JPH06269160A

JPH06269160A - 電源装置

Info

Publication number: JPH06269160A
Application number: JP5334593A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Murakami; 善宣村上
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-03-15
Filing date: 1993-03-15
Publication date: 1994-09-22

Abstract

(57)【要約】【目的】インダクタを飽和させないようにして車載用の
ような悪環境下でも使用可能とした電源装置を提供す
る。【構成】主回路１は、交互にオン・オフを繰り返すスイ
ッチ素子Ｑ₁とインダクタＬ₁の主巻線ｎｍの一部との
直列回路を直流電源Ｅに接続し、インダクタＬ₁の主巻
線ｎｍの残りの部分とダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁
との直列回路をスイッチ素子Ｑ₁に並列接続した構成を
有する。主回路１の出力電圧は検出回路２により検出さ
れ、制御回路３によって主回路１の出力電圧が安定化さ
れるようにスイッチ素子Ｑ₁のオン期間が制御される。
インダクタＬ₁は主巻線ｎｍに電磁結合された検出用巻
線ｎｄを有する。保護回路４は検出用巻線ｎｄに誘起電
圧が生じないとインダクタＬ₁が飽和したとみなしてス
イッチ素子Ｑ₁のオン期間を短縮する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交互にオン・オフを繰
り返すスイッチ素子と、スイッチ素子のオン・オフに伴
って通電される巻線を有したインダクタとを備え、主と
して車載用や屋外用等として用いられる電源装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、入力電圧をスイッチ素子のオ
ン・オフによって断続させることにより、出力電圧を制
御するようにしたスイッチング電源が提供されている。
この種のスイッチング電源は、電力損失が少ないという
特長があり、かつスイッチ素子を高周波でオン・オフさ
せれば変圧や絶縁のために用いるインダクタの容積が小
さくなり、小形かつ軽量になるという特長を有している
から、広範囲に利用されている。たとえば、車載用の前
照灯としてＨＩＤランプを用いる場合には、車載用電池
の電圧を昇圧形のスイッチング電源を用いて昇圧するこ
とによってＨＩＤランプを点灯させるための電源装置と
して用いる。

【０００３】ところで、この種のスイッチング電源では
入出力を共通グランドとした回路形式のものと、入出力
をトランスを介して絶縁する回路形式のものとが知られ
ている。前者ではインダクタとしてチョークコイルやオ
ートトランスを用いることによって昇圧ないし降圧を行
い、後者ではインダクタとして出力部にトランスを設け
て昇圧や降圧と絶縁とに兼用している。このようなイン
ダクタは、図１０に示すように、回路構成によって決定
される磁束密度が温度Ｔａにおける飽和磁束密度Ｂｍ₂
よりも小さくなるような温度範囲での使用が許容される
ように設計される。すなわち、使用が許容される上限温
度Ｔａはコアの飽和磁束密度の温度特性と回路構成とに
よって規制されることになる。一方、車載用や屋外用の
用途では使用温度範囲が−５０℃〜＋１００℃というよ
うな過酷な使用条件となり、上限温度Ｔａを非常に高く
設定しなければならないから、常温下での用途の使用条
件で設計した回路構成ではインダクタのコアの温度が設
計条件よりも高温になって飽和磁束密度が低下し、イン
ダクタが飽和しやすくなるという問題が生じる。インダ
クタが飽和すると設計通りの出力が得られなくなる。こ
こで、出力電圧を安定化するようにフィードバック制御
を行っているとすれば、インダクタの飽和によって出力
電圧が低下すると、インダクタに流れる電流を増加させ
ることによって出力電圧を上昇させようとし、結果的に
大きな電流がスイッチ素子などに流れることによってス
イッチ素子が破損するという問題が生じる。すなわち、
インダクタの内部の磁束密度Ｂｍ₁は、電流のピーク値
ＩｐとインダクタのインダクタンスＬと、インダクタの
巻線の巻数Ｎと、コアの断面積Ｓとにより、Ｂｍ₁＝Ｌ
Ｉｐ／ＮＳと表すことができ、この磁束密度Ｂｍ₁が使
用温度における飽和磁束密度Ｂｍ₂を超えないように使
用することが要求される。

