JPH06253537A

JPH06253537A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH06253537A
Application number: JP3569393A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Sakamoto; 和彦坂本; Jun Takahashi; 順高橋; Takuya Domoto; 拓也堂本
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1993-02-24
Filing date: 1993-02-24
Publication date: 1994-09-09
Anticipated expiration: 2016-09-04
Also published as: JP3205631B2

Abstract

(57)【要約】【目的】２つのスイッチング素子の直列接続体２組
（２０ａ，２０ｂ；２０ｃ，２０ｄ）とこれら各素子に
逆並列接続されたダイオード３ａ〜３ｄとでなるインバ
ータ４に、中性点をもつ直流電源１から電源供給されて
得られた交流電圧を変圧器７に送り、その出力を整流し
て負荷１７に与えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ノ
イズ発生の低減化と高効率化を図る。【構成】上記スイッチング素子のそれぞれに並列接続
されたキャパシタンス２２ａ〜２２ｄと、上記２組の直
列接続体の各スイッチング素子の接続点と上記直流電源
の中性点との間の少なくとも一方に接続されたインダク
タンス２３ａ，２３ｂと、上記スイッチング素子のオ
ン，オフ位相を制御する位相制御回路１９と、上記スイ
ッチング素子のうち先にオンするものの動作開始第１回
目のオン時間を定常時の１／２にするマスク回路２４と
を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源からインバー
タを介して交流電圧を変圧器に送り、その出力を整流し
て直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータに係
り、特に、上記インバータの各スイッチング素子にかか
る電圧の変化率を小さくして低ノイズ化を図ると共に、
上記スイッチング素子での損失を低減して高効率化を図
ったソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、コンバータの一部に共振素子を挿
入して電圧波形あるいは電流波形を正弦波状にし、スイ
ッチング時のスイッチング素子の負担を軽減するコンバ
ータの開発が進んでいる。このような共振型コンバータ
の出力電圧を制御する方法に位相差制御方式があるが、
従来のこの種の制御方式を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ
として、特開昭６３−１９０５５６号公報に記載された
ものがある。

【０００３】このＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す
ように、直流電源１と、この直流電源１の正極＋に接続
された第１のスイッチング素子２ａ及び負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子２ｂからなる第１の直列接
続体を有すると共に上記正極＋に接続された第３のスイ
ッチング素子２ｃ及び負極−に接続された第４のスイッ
チング素子２ｄからなり上記第１の直列接続体に並列接
続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４の
スイッチング素子２ａ〜２ｄにそれぞれ逆並列接続され
た第１〜第４のダイオード３ａ〜３ｄを有し上記直流電
源１からの直流を交流に変換するインバータ４と、この
インバータ４の出力側にて直列接続されたインダクタン
ス５及びキャパシタンス６と、このインダクタンス５及
びキャパシタンス６に直列接続され出力と絶縁する変圧
器７と、この変圧器７の出力を直流に変換する整流器８
と、この整流器８の出力側に接続された負荷９と、この
負荷９に印加する電圧及び負荷９に流す電流の設定信号
に応じて上記第１〜第４のスイッチング素子２ａ〜２ｄ
のオン，オフのタイミングを制御する手段（図示省略）
とを有してなっていた。

【０００４】なお、図９において、上記第１〜第４のス
イッチング素子２ａ〜２ｄとダイオード３ａ〜３ｄと
で、それぞれ第１のアーム１０ａと、第２のアーム１０
ｂと、第３のアーム１０ｃと、第４のアーム１０ｄとが
構成されている。また、上記整流器８は、４つのダイオ
ード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで入力電圧を全波
整流するようになっている。更に、１２は、上記整流器
８の出力電圧を負荷９に印加するための高電圧ケーブル
の静電容量を示しており、整流器８からの出力電圧を平
滑化するキャパシタンスとして機能する。

【０００５】次に、上記のように構成された従来のＤＣ
−ＤＣコンバータの動作について、図１０を参照して簡
単に説明する。図１０において、（ａ），（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は、それぞれ図９に示すインバータ４の
第１のスイッチング素子２ａ，第４のスイッチング素子
２ｄ，第２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチン
グ素子２ｃのオン、オフの期間を示している。そして、
この図１０から明らかなように、第１のスイッチング素
子２ａと第４のスイッチング素子２ｄとは位相差αだけ
ずれてオンし、また、第２のスイッチング素子２ｂと第
３のスイッチング素子２ｃも位相差αだけずれてオンす
るようになっている。更に、第１のスイッチング素子２
ａと第２のスイッチング素子２ｂ、及び第３のスイッチ
ング素子２ｃと第４のスイッチング素子２ｄは、それぞ
れ１８０゜の位相差で交互にオンする。

