JPH0627234A - 二次レーダによって受信されるパルスの混信を検出するための方法及び装置 - Google Patents

二次レーダによって受信されるパルスの混信を検出するための方法及び装置

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JPH0627234A
JPH0627234A JP5073665A JP7366593A JPH0627234A JP H0627234 A JPH0627234 A JP H0627234A JP 5073665 A JP5073665 A JP 5073665A JP 7366593 A JP7366593 A JP 7366593A JP H0627234 A JPH0627234 A JP H0627234A
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pulse
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pulse signal
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JP5073665A
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Philippe Billaud
フイリツプ・ビロー
Volder Claude De
クロード・ドウ・ボルデール
Michel Wybierala
ミシエル・ウイビエララ
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Thales SA
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Thomson CSF SA
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/76—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted
    • G01S13/78—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted discriminating between different kinds of targets, e.g. IFF-radar, i.e. identification of friend or foe
    • G01S13/781—Secondary Surveillance Radar [SSR] in general
    • G01S13/784—Coders or decoders therefor; Degarbling systems; Defruiting systems

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Abstract

(57)【要約】 【目的】 二次レーダによって受信されるパルスの混信
の改善された検出方法を提供する。 【構成】 合計チャネルと対数増幅器とから来る信号 L
ogΣ(t) が、第１のサンプリング回路31に加えられ、こ
のサンプリング回路31の出力が、記憶装置33の主入力と
減算器35の負入力とに結合される。記憶装置33の出力が
減算器35の正入力に接続される。サンプリング回路31
は、パルス LogΣ(t) 内で複数の時点で振幅をサンプリ
ングすることを可能にする。サンプリングされた値は、
例えば記憶装置33によって記憶される。減算器35は、記
憶装置33によって記憶されたサンプル値と、サンプリン
グ回路31の出力の値との間の差によって、パルス LogΣ
(t) 内のリップルの存在を検出することを可能にする。
このために、減算器35の出力は、受信パルスに勾配と安
定状態とを発生させるための第１の回路38に接続され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二次レーダ(secondary
rador) によって受信されるパルスの混信の検出のため
の方法及び装置に係わる。本発明は、特に、複数の航空
機からのパルス応答を同時に受信する二次レーダに適用
可能である。
【０００２】
【従来の技術】航空路がますます密集した状態になる現
状において、地上の二次レーダに向けて航空機のトラン
スポンダによって送り出されるパルスが、混信するよう