【０００４】そこで、使用条件が許容範囲を超える場合
であってもインダクタの飽和を防止するために、図７の
ように保護回路４を設けた回路構成が考えられる。図７
の回路は、昇圧形のチョッパ回路を主回路１としてい
る。すなわち、直流電源Ｅに並列接続されたコンデンサ
Ｃ₂を備え、インダクタＬ₁の一部とＭＯＳＦＥＴなど
からなるスイッチ素子Ｑ₁との直列回路をコンデンサＣ
₂の両端間に接続し、さらにインダクタＬ₁の残りの部
分とダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁との直列回路をス
イッチ素子Ｑ₁の両端間に接続した主回路１を有する。
この主回路１は、スイッチ素子Ｑ₁をオンにするとオン
時間に比例する電流がインダクタＬ₁に流れ（図９参
照）、スイッチ素子Ｑ₁をオフにするとインダクタＬ₁
に蓄積されていたエネルギーがダイオードＤ₁を通って
出力側に供給されるように動作する。また、コンデンサ
Ｃ₁の両端電圧である出力電圧は、スイッチ素子Ｑ₁の
オン期間に応じて変化する。

【０００５】車載用の前照灯のような負荷５への印加電
圧を安定化にするために、コンデンサＣ₁の両端電圧は
直列接続された２個の抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の直列回路よりな
る検出回路２によって分圧され、制御回路３に入力され
る。制御回路３では、検出回路２から出力された検出電
圧をコンパレータＣＰ₁によってのこぎり波発生回路３
ａから出力される一定周期、一定振幅ののこぎり波の電
圧レベルと比較する。すなわち、図８（ａ）のようなの
こぎり波がのこぎり波発生回路３ａから出力され、検出
回路２からの出力された図８（ａ）に破線で示すような
検出電圧と比較される。したがって、コンパレータＣＰ
₁からは図８（ｂ）のように、コンデンサＣ₁の両端電
圧が下がるほど幅の広い矩形波信号が出力される。この
矩形波信号はのこぎり波の周期に等しい一定周期であっ
て、主回路１の出力電圧が下がるほどオン期間が長くな
る。そこで、この矩形波信号によってスイッチ素子Ｑ₁
を制御すれば、主回路１の出力電圧が下がるとスイッチ
素子Ｑ₁のオン期間が長くなりインダクタＬ₁への蓄積
エネルギーが大きくなって主回路１の出力電圧を上げる
方向に制御することになる。要するに、主回路１の出力
電圧は、検出回路２と制御回路３とによって出力電圧の
変動を抑制するようにフィードバック制御されることに
なる。

【０００６】図７の回路構成では、スイッチ素子Ｑ₁の
オン期間にインダクタＬ₁に流れる電流を保護回路４で
監視することによってインダクタＬ₁が飽和しないよう
に管理している。すなわち、スイッチ素子Ｑ₁のオン期
間にインダクタＬ₁に流れる電流は、スイッチ素子Ｑ₁
とコンデンサＣ₂との間に挿入された抵抗Ｒ₃の両端電
圧として検出され、基準電圧発生部４ｄによって設定さ
れている上限電圧Ｖｘと抵抗Ｒ₃の両端電圧とをコンパ
レータＣＰ₃によって比較される。コンパレータＣＰ₃
は、抵抗Ｒ₃の両端電圧が上限電圧Ｖｘを超える期間に
は出力をＨレベルにする。つまり、図８（ｃ）のよう
に、スイッチ素子Ｑ₁のオン期間にインダクタＬ₁に流
れる電流Ｉ₁、すなわち抵抗Ｒ₃の両端電圧は、スイッ
チ素子Ｑ₁のオン時間に比例して上昇し、この電圧が上
限電圧Ｖｘを超える期間には図８（ｄ）のようにコンパ
レータＣＰ₃の出力がＨレベルになる。そこで、インダ
クタＬ₁が飽和するような大きな電流Ｉ₁がインダクタ
Ｌ₁とスイッチ素子Ｑ₁とに流れると抵抗Ｒ₃の両端電
圧が上限電圧Ｖｘを超えるように上限電圧Ｖｘを設定
し、コンパレータＣＰ₃の出力がＨレベルになるとスイ
ッチ素子Ｑ₁をオフにするように制御すれば、抵抗Ｒ₃
とコンパレータＣＰ₃と基準電圧発生部４ｄとで構成さ
れる保護回路４によって、インダクタＬ₁の飽和を防止
することができるのである。