【０００６】以上の動作では、（ａ）及び（ｂ）に示す
第１のスイッチング素子２ａ及び第４のスイッチング素
子２ｄが同時にオンしている期間（Ｔb3〜Ｔb4）、並び
に（ｃ）及び（ｄ）に示す第２のスイッチング素子２ｂ
及び第３のスイッチング素子２ｃが同時にオンしている
期間（Ｔb6〜Ｔb7）だけ図９に示す直流電源１から電力
が供給されるので、インバータ４の出力電力波形Ｖt は
図１０（ｊ）に示すように、上記の期間だけ電圧を正負
の波高値とする方形波となる。

【０００７】したがって、第１のスイッチング素子２ａ
と第４のスイッチング素子２ｄとの位相差αあるいは第
２のスイッチング素子２ｂと第３のスイッチング素子２
ｃとの位相差αを変化させると、それぞれのスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄが同時にオンする期間を変化させるこ
とができ、図９に示す負荷９に供給する電力を制御する
ことができる。この場合の該当するスイッチング素子間
の位相差αと、出力電圧Ｖt との関係を示すと図１１の
ようになる。この図１１は、横軸を位相差αとし、縦軸
を負荷９への出力電圧Ｖt として、この位相差αと出力
電圧Ｖt との関係を上記負荷９の抵抗値Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3
（Ｒ1 ＞Ｒ2 ＞Ｒ3）をパラメータとして所定のカーブ
で表わしたグラフである。

【０００８】ここで、上記構成及び動作において、ター
ンオンが遅れない第１のスイッチング素子２ａとこれに
逆並列接続された第１のダイオード３ａとからなる第１
のアーム１０ａ、及び第２のスイッチング素子２ｂとこ
れに逆並列接続された第２のダイオード３ｂとからなる
第２のアーム１０ｂの動作を検討する。

【０００９】図１０（ｅ）に示すように、第１のアーム
１０ａに流れる電流Ｉ1 は、第１のスイッチング素子２
ａへのオン信号が入力される時点Ｔb1では負である。し
たがって、この時には、上記第１のスイッチング素子２
ａに印加する電圧は、第１のダイオード３ａのオン電圧
だけであり、ほぼ零である。そして、電流が負から正に
変化して第１のスイッチング素子２ａに電流が流れ始め
る時のそのスイッチング素子２ａの損失は、その時の電
圧と電流の積となるので零である。しかし、上記第１の
スイッチング素子２ａがターンオフする時点Ｔb4では、
上記第１のアーム１０ａに流れる電流Ｉ1 は、図１０
（ｅ）に示すように正である。

【００１０】上記第１のスイッチング素子２ａがターン
オフを開始して電流が零になるまでの動作を図１２に示
すが、この図に示すように電流が零になる前にそのスイ
ッチング素子２ａの電圧が増加し始めるので、この電流
と電圧とによって第１のスイッチング素子２ａは、斜線
を付して示す領域分の損失を生じることとなる。このよ
うな動作は、第２のアーム１０ｂについても同様であ
る。

【００１１】上記のような損失を低減するためには、例
えば図１３（ａ）に示すようにキャパシタンス１４と抵
抗１５を直列接続した構成や、同図（ｂ）に示すように
キャパシタンス１４、抵抗１５及びダイオード１６を組
み合わせた構成の、スナバ回路と呼ばれる回路を、トラ
ンジスタなどのスイッチング素子１３に対して並列接続
して用いていた。

【００１２】このようなスナバ回路を、上記第１及び第
２のスイッチング素子２ａ，２ｂに並列に設けると、各
スイッチング素子２ａ，２ｂがターンオフするときの電
圧の立ち上がりが抑制されて、ターンオフ時のスイッチ
ング損失が低減できるものであった。

【００１３】しかし、上記のようなスナバ回路では、図
１３に示すスイッチング素子１３がオフしているとき
に、キャパシタンス１４に蓄積された電荷は、上記スイ
ッチング素子１３がターンオンすると、そのスイッチン
グ素子１３と抵抗１５を介して放電されるので、抵抗１
５によって損失が生じる。そして、この抵抗１５はこの
時の電流の最大値を制御するものなので、上記抵抗１５
がないと過大な電流が流れ、スイッチング素子１３を破
壊することとなる。

【００１４】上記抵抗１５による損失は、スイッチング
素子１３がターンオンとターンオフとを繰り返す毎に生
じるので、図９に示すインバータ４においては、各スイ
ッチング素子２ａ，２ｂの損失がそのインバータ４の動
作周波数に比例して増加する。特に、このようなＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、装置の小型軽量化のために
動作周波数を高くすることが一般的であり、スイッチン
グ損失が非常に大きくなるものであった。