になり、パルス混信(pulse-garbling)現象を発生させて
いる。こうした混信現象は二次レーダの受信／処理回路
内に誤りコードを発生させ、例えば航空機の識別又は航
空機位置の識別を不可能にし、それによって航空交通上
の安全性に対して重大な結果をもたらす。
【０００３】航空機によって送り出される二次応答パル
スの存在は、一般的には、量子化信号ＱΣのレベルで表
され、その量子化信号の高レベル状態が、二次レーダの
アンテナの合計（ＳＵＭ）チャネルΣによって受信され
る信号の中間振幅の通過を示す。一方では、応答を検出
するために、特に、20.3μs の時間間隔によって隔てら
れ且つその応答を両側から挟む、２つの既知の標準化さ
れたパルスを検出するために、他方では、一連のパルス
の形を有する応答のコードを検出するために、二次レー
ダによって行われる処理は、このタイプの情報だけを使
用する。従って、二次処理演算全体は、1.45μs の倍数
である標準化されたピッチによって互いに隔てられた、
450 nsに等しい標準化された持続時間を有するパルス中
に含まれる、高周波数電力の存在のみを使用する。各々
のパルスは２進情報要素を搬送する。従って、その電力
が、基準パルスF1又はF2によって決定される特定の閾値
を越える場合には、その情報要素は、例えば「１」に等
しいであろうし、その閾値を越えない場合には、その情
報要素は「０」に等しいであろう。一般的に、航空機の
トランスポンダによって送り出される電力は、受信側に
おいて所謂「中間周波数」（典型的には約60 MHz）の範
囲内に変換され、その後で、受信される電力の大きなダ
イナミックレンジの吸収と例えば処理回路の飽和の防止
とを特に目的とする対数リミッタ増幅器を通して検出さ
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目標は、特
に、使用される電力のレベルに関する制約を取り除くこ
とによって、上記の欠点を克服することである。
【０００５】同じ１つの二次レーダによって受信される
２つのパルスの間に混信が生じる時に、従来技術の解析
方法、特に、信号ＱΣの電力を解析するために使用され
るシステムは、これら２つのパルスの間の電力差が例え
ば 6 dB よりも小さい時、即ち、一方のパルスの電力が
他方のパルスの電力の２倍未満である時には、２つの入
り混じった（従って混信した）パルスが存在することを
示さない。この場合には、それら２つの混信パルスの持
続時間と位置に関する検出エラーが発生させられる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目標を実現するため
に、本発明は、受信パルスに同期した電力パルス信号と
差分測定パルス信号とを得ることを可能にする単パルス
受信アンテナを有する二次受信レーダによって受信され
たパルスの混信を検出する方法を目的とし、前記方法
は、電力パルス信号上に重畳されたリップルと差分測定
パルス信号上に重畳されたリップルとを同時に検出する
ことにあり、少なくとも２つの混信したパルスの存在
が、前記電力パルス信号と前記差分測定パルス信号の少
なくとも一方の信号上のリップルの存在によって検出さ
れる。
【０００７】本発明の別の目的は、上記方法の実行のた
めの装置である。
【０００８】本発明の主な利点は、電力レベルに無関係
に、又は、トランスポンダの相互間の方位角の差に無関
係に、混信パルスの受信を検出するために本発明が使用
されることが可能であるということと、本発明の実行が
容易であるということと、本発明が経済的であるという
ことである。
【０００９】本発明の他の特徴と利点とが、添付図面を
参照して行われる以下の説明から、明らかになるであろ
う。
【００１０】
【実施例】図1aは、二次レーダの受信回路によって、特
にその二次レーダの単パルスアンテナの合計チャネルΣ
によって受信される、標準パルス１の電力レベルを示
す。直線２、３は、パルス１中に含まれる電力の半分の
値を示す。対数データで表現すると、下方の直線３によ
って示される電力レベルは、上方の直線２によって示さ
れる最大電力レベルに比較して6dB だけ低い。一般的に
ＱΣで示される曲線４は、受信パルス１の振幅の半分の
振幅（即ち、その最大電力レベルよりも6dB 低いレベ
ル）の検出の信号を表す。
【００１１】図1bは、例えば２つの別々の航空機によっ
て送り出された２つのパルス５、６が混合し（従って混
信し）二次レーダの受信回路の入力に複合信号を与える
混信の例を示す。２つのパルス５、６の間の電力差が例