【０００７】すなわち、図７の回路では、図８（ｅ）の
ように論理回路３ｂ′によって制御回路３の出力と保護
回路４の出力の否定との論理積を求め、この論理積によ
ってスイッチ素子Ｑ₁を制御することによって、主回路
１の出力電圧を安定化し、かつインダクタＬ₁の飽和を
防止しているのである。上述した保護回路４を用いるこ
となくインダクタＬ₁の飽和を防止しようとすれば、大
形のインダクタＬ₁を用いることが必要になり、全体と
しての大形化につながるという問題があるのに対して、
上記回路構成によってインダクタＬ₁の飽和を防止すれ
ば、小形ながらもインダクタＬ₁の飽和を防止すること
ができ、車載用などの用途に適した電源装置を提供でき
ることになる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７に
示した回路構成では、インダクタＬ₁にエネルギーを蓄
積する際の回路に抵抗Ｒ₃が挿入されており、インダク
タＬ₁にエネルギーを蓄積する際に抵抗Ｒ₃に通電され
ることによって電力損失が生じるという問題を有してい
る。

【０００９】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、インダクタの飽和を防止する保護回路を設け
ることによってインダクタの大形化を防止しながらも車
載用や屋外用の用途のような悪環境下でも使用可能と
し、かつインダクタの飽和の検出の際に大きな電力損失
が生じないようにした電源装置を提供しようとするもの
である。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、交互にオン・オフを繰り返すスイッチ
素子およびスイッチ素子のオン・オフに伴って通電され
る巻線を有したインダクタを備える主回路と、主回路の
出力電圧を検出して出力電圧の変化を減少させる方向に
スイッチ素子のオン期間を制御する制御回路と、制御回
路からスイッチ素子をオンにする信号が発生する期間に
インダクタの飽和を検出するとスイッチ素子のオン期間
を減少させる方向に制御する保護回路とを備え、インダ
クタは上記巻線に電磁結合された検出用巻線を備え、保
護回路は検出用巻線に電圧が誘起されないとインダクタ
が飽和したと判定することを特徴とする。

【００１１】

【作用】上記構成によれば、主回路のインダクタに検出
用巻線を設け、検出用巻線に電圧が誘起されないとイン
ダクタが飽和したと判定し、制御回路からスイッチ素子
をオンにする信号が発生している期間にインダクタが飽
和したと判定されるとスイッチ素子のオン期間を減少さ
せる方向に制御するので、車載用であって前照灯用の電
源などとして用いるような温度条件が過酷になる用途で
あっても、インダクタが飽和するとスイッチ素子のオン
期間を減少させる方向に制御することによってインダク
タに蓄積されるエネルギーを減少させることができ、結
果的にインダクタの飽和によるインダクタの過熱やスイ
ッチ素子などの破損を防止することができるのである。
また、保護回路によってインダクタの飽和を防止してい
ることにより設計仕様よりも高温になる環境下でも回路
に異常を与えないから、高温環境を考慮した設計をする
必要がなく、インダクタに常温で使用する程度の小形の
ものを用いることができる。しかも、インダクタの飽和
を検出する手段として主電流の流れる電路に抵抗を用い
ていないから、抵抗による損失がなく高効率になる。