【００１５】次に、図９及び図１０に示す構成及び動作
において、ターンオンが遅れる第３のスイッチング素子
２ｃとこれに逆並列接続された第３のダイオード３ｃと
からなる第３のアーム１０ｃ、及び第４のスイッチング
素子２ｄとこれに逆並列接続された第４のダイオード３
ｄとからなる第４のアーム１０ｄの動作を検討する。図
１０に示す例では、同図（ｂ）に示す第４のスイッチン
グ素子２ｄのオン信号が出力されている期間Ｔb3〜Ｔb6
内の時点Ｔb5に第４のアーム１０ｄの電流Ｉ4 は零とな
り（図１０（ｆ）参照）、その時点Ｔb5以後は負の電流
が流れる。すなわち、第４のアーム１０ｄにおいて逆並
列接続された第４のダイオード３ｄに電流が流れる。そ
の後、時点Ｔb6において、図１０（ｂ）に示すように第
４のスイッチング素子２ｄへのオン信号がなくなり、同
図（ｄ）に示すように第３のスイッチング素子２ｃがタ
ーンオンを開始する。これにより、それまで上記第４の
ダイオード３ｄを流れていた電流は、第３のスイッチン
グ素子２ｃに転流し、第４のダイオード３ｄは逆バイア
スされてターンオフする。

【００１６】しかし、このとき上記第４のダイオード３
ｄは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ接
合の接合容量を充電するまでダイオード３ｄにリカバリ
電流と呼ばれる電流が流れる。したがって、このリカバ
リ電流が流れている間は、図９に示す第３のアーム１０
ｃと第４のアーム１０ｄとは短絡されている状態と等し
く、過大な電流が流れてスイッチング損失が増大するば
かりでなく、第３及び第４のスイッチング素子２ｃ，２
ｄを破壊することもあった。このような動作は、第３の
スイッチング素子２ｃがターンオフするときにも同様と
なる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける位相差制御においては、
図９に示すインバータ４の第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂの動作と、第３及び第４のアーム１０ｃ，１
０ｄの動作とは異なっており、第１及び第２のアーム１
０ａ，１０ｂではスナバ回路（図１３参照）によるスイ
ッチング損失が増大したり、第３及び第４のアーム１０
ｃ，１０ｄでは各スイッチング素子２ｃ，２ｄに逆並列
接続されたダイオード３ｃ，３ｄのリカバリ電流による
アーム短絡によって上記各スイッチング素子２ｃ，２ｄ
が破壊されるという問題があった。

【００１８】その他にも、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄにかかる電圧が大きく、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄに流れる電流の時間変化率が大きいことから、発生す
る電磁波障害ノイズが大きくなり、制御系に悪影響を及
ぼすことがあった。特に、このようなＤＣ−ＤＣコンバ
ータをＸ線装置としてのＸ線ＣＴ装置（Ｘ線コンピュー
タ断層装置）などの電源装置に用いた場合、数百ボル
ト、数百アンペアをスイッチングするようなインバータ
４のすぐ近くで診断画像を構成するための微小信号（数
マイクロボルト）を検出しなければならないことにな
り、その電磁波障害ノイズの影響は非常に大きくなり、
強く改善が求められていた。

【００１９】本発明は、このような問題点に対処し、イ
ンバータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率が
小さく電磁波障害ノイズを低減できると共に、スイッチ
ング素子での損失を低減して高効率化を図ることができ
るソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的は、中性点を有
する直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
のスイッチング素子及び負極に接続された第２のスイッ
チング素子からなる第１の直列接続体を有すると共に上
記正極に接続された第３のスイッチング素子及び負極に
接続された第４のスイッチング素子からなり上記第１の
直列接続体に並列接続された第２の直列接続体を有しか
つ上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列
接続された第１〜第４のダイオードを有し上記直流電源
からの直流を交流に変換するインバータと、このインバ
ータの出力側に接続された少なくとも変圧器を含んだイ
ンバータの出力回路と、この変圧器に接続されその出力
を直流に変換する整流器と、この整流器に接続されたキ
ャパシタンスと、このキャパシタンスに並列接続された
負荷と、この負荷に印加する電圧及び負荷に流す電流の
設定信号に応じて上記第１〜第４のスイッチング素子の
オン，オフのタイミングを制御する手段とを有してなる
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記第１〜第４のスイ
ッチング素子にそれぞれ並列接続された第１〜第４のロ
スレススナバキャパシタンスと、上記インバータの第１
及び第２のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の
中性点との間、並びに第３及び第４のスイッチング素子
の接続点と上記直流電源の中性点との間のいずれか一方
又は両方に接続されたインダクタンスと、上記第１〜第
４のスイッチング素子のオン，オフの位相を制御する位
相制御回路と、この位相制御回路に接続され上記第１及
び第２のスイッチング素子のうち先にオンするスイッチ
ング素子と上記第３及び第４のスイッチング素子のうち
先にオンするスイッチング素子の動作開始第１回目のオ
ン時間を第２回目以降のオン時間の１／２にするマスク
回路とを設けることにより達成される。