えば6dB より低い場合は、受信信号の半分の電力を検出
する信号７によっては、これらの２つのパルス５、６は
区別されない。
【００１２】二次レーダで使用される受信アンテナは一
般的に単パルスアンテナであり、従って、合計チャネル
Σと差チャネルΔとを含む。チャネルΣは主として、航
空機のトランスポンダによって送り出される信号の電力
を受信するために、従って、この信号に含まれる応答及
びコードを検出するために使用される。チャネルΔは、
二次レーダのアンテナの軸線に対する航空機のずれによ
って決定される、「チャネルΔによって受信された信
号」対「チャネルΣによって受信された信号」の比率で
ある電圧を発生させるために、チャネルΣと共に使用さ
れる。従って、この電圧は、目標の方位角を正確に測定
するために使用される。
【００１３】図２は、２つの航空機A1、A2のトランスポ
ンダが応答信号S1、S2をレーダ21のアンテナ22に向けて
送り出す場合を示している。例えば、航空機A1が、電力
P1と周波数F1と位相Φ1 とを有する信号S1を与え、同様
に、航空機A2は、電力P2と周波数F2と位相Φ2 とを有す
る信号S2を与える。
【００１４】周波数F1、F2は一般的に、1090MHz の周波
数を中心にした6MHz帯域内に含まれる。二次レーダの受
信回路では、これらの周波数が、中間周波数として知ら
れる周波数（例えば60MHz ）の範囲に変換される。中間
周波数に変換された信号が、例えば、当業者に公知の方
法で対数増幅器の入力に加えられる。混信の場合には、
これらの対数増幅器の入力における信号は複合信号であ
り、次式によって記述されることが可能である。
【００１５】 s(t) = W1 Cos (2πF1t + φ1) + W2 Cos (2πF2t + φ 2) (1) 上式中で、W1及びW2は、二次レーダの受信アンテナの合
計チャネルΣ上に受信されるエネルギーを反映する。W1
とW2は、信号S1、S2の電力値P1、P2と、航空機A1、A2の
方位角θ1 、θ2 とを考慮に入れる。
【００１６】複合信号s(t)の処理のためのチャネルは、
例えば、その出力に混合器を含み、複合信号をその当初
の周波数帯域に戻す。この混合器は、パルス化された信
号 LogΣ(t) を送り出す。本出願人の計算と実験が、こ
の信号の振幅が次のように記述されることが可能である
ことを示している。
【００１７】 Φ1 = Φ2 = Φである時に、振幅 LogΣ(t) = (W1 2 + W2 2 ）Cos φ/2 + W1 W2 CosφCos (2π (F1-F2)t) (2) 位相Φ1 、Φ2 がどんなものであろうと、この関係(2)
は、処理チャネルの出力において得られる信号の適切な
近似値を与える。受信信号の電力を反映する直流成分と
は別に、周波数F1−F2におけるビートが現れる。特に処
理回路の非直線性の故に、及び、混合器の相互変調の積
が次数「１」に限定されないが故に、このビートは実際
にはシヌソイドではない。それにも係わらず、そのビー
トが、純粋なシヌソイドではなく、直流成分上に重畳さ
れた交流信号を形成する場合には、そのビートは、特定
の場合に（例えば、２つの信号S1、S2の間の電力差が大
きく、例えば10dB台である場合に）、実際上の混信現象
の適切な表現となる。この電力差は、電力信号Log Σ
(t) 上の3dB のピーク−ピークのリップルによって表さ
れる。
【００１８】電力を表示する合計チャネルΣの信号Log
Σ(t) を使用する代わりに、本発明によって、「差チャ
ネルΔから来る信号」対「合計チャネルΣから来る信
号」の比率である、当業者に公知な「Δ／Σ(t) 」と記
述される差分測定信号を使用することが可能である。混
信時には、更に、周波数F1−F2におけるビート成分もΔ
／Σ(t) の式の中に現れるが、この場合には、そのビー
トの振幅を確定することは困難である。この振幅は、合
計チャネルΣと差チャネルΔとに受けられた電力値と、
受信回路（特にリミッタ）の作用と、その２つの航空機
の方位角θ1 、θ2 の間の差に応じて決まる。
【００１９】従って、本発明によって、二次レーダによ
って受信されるパルスの混信を検出するために、信号 L
ogΣ(t) と信号Δ／Σ(t) の両方を使用することが可能
であることが明らかである。信号 LogΣ(t) の処理の場
合には、この信号上に観察されるリップルは、合計チャ
ネルΣによって受信される２つの信号が同一の電力と互
いに相違した周波数F1、F2とを有するが故に、より一層