【００１２】

【実施例】（実施例１）本実施例は、基本的には図１に
示す構成を有する。すなわち、直流電源Ｅを高周波に電
力変換する主回路１を備え、主回路１の出力電圧を検出
回路２で検出するとともに負荷５に供給する。検出回路
２で検出された主回路１の出力電圧は制御回路３に入力
され、制御回路３では主回路１の出力電圧の変化を小さ
くする方向にスイッチ素子Ｑ₁のオン期間を調節する。

【００１３】一方、主回路１は制御回路３によりオン・
オフ制御されるスイッチ素子Ｑ₁およびインダクタＬ₁
のオン・オフに伴って通電されるインダクタＬ₁を備
え、インダクタＬ₁は主巻線ｎｍに電磁結合された検出
用巻線ｎｄを備えている。検出用巻線ｎｄの誘起電圧は
保護回路４に入力されて誘起電圧の有無が判定され、誘
起電圧が発生していない期間にはインダクタＬ₁が飽和
しているものと判断し、制御回路３を制御することによ
って、スイッチ素子Ｑ₁のオン期間を制限したりスイッ
チ素子Ｑ₁のオン・オフ動作を停止させたりする。

【００１４】本実施例を具体回路を用いて説明する。図
２に示すように、主回路１は、主巻線ｎｍと検出用巻線
ｎｄとを備えるインダクタＬ₁を備え、インダクタＬ₁
の主巻線ｎｍに設けたタップにはＭＯＳＦＥＴなどのス
イッチ素子Ｑ₁の一端が接続される。インダクタＬ₁の
主巻線ｎｍの一部とスイッチ素子Ｑ₁との直列回路は直
流電源Ｅの両端間に接続され、主巻線ｎｍの残りの部分
はダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁とに直列接続され、
この直列回路はスイッチ素子Ｑ₁の両端間に接続され
る。コンデンサＣ₁の両端電圧は主回路１の出力として
負荷５に印加される。すなわち、主回路１は昇圧形のチ
ョッパ回路を構成する。

【００１５】主回路１の出力電圧を検出する検出回路２
は、コンデンサＣ₁の両端間に接続された２個の抵抗Ｒ
₁，Ｒ₂の直列回路よりなり、主回路１の出力電圧はこ
の直列回路によって分圧された後、制御回路３に入力さ
れる。制御回路３は、一定周期かつ一定振幅ののこぎり
波を発生するのこぎり波発生回路３ａを備え、検出回路
２による検出電圧とのこぎり波の電圧レベルとをコンパ
レータＣＰ₁によって比較する。コンパレータＣＰ₁は
のこぎり波の電圧レベルが検出電圧よりも高い期間に出
力をＨレベルにする。したがって、コンパレータＣＰ₁
の出力はのこぎり波の周期に等しい周期を有した矩形波
信号になり、かつ検出電圧が下がるほど矩形波信号のオ
ン期間が長くなる。

【００１６】一方、保護回路４は、インダクタＬ₁の検
出用巻線ｎｄに抵抗Ｒ₇を並列接続し、検出用巻線ｎｄ
の誘起電圧をトランジスタＱ₃のベース−エミッタとエ
ミッタに接続した抵抗Ｒ₈との直列回路に印加し、誘起
電圧によりトランジスタＱ₃が順バイアスされてオンに
なると抵抗Ｒ₈の両端電圧が出力されるように構成され
る。すなわち、検出用巻線ｎｄにはスイッチ素子Ｑ₁の
オン・オフによって極性が交互に反転する誘起電圧が発
生するが、トランジスタＱ₃によって一方の極性（スイ
ッチ素子Ｑ₁のオン期間の極性）の誘起電圧が発生して
いる期間のみにＨレベルの信号を出力し、その他の期間
にはＬレベルになる。トランジスタＱ₃を通して出力さ
れる信号は、論理回路４ａにおいて反転された後、コン
パレータＣＰ₁の出力との論理積が求められる。したが
って、論理回路４ａでは、コンパレータＣＰ₁の出力が
Ｈレベルであって、検出用巻線ｎｄに誘起電圧が発生し
ないか、スイッチ素子Ｑ₁がオンである期間とは誘起電
圧の極性が反転していると、出力をＨレベルにしてタイ
マ回路４ｂを起動するのである。