【００２１】

【作用】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ
は、インバータの第１及び第２のスイッチング素子の接
続点と直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４の
スイッチング素子の接続点と直流電源の中性点との間の
どちらか一方又は両方にインダクタンスを補助回路とし
て接続したことにより、上記インバータの各アームに流
れる電流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には
正となる位相差の動作モードを常に維持できる。

【００２２】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にはキャパシタンスをロスレススナバ回路
としてそれぞれ並列に接続したことにより、デッドタイ
ム期間中の上記ロスレススナバ回路の充放電によって各
スイッチング素子にかかる電圧の時間変化率の小さいソ
フトスイッチング素子が実現できる。

【００２３】またインバータの動作開始時に、上記イン
バータの第１及び第２のスイッチング素子のうち先にオ
ンするスイッチング素子と第３及び第４のスイッチング
素子のうち先にオンするスイッチング素子の動作開始第
１回目のオン時間を半分にすることによって、補助回路
として用いるそれぞれのインダクタンスに正負の向きに
均等した電流を流れさせ第１〜第４のスイッチング素子
に流れる電流ピーク値が抑制できるので、電流定格の小
さなスイッチング素子を用いることが可能なＤＣ−ＤＣ
コンバータを実現できる。

【００２４】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す回路図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源からインバータを介して交流電圧を変圧器
に送り、その出力を整流して直流電圧を負荷に供給する
電力変換器となるもので、図１に示すように、直流電源
１と、インバータ４と、インダクタンス５及びキャパシ
タンス６と、変圧器７と、整流器８と、負荷としてのＸ
線管１７と、位相制御回路１９とを有してなり、インバ
ータ式Ｘ線高電圧装置と呼ばれるものである。

【００２５】上記直流電源１は、例えば二次電池などで
あり、図１においては便宜上左右対称に２つずつの電源
Ｅ／２を図示している。インバータ４は、上記直流電源
１から直流を受電して交流に変換するもので、直流電源
１の正極＋に接続された第１のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ａ及び直流電源１の負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子としてのトランジスタ２０
ｂからなる第１の直列接続体と、上記正極＋に接続され
た第３のスイッチング素子としてのトランジスタ２０ｃ
及び負極−に接続された第４のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体と、上記各トランジス
タ２０ａ〜２０ｄにそれぞれ逆並列接続された第１〜第
４のダイオード３ａ〜３ｄとからなる。

【００２６】なお、上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
は、それぞれベース電流を流すことによってターンオン
するようになっている。そして、第１のトランジスタ２
０ａと第１のダイオード３ａとで第１のアーム１０ａ
を、第２のトランジスタ２０ｂと第２のダイオード３ｂ
とで第２のアーム１０ｂを、第３のトランジスタ２０ｃ
と第３のダイオード３ｃとで第３のアーム１０ｃを、第
４のトランジスタ２０ｄと第４のダイオード３ｄとで第
４のアーム１０ｄを、それぞれ構成している。

【００２７】上記インバータ４の出力側には、インダク
タンス５が接続されると共に、このインダクタンス５に
はキャパシタンス６が直列接続されている。そして、こ
のインダクタンス５とキャパシタンス６とで共振回路を
構成している。上記インダクタンス５及びキャパシタン
ス６には変圧器７の一次巻線が直列接続されており、こ
の変圧器７で前記インバータ４からの出力電圧を昇圧す
ると共に、出力と絶縁している。

【００２８】整流器８は、上記変圧器７からの出力電圧
を全波整流して直流に変換するもので、図９に示すと同
様に４つのダイオード１１ａ〜１１ｄからなる。更に、
上記整流器８の出力側には、Ｘ線管１７が負荷として接
続されている。なお、１２は、上記整流器８の出力電圧
を平滑化するキャパシタンスである。

【００２９】位相制御回路１９は、上記Ｘ線管１７に印
加する電圧及びＸ線管１７に流す電流の設定信号に応じ
て、前記第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄのオ
ン，オフのタイミングを制御する手段となるもので、管
電圧設定信号Ｓ1 及び管電流設定信号Ｓ2 によって各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作位相を決め、上記各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作するベース電流を、図
示しないコントローラから入力するＸ線曝射信号Ｓ3 に
よって出力するものである。

【００３０】ここで、本発明においては、上記インバー
タ４の第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄには、
ロスレス（無損失）スナバ回路として用いるロスレスス
ナバキャパシタンス２２ａ〜２２ｄがそれぞれ並列に接
続されると共に、第１及び第２のトランジスタ２０ａ，
２０ｂの接続点と直流電源１の中性点（電位Ｅ／２）と
の間、並びに第３及び第４のトランジスタ２０ｃ，２０
ｄの接続点と上記直流電源１の中性点との間には、補助
回路としてそれぞれインダクタンス２３ａ，２３ｂが接
続されている。また、位相制御回路１９の出力側にはマ
スク回路２４が接続され、その出力端子が第１及び第４
のトランジスタ２０ａ，２０ｄのベースにそれぞれ接続
されている。