大きい。従って、例えば２つの航空機A1、A2によって送
られる応答信号S1、S2が概ね等しいエネルギーバランス
を有する場合と、その他のパラメタとは無関係に応答信
号S1、S2の周波数の差が大きい場合には、振幅の変動を
検出する信号 LogΣ(t) の形状解析が有効である。同様
に、２つの航空機A1、A2の応答信号S1、S2が異なったエ
ネルギーバランスを有する場合と、これら２つの航空機
の方位角θ1 、θ2 の間の差が大きいのと同様に応答信
号S1、S2の周波数の差が大きい場合には、振幅の変動を
検出する信号Δ／Σ(t) の形状解析が特に効率的である
ということが明らかである。
【００２０】従って、本発明による方法は、パルス信号
LogΣ(t) とパルス信号Δ／Σ(t)を次のように解析す
ることにあり、これらのパルス信号上のリップルの出現
は、その二次レーダによって受信される少なくとも２つ
のパルスの存在を示す。リップルが存在しないことは、
１つのパルスだけが受信されていることを意味する。パ
ルス LogΣ(t) とパルスΔ／Σ(t) との中のリップルの
検出は、例えば、これらのリップルのサンプリングによ
って行われる。そのパルスの中から複数のサンプルが採
取される時に、サンプル値の安定状態又は収束を特定の
変動幅の範囲内に見い出すことが不可能であるという事
実、言い換えれば、同一のサンプル値が再現されないと
いう事実が、リップルの存在を示し、従って、少なくと
も２つの混信した受信信号の存在を示す。パルス信号 L
ogΣ(t) 、Δ／Σ(t) は、その受信パルスと同期してい
る。
【００２１】図３は、本発明による方法を実行するため
の装置の１つの実施例のブロック図を示す。合計チャネ
ルと対数増幅器とから来る信号 LogΣ(t) が、第１のサ
ンプリング回路31に加えられ、このサンプリング回路31
の出力が、記憶装置33の主入力と減算器35の負入力とに
結合される。記憶装置33の出力が減算器35の正入力に接
続される。サンプリング回路31は、パルス LogΣ(t) 内
で複数の時点で振幅をサンプリングすることを可能にす
る。サンプリングされた値は、例えば記憶装置33によっ
て記憶される。減算器35は、記憶装置33によって記憶さ
れたサンプル値と、サンプリング回路31の出力の値との
間の差によって、パルス LogΣ(t) 内のリップルの存在
を検出することを可能にする。このために、減算器35の
出力は、受信パルスに勾配と安定状態とを発生させるた
めの第１の回路38に接続される。この勾配及び安定状態
の発生は、減算器35から受け取ったサンプルの振幅と、
例えば、閾値表を含む記憶装置37から与えられる閾値情
報との間の差によって決定され、この記憶装置37は、勾
配と安定状態とを発生させるための第１の回路38と、第
１の記憶装置33の出力とに接続されている。
【００２２】電力信号 LogΣ(t) と同様に、二次レーダ
の合計チャネルと差チャネルとから来る差分測定信号Δ
／Σ(t) が、第２のサンプリング回路32に与えられ、こ
の第２のサンプリング回路32の出力は、第２の記憶装置
34と第２の減算器36の負入力とに接続される。第２の記
憶装置34の出力は、第２の減算器36の正入力に接続され
る。第２の減算器36の出力は、受信パルスに勾配と安定
状態とを発生させるための第２の回路39に接続され、こ
の第２の回路39は、更に、閾値表を含む記憶装置37に接
続される。受信パルスにおける勾配及び安定状態の発生
は、第２の減算器36から受け取ったサンプルと、記憶装
置37内に含まれる閾値情報との間の差によって決定され
る。勾配と安定状態とを発生させるための回路38、39の
出力に接続された順序付け及び形状解析回路40が、信号
ＱΣによって制御される。信号ＱΣの持続時間の間は、
この回路40は、例えば３つの論理信号LE、CLZ 、PGF を
生じさせるために、回路40がそれに接続された回路38、
39から来る勾配と安定状態とに関する一連の信号を使用
する。
【００２３】信号LEは、例えば、約50nsに等しい幅を有
するパルスであってよい。信号LEは、特に受信パルスの
リーディングエッジを決定することが可能である。２つ
の受信パルスの間の完全な混信の場合に、順序付け及び
形状解析回路40は、例えば、信号ＱΣのリーディングエ
ッジ上に２つの連続した信号LEを発生させることが可能
である。
【００２４】信号CLZ は、受信パルス中の安定状態の存
在を示すことが可能である。混信時には、パルス LogΣ