【００１７】タイマ回路４ｂが起動されるとタイマ回路
４ｂの時限動作中の一定時間、基準電圧発生部４ｃに設
けたトランジスタＱ₂をオフにする。基準電圧発生部４
ｃは、電源の両端間に接続された３個の抵抗Ｒ₄，
Ｒ₅，Ｒ₆の直列回路を備え、抵抗Ｒ₆にはトランジス
タＱ₂のコレクタ−エミッタ間が並列接続されている。
トランジスタＱ₂がオンである期間には抵抗Ｒ₆が短絡
され基準電圧が下がる。

【００１８】基準電圧発生部４ｃから出力される基準電
圧は、のこぎり波発生回路３ａから出力されるのこぎり
波とともにコンパレータＣＰ₂に入力され、のこぎり波
の電圧レベルと基準電圧とが比較される。コンパレータ
ＣＰ₂では、のこぎり波の電圧レベルが基準電圧よりも
高い期間に出力をＨレベルにする。したがって、コンパ
レータＣＰ₂の出力はのこぎり波の周期に等しい周期を
有し、かつ基準電圧発生部４ｃで設定された基準電圧に
応じた一定のデューティサイクルを有した矩形波信号に
なる。このコンパレータＣＰ₂の出力は、保護回路４の
出力としてコンパレータＣＰ₁の出力とともにアンド回
路３ｂに入力されて、両コンパレータＣＰ₁，ＣＰ₂の
出力の論理積によってスイッチ素子Ｑ₁が制御される。

【００１９】すなわち、両コンパレータＣＰ₁，ＣＰ₂
の出力がともにＨレベルである期間にスイッチ素子Ｑ₁
がオンになる。ここに、コンパレータＣＰ₂の出力のデ
ューティサイクルは一定であるから、コンパレータＣＰ
₂の出力はスイッチ素子Ｑ₁を制御する矩形波信号のデ
ューティサイクルの最大値を決めるのである。また、両
コンパレータＣＰ₁，ＣＰ₂はのこぎり波と基準電圧と
の比較によって矩形波信号を発生させるから、両コンパ
レータＣＰ₁，ＣＰ₂から出力される矩形波信号の立ち
下がりのタイミングはほぼ等しく、立ち上がりのタイミ
ングがコンパレータＣＰ₂から出力される矩形波信号に
よって制限されることになる。一方、タイマ回路３ｃが
起動されてトランジスタＱ₂がオフになると、トランジ
スタＱ₂がオンである期間に比較してスイッチ素子Ｑ₁
を制御する矩形波信号のデューティサイクルの最大値が
小さくなる。

【００２０】上記構成による動作を図３に基づいて説明
する。のこぎり波発生回路３ａから図３（ａ）のような
のこぎり波が出力され、のこぎり波はコンパレータＣＰ
₁において図３（ａ）に破線で示す検出回路２での検出
電圧と比較される。また、このとき、図３（ｇ）のよう
にタイマ回路４ｂは起動されていないから、トランジス
タＱ₂はオンであって、図３（ａ）に二点鎖線で示すよ
うに、基準電圧発生部４ｃでは基準電圧を低く設定して
いる。すなわち、スイッチ素子Ｑ₁を制御する矩形波信
号のデューティサイクルの最大値は大きい状態に設定さ
れている。アンド回路３ｂは、図３（ｂ）のようにコン
パレータＣＰ₁，ＣＰ₂の出力の論理積を出力してスイ
ッチ素子Ｑ₁をオン・オフし、インダクタＬ₁の主巻線
ｎｍに、図３（ｃ）のような電流Ｉ₁が流れることにな
る。このように主巻線ｎｍを流れる電流Ｉ₁が直線的に
変化すれば、図３（ｄ）のように検出用巻線ｎｄは矩形
波状になる。したがって、トランジスタＱ₃のエミッタ
に接続した抵抗Ｒ₈の両端電圧は図３（ｅ）のように変
化する。