【００３１】次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作について説明する。まず、図１に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部（直流電源
１，インバータ４，インダクタンス５，キャパシタンス
６，変圧器７，整流器８，Ｘ線管１７）は、図２に示す
ような等価回路となる。すなわち、インバータ４の各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄは、図９に示すと同様にそれ
ぞれ第１のスイッチング素子２ａ，第２のスイッチング
素子２ｂ，第３のスイッチング素子２ｃ，第４のスイッ
チング素子２ｄと表され、Ｘ線管１７は負荷９と表され
る。そこで、この図２に示す等価回路を用いて、上記の
主回路構成部の動作原理を図３及び図４を参照して説明
する。

【００３２】図２の等価回路において、インバータ４の
第１のアーム１０ａ及び第２のアーム１０ｂ側に着目す
る。そして、インダクタンス２３ａを、直流電源１側へ
流れる電流をＩａとし、上記第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂから変圧器７側へ出力される電流をＩｒとす
る。この状態で、第１のスイッチング素子２ａがオンの
ときにその第１のスイッチング素子２ａを流れる電流Ｉ
1 は、Ｉ1 ＝Ｉａ＋Ｉｒ …（１）で表される。

【００３３】ここで、第１のスイッチング素子２ａ及び
第２のスイッチング素子２ｂは約５０％のデューティサ
イクルでオン，オフするので、定常状態における電流Ｉ
ａの波形は図３（ｅ）に示すような三角波となり、第１
のスイッチング素子２ａをオフしたときに（図３（ａ）
参照）電流Ｉａは最大値Ｉａ(max)となる。すなわち、
ターンオフ時の電流Ｉ1 (0) は上記の式（１）から、Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) …（２）となる。ただし、Ｉｒ(0) はターンオフ時の電流Ｉｒを
意味する。

【００３４】このとき、電流Ｉａの傾きはインダクタン
ス２３ａの値Ｌａ及び直流電源１の中性点の電位Ｅ／２
によって決まるので、上記の最大値Ｉａ(max) も上記Ｌ
ａ及びＥ／２によって決まる。したがって、ターンオフ
時の電流Ｉ1 (0) の大きさを常に一定値以上に設定する
ことが可能となる。すなわち、Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) ＞（一定値） …（３）となるようにＩａ(max) を設定することができる。

【００３５】そして、このように設定すれば、各スイッ
チング素子２ａ，２ｂにおいてターンオン時にそれぞれ
のアーム１０ａ，１０ｂに流れる電流は、以下に述べる
ように負（各スイッチング素子２ａ，２ｂに逆並列接続
されたそれぞれのダイオード３ａ，３ｂに電流が流れて
いる状態）となる。このとき、図３（ａ），（ｂ）に示
すように、第１のスイッチング素子２ａがオフしてから
第２のスイッチング素子２ｂがオンするまでの間には、
いずれのスイッチング素子２ａ，２ｂもオフした状態で
あるデッドタイム期間Ｔd が設定されている。

【００３６】以上のことから、上記デッドタイム期間Ｔ
d 中に図２に示すロスレススナバ回路としてのキャパシ
タンス２２ａ，２２ｂを効果的に利用したソフトスイッ
チングが実現可能となる。これについて、図４（ａ）〜
（ｄ）は、第１のスイッチング素子２ａがオンの状態
（ａ）からそのスイッチング素子２ａをオフし（ｂ）、
所定のデッドタイム（ｂ）〜（ｃ）の後に、第２のスイ
ッチング素子２ｂをオンする（ｄ）までのモードを示し
ている。

【００３７】まず、図４（ａ）では、第１のスイッチン
グ素子２ａのみがオンしており、図３（ｅ）に示すよう
に、電流Ｉａは電流Ｉｒの極性に拘わらずほぼ直線的に
増加する。また、その傾きはインダクタンス２３ａの値
Ｌａ及び電源電位Ｅ／２に依存している。このとき、第
１のキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1＝０ボルト、第２
のキャパシタンス２２ｂの電圧Ｖc2＝Ｅボルトである。

【００３８】次に、図４（ｂ）では、各スイッチング素
子２ａ，２ｂが共にオフとなる。このときは、図３
（ｅ）に示すように電流Ｉａ＝Ｉａ(max) であり、この
最大値Ｉａ(max) の設定及び上掲（３）式により、ター
ンオフ時のスイッチング素子２ａの電流Ｉ1 (0) は十分
大きな正の電流とすることができる。このため、図２に
示す補助回路としてのインダクタンス２３ａ及び他のイ
ンダクタンス５並びにロスレススナバ回路としてのキャ
パシタンス２２ａ，２２ｂの共振現象により、上記キャ
パシタンス２２ａは充電を行い、同２２ｂは放電を行
う。

