図６（１）に示
す。図５（３）に示す電圧制御トランジスタ１１８のベ
ースＳ３の電圧波形と比較すると分かるように、Ｓ５の
電圧は、電圧制御トランジスタ１１８のベース電位の上
昇により低下する。逆に、電圧制御トランジスタ１１８
のベース電位が低下すれば、Ｓ５の電圧は上昇する。

【００５１】オペアンプ１７２は、Ｓ５の電圧は反転増
幅する。ポテンショメータ１７４はオペアンプ１７２の
出力のバイアスを決定しており、適当な帰還量になるよ
うに予め調節される。オペアンプ１７２の出力は比較回
路１８２の＋入力に印加され、比較回路１８２の−入力
には、鋸波発生回路１８４の出力が印加される。比較回
路１８２の＋入力の電圧波形を図６（２）に、比較回路
１８２の−入力、即ち、鋸波発生回路１８４の出力電圧
波形を図６（３）に示す。鋸波発生回路１８４が発生す
る鋸波の周期及び高さは、周辺回路の諸定数を勘案して
適当に決定される。

【００５２】比較回路１８２は、オペアンプ１７２の出
力電圧が鋸波発生回路１８４の出力電圧より高いとき、
トランジスタ１８８を導通（オン）状態にし、逆に、オ
ペアンプ１７２の出力電圧が鋸波発生回路１８４の出力
電圧より低いときには、トランジスタ１８８を非導通
（オフ）状態にする。トランジスタ１８８のオン／オフ
に応じて、抵抗１９０と抵抗１９２の接続点Ｓ８、即ち
電界効果トランジスタ１０８のゲートの電位は、図６
（４）に示すように変化する。

【００５３】抵抗１９０，１９２の抵抗値は、図６
（４）に示す波形の高いレベルでは電界効果トランジス
タ１０８をオフにし、低いレベルでは電界効果トランジ
スタ１０８をオンにするような値に設定されている。

【００５４】このようなゲート電位Ｓ８の変化により、
電界効果トランジスタ１０８はオン／オフされ、即ち、
デューティー制御され、その出力電圧Ｓ９は図６（５）
に示すように短冊状になる。電圧Ｓ９がインダクタンス
１１４及びコンデンサ１１６により平滑化されて、電圧
制御トランジスタ１１８のコレクタに印加される。平滑
化された電圧Ｓ１０を図６（６）に示す。電圧制御トラ
ンジスタ１１８に流入する電流の影響で波形が歪んでい
るが、電圧制御トランジスタ１１８のベース電位Ｓ３の
上昇に応じて、電圧制御トランジスタ１１８のコレクタ
電位が上昇していることが分かる。

【００５５】抵抗１２２の電圧降下を図６（７）に示
す。図６（７）から分かるように、電圧制御トランジス
タ１１８のコレクタ・エミッタ間電圧がほぼ一定に保た
れている。過渡的な負荷変動には追従できないことはい
うまでもない。電圧制御トランジスタ１１８のコレクタ
・エミッタ間の望みの電圧を、ポテンショメータ１７４
で設定する。

【００５６】図４において、電界効果トランジスタ１０
８の箇所に別のタイプのスイッチ手段、例えばｐｎｐト
ランジスタを使用できることはいうまでもない。

【００５７】ＣＲＴ映像表示装置の電源への実施例を説
明したが、本発明が、変動の大きな負荷に直流電圧を供
給する回路一般に適用できることはいうまでもない。

【００５８】本実施例では、電圧制御トランジスタ５
８，２１８での熱損失を少なくできるので、より大きな
負荷変動に追従でき、また、耐熱性の低いトランジスタ
を利用できるようになるという利点がある。

【００５９】

【発明の効果】以上の説明から容易に理解できるよう
に、本発明によれば、低損失で追従性の良い電圧安定化
回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例の概略構成ブロック図であ
る。