【００２１】ここに、周囲温度が高くなるなどの条件で
インダクタＬ₁が飽和したとすると、図３（ｄ）のよう
に検出用巻線ｎｄに電圧が誘起されなくなり、この期間
にはスイッチ素子Ｑ₁がオンであるにもかかわらず、ト
ランジスタＱ₃のエミッタに接続した抵抗Ｒ₈の両端電
圧はＬレベルになる。したがって、論理回路４ａの出力
は図３（ｆ）のように短時間だけＨレベルになり、図３
（ｇ）のようにタイマ回路４ｂが起動され、トランジス
タＱ₂はタイマ回路４ｂの一定時間の時限動作中にはオ
フになる。その結果、図３（ａ）に一点鎖線で示すよう
に基準電圧が上昇し、この間にはスイッチ素子Ｑ₁のデ
ューティサイクルの最大値が制限されることになる。こ
のようにして、インダクタＬ₁の飽和時には、スイッチ
素子Ｑ₁のオン期間を制限してインダクタＬ₁の飽和状
態が継続されるのを防止し、結果的に主回路１（とくに
スイッチ素子Ｑ₁）の過負荷による破損を防止すること
ができる。

【００２２】（実施例２）本実施例では、図４に示すよ
うに、主回路１がフライバック形のインバータ回路であ
る例を示す。すなわち、本実施例の主回路１では、イン
ダクタＬ₁は１次巻線ｎ₁と２次巻線ｎ₂と検出用巻線
ｎｄとを有し、１次巻線ｎ₁とスイッチ素子Ｑ₁との直
列回路が直流電源Ｅの両端間に接続され、２次巻線ｎ₂
の両端間にダイオードＤ₁とコンデンサＣ₁との直列回
路が接続された構成を有している。コンデンサＣ₁の両
端電圧である主回路１の出力電圧を検出する検出回路２
は、３個の抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₂の直列回路であって、
抵抗Ｒ₁₂と抵抗Ｒ₂との接続点の電圧を制御回路３に入
力する。この主回路１では、スイッチ素子Ｑ₁のオン時
とオフ時とに２次巻線ｎ₂に電圧が誘起され、スイッチ
素子Ｑ₁のオン期間とオフ期間との比率に応じた出力電
圧が出力されるようになっている。他の構成は実施例１
と同様であるから説明を省略する。

【００２３】（実施例３）本実施例は、図５に示すよう
に、主回路１には実施例１と同様の昇圧形のチョッパ回
路を用いている。また、検出回路２には実施例２と同様
に３個の抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₂の直列回路を用いてい
る。制御回路３は実施例１と同様にコンパレータＣＰ₁
とのこぎり波発生回路３ａとにより構成されており、制
御回路３の出力と保護回路４の出力とをアンド回路３ｂ
に入力し、両者の論理積である矩形波信号によってスイ
ッチ素子Ｑ₁を制御する点も実施例１と同様である。

【００２４】本実施例の相違点は保護回路４の構成にあ
り、コンパレータＣＰ₂、基準電圧発生部４ｂ、タイマ
回路４ｃに代えて論理回路４ａの出力をＤフリップフロ
ップＦＦに入力し、ＤフリップフロップＦＦの反転出力
を保護回路４の出力とすることによって、インダクタＬ
₁の飽和時にスイッチ素子Ｑ₁のオン・オフ動作を停止
させるようにした点が相違している。Ｄフリップフロッ
プＦＦは、データ端子に電源電圧が入力されているか
ら、入力の立ち上がりによってアンド回路３ｂへの出力
である反転出力をＬレベルにするのであって、その後、
スイッチ素子Ｑ₁は継続的にオフになる。