【００３９】次に、図４（ｃ）では、上記キャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの充放電が完了し、第１のキャパシタ
ンス２２ａの電圧Ｖc1は０→Ｅボルトへ、第１のキャパ
シタンス２２ｂの電圧Ｖc2はＥ→０ボルトへと変化し、
第２のダイオード３ｂが導通する。このとき、インダク
タンス２３ａを流れる電流Ｉａは、−Ｅ／２の電圧によ
り減少し始める。

【００４０】その後、図４（ｄ）では、第２のスイッチ
ング素子２ｂにオン信号が与えられ、電流（Ｉａ＋Ｉ
ｒ）の極性が正から負に反転すると、上記第２のスイッ
チング素子２ｂとを入れ換えた形で図４（ａ）〜（ｄ）
と同様に進む。なお、図４（ａ）〜（ｄ）の動作の間に
おける第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
電圧Ｖc1，Ｖc2の変化を示すと、図４（ｅ）のグラフの
ようになる。

【００４１】上述動作は、図２に示すインバータ４の第
３のアーム１０ｃ及び第４のアーム１０ｄ側についても
同様である。

【００４２】以上のことから、ターンオフ時の電流Ｉ1
(0) が第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
充放電に必要な値以上となるように補助回路としてのイ
ンダクタンス２３ａの値Ｌａを定め、図４（ｅ）に示す
デッドタイム中に充放電が完了するようなキャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの値を適宜選定することによって図２
に示す全てのスイッチング素子２ａ〜２ｄに対しロスレ
ススナバ回路としてのキャパシタンス２２ａ〜２２ｄを
効果的に利用したソフトスイッチング素子が実現可能と
なる。

【００４３】次に、図１に示す実施例に戻り、この実施
例の動作について図５に示すタイムチャートを参照して
説明する。まず、図１に示す負荷としてのＸ線管１７に
印加する管電圧及び管電流が決まると、その管電圧に対
応した管電圧設定信号Ｓ1 ，及びその管電流に対応した
管電流設定信号Ｓ2 を位相制御回路１９へ入力する。こ
の位相制御回路１９では、上記の管電圧設定信号Ｓ1 及
び管電流設定信号Ｓ2 から負荷抵抗値を求め、この負荷
抵抗値と管電圧とから前述の図１１に示すグラフの関係
を用いて、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄの動作位相差αを決定する。そして、上記トランジス
タ２０ａ〜２０ｄがターンオン及びターンオフする動作
信号を作成する。

【００４４】次に、図１において図示しないコントロー
ラからＸ線曝射信号Ｓ3 が上記位相制御回路１９へ入力
されると、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄがターンオン及びターンオフする信号が出力され、各
トランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動する。

【００４５】これにより、図５（ａ）〜（ｄ）に示すよ
うに、第１のトランジスタ２０ａと第２のトランジスタ
２０ｂは１８０°の位相差で交互にオンし、第４のトラ
ンジスタ２０ｄと第３のトランジスタ２０ｃも１８０°
の位相差で交互にオンすると共に、第１のトランジスタ
２０ａがオンしてから第４のトランジスタ２０ｄがオン
するまでの位相差をαとし、第２のトランジスタ２０ｂ
がオンしてから第３のトランジスタ２０ｃがオンするま
での位相差をαとしてずらしてオンするように制御され
る。

【００４６】図６に、インバータ４の動作開始時のイン
ダクタンス（補助回路）２３ａの電流Ｉａの波形につい
て示す。インバータ４の動作開始時、インダクタンス２
３ａの電流Ｉａは流れていない。このため、第１のトラ
ンジスタ２０ａの１回目のオン信号によってインダクタ
ンス２３ａの電流最大値Ｉａ(max) は、図６（ｃ）のよ
うに定常時の２倍近い値になる。次に、第１のトランジ
スタ２０ａのオフ信号によってインダクタンス２３ａの
電流Ｉａは減少する。しかし、インダクタンス２３ａの
電流Ｉａは定常時より正の向きに偏差を持つ三角波にな
る。

【００４７】このため、図６（ｄ）に示すように第１の
アーム１０ａに定常時に比べて充分な負の向きの電流が
流れず、ソフトスイッチングが実現不可能になることが
ある。また、正の向きに過大な電流が流れ、電流定格の
大きなトランジスタ（スイッチング素子）が必要とな
る。インダクタンス２３ｂ及び第４のアーム１０ｄにつ
いても同様である。