【図２】 スイッチング方式の従来例の概略構成ブロッ
ク図である。

【図３】 ドロッパー方式の従来例の概略構成ブロック
図である。

【図４】 本実施例の回路例である。

【図５】 図４のＳ１〜Ｓ４の電圧波形図である。

【図６】 図４のＳ５〜Ｓ１０及び抵抗１２２の電圧波
形図である。

【図７】 図５（１）の１Ｈ期間の拡大図である。

【符号の説明】

１０：入力端子 １２：スイッチ １３：フライホイー
ル・ダイオード １４：平滑化回路 １６：フライバッ
ク・トランス １８：出力端子 ２０：誤差検出回路
２２：スイッチ制御回路 ３０：入力端子 ３２：電圧
制御トランジスタ ３４：フライバック・トランス ３８：出力端子 ４
０：誤差検出回路 ４２：駆動回路 ５０：直流電源
５２：スイッチ ５４：ＬＣ平滑化回路 ５６：電圧調
整回路 ５８：電圧制御トランジスタ ６０：フライバ
ック・トランス ６２：コンデンサ ６４：出力端子 ６６：誤差検出回
路 ６８：駆動回路 ７０：検出回路 ７２：デューテ
ィー制御回路 １００：スイッチング電源 １０２：ト
ランス １０４：整流ダイオード １０６：コンデンサ
１０８：Ｐチャネル電界効果トランジスタ １１０：
接続端子 １１２：ダイオード １１４：インダクタン
ス １１６：コンデンサ １１８：ｎｐｎ電圧制御トラ
ンジスタ １２０：発光ダイオード １２２：抵抗 １２４：フラ
イバック・トランス １２６：コンデンサ １２８：出
力端子 １３０，１３２：抵抗 １３４：抵抗 １３６：オペアンプ １３８：ポテンショメータ １４
０：抵抗 １４２：コンデンサ １４４：抵抗 １４
６：オペアンプ １４８，１５０：抵抗 １５２：抵抗
１５４：抵抗 １５６：トランジスタ １５８：定電
圧ダイオード １６０：抵抗 １６２，１６４：抵抗
１６６：フォトトランジスタ １６８：抵抗 １７０：抵抗 １７２：オペアンプ １７４：ポテンシ
ョメータ １７６：抵抗 １７８：コンデンサ １８
０，１８１：抵抗 １８２：比較回路 １８４：鋸波発
生回路 １８６：抵抗 １８８：ｎｐｎトランジスタ
１９０，１９２：抵抗

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチ手段を具備するスイッチング方
   式の第１の電圧調整手段と、 出力電圧を制御自在な電圧制御手段を具備し、当該第１
   の電圧調整手段の出力を入力とするドロッパー方式の第
   ２の電圧調整手段と、 当該第２の電圧調整手段の出力の目標値からの誤差に従
   い当該電圧制御手段を帰還制御する第１の帰還制御手段
   と、 当該電圧制御手段の電位差に従い、当該電位差を所定値
   に維持すべく当該スイッチ手段のオン／オフを制御する
   第２の帰還制御手段とからなることを特徴とする電圧安
   定化回路。
2. 【請求項２】 上記第１の帰還制御手段が光結合手段を
   具備する請求項１に記載の電圧安定化回路。
3. 【請求項３】 入力電圧を導通制御するスイッチ手段、
   及び当該スイッチ手段の出力電圧を平滑化する平滑化手
   段を具備する第１の電圧調整手段と、 当該第１の電圧調整手段の出力を連続的に導通制御する
   導通制御手段と、安定化対象電圧の目標電圧からの誤差
   に従い当該導通制御手段を制御する制御手段とを具備す
   る第２の電圧調整手段と、 当該導通制御手段における電位差を検出する検出手段
   と、 当該検出手段の検出結果に従い当該第１の電圧調整手段
   の当該スイッチ手段のオン／オフ期間を制御する制御手
   段とからなることを特徴とする電圧安定化回路。
4. 【請求項４】 上記検出手段が、当該導通制御手段にお
   ける電位差に応じた光信号を発生する発光手段を具備
   し、当該制御手段が、当該発光手段の発生光を受光する
   受光手段を具備する請求項２に記載の電圧安定化回路。
5. 【請求項５】 上記制御手段が、上記検出手段の検出結
   果に従い上記スイッチ手段のオン／オフ期間を制御する
   請求項３又は４に記載の電圧安定化回路。