【００２５】すなわち、のこぎり波発生回路３ａからは
図６（ａ）に示すようなのこぎり波が出力されており、
検出回路２からは図６（ａ）に破線で示すような検出電
圧が出力されているものとする。このとき、コンパレー
タＣＰ₁からは図６（ｂ）のような矩形波信号が出力さ
れる。一方、保護回路４ではインダクタＬ₁の検出用巻
線ｎｄの誘起電圧を受けてトランジスタＱ₃のエミッタ
に接続された抵抗Ｒ₈の両端電圧は図６（ｄ）のように
なる。したがって、論理回路４ａの出力は、図６（ｅ）
のように、コンパレータＣＰ₁の出力がＨレベル、かつ
抵抗Ｒ₈の両端電圧がＬレベルである期間にＨレベルに
なり、論理回路４ａの出力の立ち上がりによってＤフリ
ップフロップＦＦの反転出力は図６（ｆ）のようにＬレ
ベルになる。すなわち、コンパレータＣＰ₁の出力がＨ
レベルとなってスイッチ素子Ｑ₁をオンにしようとする
期間であって、インダクタＬ₁が飽和して検出用巻線ｎ
ｄに誘起電圧が発生しなくなると、トランジスタＱ₃が
オフになり、結果的にＤフリップフロップＦＦの反転出
力がＬレベルになるのである。このとき以降は、図６
（ｇ）のようにアンド回路３ｂの出力は継続してＬレベ
ルになり、スイッチ素子Ｑ₁はオフ状態に保たれる。他
の構成は実施例１と同様である。

【００２６】

【発明の効果】本発明は上述のように、主回路のインダ
クタに検出用巻線を設け、検出用巻線に電圧が誘起され
ないとインダクタが飽和したと判定し、制御回路からス
イッチ素子をオンにする信号が発生している期間にイン
ダクタが飽和したと判定されるとスイッチ素子のオン期
間を減少させる方向に制御するので、車載用であって前
照灯用の電源などとして用いるような温度条件が過酷に
なる用途であっても、インダクタが飽和するとスイッチ
素子のオン期間を減少させる方向に制御することによっ
てインダクタに蓄積されるエネルギーを減少させること
ができ、結果的にインダクタの飽和によるインダクタの
過熱やスイッチ素子などの破損を防止することができる
という利点を有する。また、保護回路によってインダク
タの飽和を防止していることにより設計仕様よりも高温
になる環境下でも回路に異常を与えないから、高温環境
を考慮した設計をする必要がなく、インダクタに常温で
使用する程度の小形のものを用いることができるという
効果があり、しかも、インダクタの飽和を検出する手段
として主電流の流れる電路に抵抗を用いていないから、
抵抗による損失がなく高効率になるという効果を奏する
のである。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示すブロック図である。

【図２】実施例１を示す回路図である。

【図３】実施例１の動作説明図である。

【図４】実施例２を示す回路図である。

【図５】実施例３を示す回路図である。

【図６】実施例３の動作説明図である。

【図７】従来例を示す回路図である。

【図８】従来例の動作説明図である。

【図９】インダクタに流れる電流波形を示す図である。

【図１０】周囲温度とインダクタの飽和磁束密度との関
係を示す図である。

【符号の説明】

１主回路２検出回路３制御回路４保護回路５負荷Ｅ直流電源Ｌ₁インダクタｎｄ検出用巻線Ｑ₁スイッチ素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交互にオン・オフを繰り返すスイッチ素
子およびスイッチ素子のオン・オフに伴って通電される
巻線を有したインダクタを備える主回路と、主回路の出
力電圧を検出して出力電圧の変化を減少させる方向にス
イッチ素子のオン期間を制御する制御回路と、制御回路
からスイッチ素子をオンにする信号が発生する期間にイ
ンダクタの飽和を検出するとスイッチ素子のオン期間を
減少させる方向に制御する保護回路とを備え、インダク
タは上記巻線に電磁結合された検出用巻線を備え、保護
回路は検出用巻線に電圧が誘起されないとインダクタが
飽和したと判定することを特徴とする電源装置。