【００４８】以上の問題を防止する方法を、図７，図８
を併用して説明する。

【００４９】図７は、第１のトランジスタ２０ａの駆動
信号Ｂ1´とインダクタンス（補助回路）２３ａに流れ
る電流波形を示す。図７（ａ）に示すようにＸ線曝射信
号Ｓ3 が出力されると、図７（ｂ）のように位相制御回
路１９の出力Ｂ1 が出力される。この信号Ｂ1 を入力す
るマスク回路２４は、第１のトランジスタ２０ａの駆動
信号Ｂ1´を図７（ｃ）のように動作開始第１回目のオ
ン期間を通常の後半１／２部分にして出力する。

【００５０】これによって、図７（ｅ）のように、イン
バータ４の動作開始時のインダクタンス２３ａに流れる
電流は三角波の増加時間が短くなり、インダクタンス２
３ａの電流最大値Ｉａ(max) は減少する。これに伴い負
の向きにも充分な電流が流れる。また図７（ｆ）のよう
に、第１のアーム１０ａに充分な負の向きの電流が流
れ、ソフトスイッチングが余裕をもって実現可能にな
る。また、正の向きにも過大な電流が流れず電流定格の
大きなトランジスタを使用する必要がない。

【００５１】図８は、第１のトランジスタ２０ｄの駆動
信号Ｂ4´とインダクタンス（補助回路）２３ｂに流れ
る電流波形を示す。図８（ａ）に示すようにＸ線曝射信
号Ｓ3 が出力されると、図８（ｂ）のように位相制御回
路１９の出力Ｂ4 が出力される。この信号Ｂ4 を入力す
るマスク回路２４は、第４のトランジスタ２０ｄの駆動
信号Ｂ4´を図８（ｃ）のように動作開始第１回目のオ
ン期間を通常の後半１／２部分にして出力する。

【００５２】これによって、図８（ｅ）のように、イン
バータ４の動作開始時のインダクタンス２３ｂに流れる
電流は三角波の増加時間が短くなり、インダクタンス２
３ｂの電流最大値Ｉｂ(max) は減少する。これに伴い負
の向きにも充分な電流が流れる。また図８（ｆ）のよう
に、第４のアーム１０ｄに充分な負の向きの電流が流
れ、ソフトスイッチングが余裕をもって実現可能にな
る。また、正の向きにも過大な電流が流れず電流定格の
大きなトランジスタを使用する必要がない。

【００５３】次に、上記のような制御によりインバータ
４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作を開始する
と、図５（ｉ）に示すような共振電流Ｉt が図１に示す
変圧器７に流れ、Ｘ線管１７には、設定された管電圧が
印加されると共に管電流が流れる。このとき、第１のア
ーム１０ａ〜第４のアーム１０ｄに流れる電流Ｉ1 〜Ｉ
4 を見ると、図５（ｅ）〜（ｈ）に示されるように、前
述の図３及び図４で説明した動作原理に従って、それぞ
れのトランジスタ２０ａ〜２０ｄの全てにおいてターン
オン時には負の値をとり、ターンオフ時には正の値をと
っていることが分かる。また、上記各トランジスタ２０
ａ〜２０ｄにかかる電圧の時間変化率は小さくなってい
る。

【００５４】なお、図５に示したタイムチャートにおい
ては、各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ間のデッドタイム
は、便宜上省略してある。

【００５５】上述実施例では、補助回路としてのインダ
クタンス２３ａ，２３ｂを第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂ側と、第３及び第４のアーム１０ｃ，１０ｄ
側との両方に設けた場合を示したが、負荷範囲や制御す
る位相差の範囲が狭い場合などにはどちらか一方側だけ
に設けてもよい。また、インバータ４の出力回路にイン
ダクタンス５とキャパシタンス６と変圧器７が接続され
ているが、このうちインダクタンス５とキャパシタンス
６は必ずしも必要ではない。

【００５６】また、図７及び図８においては、第１及び
第４のトランジスタ２０ａ，２０ｄの動作開始第１回目
のオン時間を半分（１／２）にする場合を示したが、こ
れに限らず、第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄ
のうち最初にターンオンするものに対して、そのトラン
ジスタ２０ａ〜２０ｄの破壊防止を目的としてその動作
開始第１回目のオン時間を半分（１／２）にすればよ
い。また、第１〜第４のトランジスタ２０ａ，２０ｄの
オン，オフの周期を一定として示したが、位相制御回路
１９により、位相を制御すると共にこの第１〜第４のト
ランジスタ２０ａ，２０ｄのオン，オフの周期を変化さ
せてもよい。