又はパルスΔ／Σに値を割り当てることが不可能である
ということを示すために、信号CLZ が例えば状態「０」
に変化することが可能である。
【００２５】２つの受信パルスの間の部分的な混信の場
合には、例えば、第１の受信パルスの位置を示すため
に、第１の信号LEが信号ＱΣのリーディングエッジ上に
生成され、それに続いて、第２の信号LEが、順序付け及
び形状解析回路40による勾配の変化の検出の後に生成さ
れることが可能である。勾配と安定状態とを発生させる
ための回路38、39から勾配が発生され、これらの勾配の
うちの一方の変化が、第２の受信パルスの存在を示し、
その変化の開始がこの第２のパルスの位置を示す。混信
が無い時には、信号CLZ は例えば状態「１」になり、混
信が出現するや否や、即ち、第２のパルスが存在する時
に、信号CLZ は状態「０」になる。
【００２６】信号PGF は、完全な混信があるかどうか、
即ち、２つの受信パルスが完全に重なり合っているかど
うかを示す。信号PGF は、信号LEと信号CLZ とに含まれ
る情報要素を組み合わせる。例えば、信号PGF = 1 は完
全な混信の存在を示すことが可能であり、PGF = 0 は、
混信が部分的であるということ、又は、混信が無いとい
うことを示すことが可能である。
【００２７】図４は、信号パルス LogΣ(t) 内でのサン
プリングを説明する。リップルの場合には、サンプル８
の振幅は、例えば閾値表37によって決定される一定の変
動幅の中に収束しない。そのサンプリング原理は信号Δ
／Σ(t) の場合と同じである。
【００２８】受信パルス上に重畳された波の検出を使用
する本発明による方法の効率は、特に、応答信号を送り
出す航空機のトランスポンダの相互間の周波数差に結び
付けられるが、この周波数差は十分に大きい（例えば約
１MHz よりも大きい）ことが必要である。しかし、信号
LogΣ(t) 及び信号Δ／Σ(t) の処理のための演算が、
トランスポンダの電力に応じて又はトランスポンダの方
位角の差に応じて相補的であるが故に、本発明の方法に
よって取り扱われる事例は数多くあり、それによって得
られる効率は十分に高いものであり、どんな場合でも従
来技術の方法の効率より著しく高い。
【００２９】更に、本発明は、例えば、トランスポンダ
のアドレス指定が選択的であるが、その選択が混信の出
現を防止しないモードＳ形の応答抽出回路用途に、使用
することが可能である。更に一般的には、本発明は、混
信した信号を受信することが可能な抽出システムの全て
に応用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】標準受信パルスを示す説明図である。
【図１ｂ】２つの受信パルスの混信を示す説明図であ
る。
【図２】２つのトランスポンダが同じ１つのレーダに向
けて応答信号を送り出す事例を示す説明図である。
【図３】本発明による方法の実行のための装置の実施例
のブロック図である。
【図４】パルスのサンプリングの実施可能な原理を示す
説明図である。
【符号の説明】
A1、A2 航空機 F1、F2 周波数 S1、S2 応答信号 21 レーダ 22 アンテナ 31 第１のサンプリング回路 32 第２のサンプリング回路 33 第１の記憶装置 34 第２の記憶装置 35 第１の減算器 36 第２の減算器 37 閾値表を含む記憶装置 38 勾配と安定状態とを発生させるための第１の回路 39 勾配と安定状態とを発生させるための第２の回路 40 順序付け及び形状解析回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クロード・ドウ・ボルデール フランス国、78160・オフアルジ、レ・カ リエール、シユマン・ドウ・ラ・ルトウニ ユ、21 (72)発明者 ミシエル・ウイビエララ フランス国、78000・ベルサイユ、リユ・ ジルベール・ドウ・ギンゴ、２

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信パルスに同期した電力パルス信号と
    差分測定パルス信号とを得ることを可能にする単パルス
    受信アンテナを有する二次受信レーダによって受信され
    たパルスの混信を検出する方法であって、前記方法が、
    前記電力パルス信号上に重畳されたリップルと前記差分
    測定パル信号上に重畳されたリップルとを同時に検出す
    ることにあり、少なくとも２つの混信したパルスの存在
    が、前記電力パルス信号及び前記差分測定パルス信号の
    少なくとも一方の信号上のリップルの存在によって検出
    されることを特徴とするパルスの混信検出方法。
  2. 【請求項２】 前記電力パルス信号の振幅と前記差分測
    定パルス信号の振幅とが、これらの信号のパルス内の複
    数の時点でサンプリングされ、少なくとも２つの混信パ
    ルスの混信が、一定の変動幅の中への振幅サンプルの収
    束が無いことによって検出されることを特徴とする請求
    項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記変動幅が調節可能であることを特徴
    とする請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記電力パルス信号及び前記差分測定パ
    ルス信号のサンプリングが、受信パルスの検出信号によ
    って起動されることを特徴とする請求項２に記載の方
    法。
  5. 【請求項５】 前記検出信号が、その受信パルスの最大
    振幅の半分の振幅の受信パルスの検出を可能にすること
    を特徴とする請求項４に記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記振幅サンプルが記憶されることを特
    徴とする請求項２に記載の方法。
  7. 【請求項７】 請求項１から６のいずれかに記載の方法
    を実行するための装置であって、 前記電力パルス信号に接続された入力と第１の記憶装置
    の主入力と第１の減算器の負入力とに接続された出力と
    を有する第１のサンプリング回路と、 その入力が前記第１の減算器の出力に接続されており勾
    配と安定状態を発生させるための第１の回路と、 前記差分測定パルス信号に接続された入力と第２の記憶
    装置の主入力と第２の減算器の負入力とに接続された出
    力とを有する第２のサンプリング回路と、 その入力が前記第２の減算器の出力に接続されており勾
    配と安定状態とを発生させるための第２の回路と、 前記勾配と安定状態とを発生させるための第１の回路に
    接続された第１の入力と、前記勾配と安定状態とを発生
    させるための第２の回路に接続された第２の入力と前記
    検出信号に接続された第３の入力とを有する順序付け及
    び形状解析回路と、 その入力が前記第１の記憶装置に接続されており、その
    出力が前記勾配と安定状態とを発生させるための第１の
    回路及び前記勾配と安定状態とを発生させるための第２
    の回路に接続されている閾値表を含む記憶装置とを有
    し、 前記第１のサンプリング回路の制御入力及び前記第１の
    記憶装置の制御入力が前記検出信号を受け取り、前記第
    １の記憶装置の出力が前記減算器の正入力に接続され、
    前記第２のサンプリング回路の制御入力及び前記第２の
    記憶装置の制御入力が前記検出信号を受け取り、前記第
    ２の記憶装置の出力が前記減算器の正入力に接続されて
    いることを特徴とするパルスの混信検出装置。
JP5073665A 1992-03-31 1993-03-31 二次レーダによって受信されるパルスの混信を検出するための方法及び装置 Pending JPH0627234A (ja)

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FR9203868A FR2689250B1 (fr) 1992-03-31 1992-03-31 Procede et dispositif de detection de melanges d'impulsions recues par un radar secondaire.
FR9203868 1992-03-31

Publications (1)

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JPH0627234A true JPH0627234A (ja) 1994-02-04

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ID=9428271

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US (1) US5341139A (ja)
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