【００５７】更に、上述説明においては、インバータ４
を構成するスイッチング素子としてトランジスタ２０ａ
〜２０ｄを使用したが、これのみに限らず、ＧＴＯを使
用してもよく、更に高周波化するにはＭＯＳＦＥＴ，
ＩＧＢＴ，ＳＩトランジスタ，ＳＩサイリスタなどのス
イッチング素子を用いてもよい。また、直流電源１は、
バッテリでもよく、商用電源を整流したものでもよい。
更に、負荷はＸ線管１７に限られず、他の一般的な負荷
でもよい。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、イ
ンバータの第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点と直流電源の中性点との間のいずれ
か一方又は両方にインダクタンスを補助回路として接続
したことにより、上記インバータの各アームに流れる電
流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には正とな
る位相差の動作モードを常に維持できる。また、上記イ
ンバータの第１〜第４のスイッチング素子にはキャパシ
タンスをロスレススナバ回路としてそれぞれ並列に接続
したことにより、デッドタイム期間中の上記ロスレスス
ナバキャパシタンスの充放電によって各スイッチング素
子にかかる電圧の時間変化率の小さいソフトスイッチン
グが実現できる。したがって、上記スイッチング素子に
かかる電圧の変化率が小さく、ノイズを低減することが
できると共に、そのスイッチング素子での損失を低減し
て高効率化を図ることができるという効果がある。

【００５９】また、第１及び第２のスイッチング素子の
うち先にオンするスイッチング素子と第３及び第４のス
イッチング素子のうち先にオンするスイッチング素子の
動作開始第１回目のオン時間を半分にすることによっ
て、補助回路として用いるそれぞれのインダクタンスに
正負の向きに均等した電流を流れさせ、インバータの各
スイッチング素子の過電流をなくし、電流定格の大きな
トランジスタを使用する必要がないコンバータが実現で
きるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を示す回路図である。

【図２】同上ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成
部の等価回路図である。

【図３】同上主回路構成部の動作原理を説明するための
タイムチャートである。

【図４】同上主回路構成部における第１のスイッチング
素子及び第２のスイッチング素子の動作モードを説明す
るための図である。

【図５】図１に示す回路の動作を説明するためのタイム
チャートである。

【図６】図１に示す回路中の第１のトランジスタのオ
ン，オフのタイミングと第１のトランジスタ側のインダ
クタンスに流れる電流波形などを示す図である。

【図７】図１に示す回路中の第１のトランジスタの駆動
信号と第１のトランジスタ側のインダクタンスに流れる
電流波形などを示す図である。

【図８】図１に示す回路中の第４のトランジスタの駆動
信号と第４のトランジスタ側のインダクタンスに流れる
電流波形などを示す図である。

【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

【図１０】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明す
るためのタイムチャートである。

【図１１】従来の位相差制御方式のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける位相差と出力電圧との関係を負荷抵抗をパラ
メータとして示したグラフである。

【図１２】スナバ回路を用いないときのターンオフ波形
を示す図である。

【図１３】従来のスナバ回路の例を示す図である。

【符号の説明】

１……直流電源３ａ〜３ｄ……第１〜第４のダイオード４……インバータ５……インダクタンス６，１２……キャパシタンス７……変圧器８……整流器１０ａ〜１０ｄ……第１〜第４のアーム１７……Ｘ線管（負荷）１９……位相制御回路２０ａ〜２０ｄ……第１〜第４のトランジスタ（第１〜
第４のスイッチング素子）２２ａ〜２２ｄ……ロスレススナバキャパシタンス２３ａ，２３ｂ……インダクタンス（補助回路）２４……マスク回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中性点を有する直流電源と、この直流電
源の正極に接続された第１のスイッチング素子及び負極
に接続された第２のスイッチング素子からなる第１の直
列接続体を有すると共に上記正極に接続された第３のス
イッチング素子及び負極に接続された第４のスイッチン
グ素子からなり上記第１の直列接続体に並列接続された
第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４のスイッチ
ング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜第４のダイ
オードを有し上記直流電源からの直流を交流に変換する
インバータと、このインバータの出力側に接続された少
なくとも変圧器を含んだインバータの出力回路と、この
変圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器と、
この整流器に接続されたキャパシタンスと、このキャパ
シタンスに並列接続された負荷と、この負荷に印加する
電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて上記第１〜
第４のスイッチング素子のオン，オフのタイミングを制
御する手段とを有してなるＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列
接続された第１〜第４のロスレススナバキャパシタンス
と、上記インバータの第１及び第２のスイッチング素子
の接続点と上記直流電源の中性点との間、並びに第３及
び第４のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中
性点との間のいずれか一方又は両方に接続されたインダ
クタンスと、上記第１〜第４のスイッチング素子のオ
ン，オフの位相を制御する位相制御回路と、この位相制
御回路に接続され上記第１及び第２のスイッチング素子
のうち先にオンするスイッチング素子と上記第３及び第
４のスイッチング素子のうち先にオンするスイッチング
素子の動作開始第１回目のオン時間を第２回目以降のオ
ン時間の１／２にするマスク回路とを具備することを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】負荷はＸ線管であることを特徴とする請
求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。