JPH06296171A - 広帯域伝送システム - Google Patents

広帯域伝送システム

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JPH06296171A
JPH06296171A JP5289594A JP28959493A JPH06296171A JP H06296171 A JPH06296171 A JP H06296171A JP 5289594 A JP5289594 A JP 5289594A JP 28959493 A JP28959493 A JP 28959493A JP H06296171 A JPH06296171 A JP H06296171A
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JP5289594A
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Ralph W Schoolcraft
ダブリュー スクールクラフト ラルフ
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Magnavox Electronic Systems Co
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、多重パスの状況下で、信号の品質
と連続性に関する性能が改善される伝送方法と、送信器
と受信器を含む小型で携帯の容易な上記の性能が改善さ
れた装置の提供を目的とする。 【構成】 本発明による疑似雑音（ＰＮ）の相関と復調
の方法及び装置は、受信された信号が局部的に発生され
たＰＮ符号によって相関され、相関の測定値は可能性の
ある多重パスを介して受信される信号に対応する多重の
時間的な格納場所に保持される。本発明の方法及び装置
は、データ復調を制御するために一つ又は少数の重要な
相関の測定値を選ぶ代わりに、多重の時間的な格納場所
に亘ってデータ復調を行ない、次に重要な相関の測定値
に対応するデータ値を選び、相関時に決定される関連す
る強度に応じて重み付けをし、選ばれたデータ値を結合
する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、疑似雑音（ＰＮ）変調
信号を伝送チャネルに供給する送信器と、疑似雑音変調
信号をチャネルから受信し、受信された信号のディジタ
ル化されたサンプルを局部的に発生された疑似雑音符号
シーケンスに相関させる相関手段から成る受信器により
構成される伝送システムに関する。
【０００２】本発明は、かかる伝送システムにおいて利
用する受信器にも係る。
【０００３】
【従来の技術】上述の伝送システムは、“移動無線通信
(Mobile Radio Communications) ”、レイモンド−ステ
ィール(Raymond Steele)著、ペンテックプレス(Pentech
Press) 出版 ロンドン発行、ページ44-51 により知ら
れる。通信用ディジタル変調技術は、一定の振幅の搬送
波信号がデータ信号の２進の状態変化を示すように選択
的に位相反転される位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を
含め一般に知られている。４相位相シフトキーイング
（ＱＰＳＫ）において、変調搬送波は、データのビット
の対により決められる４つの位相状態の何れかの状態を
とり得る。
【０００４】安全性と他の理由から、変調搬送波の信号
は、スペクトラム拡散変調もされ得る。スペクトラム拡
散信号は、その名が示す如く、広い帯域幅にわたって拡
散し、比較的に盗聴と妨害の影響を受け難い。この方法
は、所望のスペクトル拡散を得るために疑似ランダム
（ＰＮ）符号シーケンスを利用する。ＰＮシーケンス
は、多数の巡回の後に再現する２値のシーケンスであ
る。シーケンス中の２進数は本当のランダムではない
が、シーケンスの繰り返し周期が十分に長い場合、この
スペクトルはランダム電磁雑音の特性の多くを受け継
ぐ。データ伝送の場合、ＰＮ変調は、データのＰＳＫ変
調をＰＮ符号上に得るための排他的論理和ゲートに単に
データの流れとＰＮ符号シーケンスを通過させるだけで
実行される。データのビットは、ＰＮ符号の論理的
“１”ビットの有無に依存して反転されるか、又は、反
転されないかのいずれかである。データの符号化レート
は、典型的には、ＰＮ符号化レート（ＰＮ“チップ”レ
ートと呼ぶ）と比較すると何倍も遅い。得られるディジ
タルデータの流れは、より遅いデータ符号の流れにより
変調されるＰＮ符号である。本発明は、この一般的な形
のシステムに係り、特に、送信器と受信器との間に多重
伝送パスを設け得るシステムに関する。
【０００５】ＰＮ変調を受ける受信及び変調信号は、同
じＰＮ符号シーケンスが受信器において生成され、デー
タ変調を得るために受信された信号に相関させられる必
要を有する。相関方法の一つの形は、受信された信号を
局部的に発生されたＰＮ符号と比較するディジタル整合
フィルタを利用する。ディジタルフィルタは、同相
（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信号を発生し、そこから、
（ＤＰＳＫ復調器のような）ディジタル復調器はデータ
の値を抽出し得る。ディジタル整合フィルタのもう一つ
の機能は相関の測定値を発生し、そこから、同期（ｓｙ
ｎｃ）信号が発生され、受信されたデータ信号の多重パ
ス成分を処理するために利用されることである。ＰＮ変
調データ伝送の特徴をよりよく理解するためには、更な
る背景の説明が必要である。
【０００６】受信アンテナが様々なパスを介して非同期
的に到達する信号を検出する時、種々の無線周波数通信
システムにおいて多重パス成分が発生する。多重伝送パ
スは、例えば、大気の影響、建物又は地形からの反射な
どの様々な場合に起こり得る。何れの場合においても、
送信された信号は、強度の異なる多重の受信信号を発生
させる。従来的には、多重パスの誤りは、最も強い信号
強度を有する一又は二つの相関の測定値を選び、これら
の測定値だけをデータ復調が完了する次の信号処理の間
に利用することによって分解される。例えば、あるＰＮ
相関器は、多重パスの誤りから生ずる多重相関の出力ピ
ークを発生するのに足る数マイクロ秒に亘る出力を生じ
得る。典型的には、単一の相関ピーク値が適度に多数の
符号に亘り積分する同期検出器で検出され、検出された
相関ピークに関連する時点がデータ復調器への入力を制
御するために利用される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】多重パスの誤りを含む
伝送は、特に、送信器又は受信器が動く場合、その両方
が動く場合、又は多重パスの反射源が動く場合に、多重
パスの条件が時間と共にすぐに変化することを実用上の
特徴とする。したがって、時間的にある瞬間に受信器に
おいて最大の信号強度を与えるパスは、次の瞬間には衰
えるか、或いは、消失して、信号強度の異なる他の信号
パスが置きかわる。この結果、従来の伝送システムの性
能は劣化させられる。
【０００８】本発明は、従来の伝送システムに対して改
善された性能を有する上記による伝送システムを提供す
ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明によ
る伝送システムは、受信器は複数の一連の時間的な格納
場所に亘って相関の測定値を得る手段と、時間的な格納
場所のすべてに関係する可能性のあるベースバンドデー
タを得るために受信された信号を復調する復調手段と、
利用可能なベースバンドデータの成分を関連する信号強
度に比例して結合する信号結合手段とから成ることを特
徴とする。
【００１０】本発明による伝送システムにおいて、入力
信号の自己相関関数が決定され、多重パスの成分に関連
するこの自己相関関数のピークが特定される。特定され
た多重パスの成分に対応する復調された信号が結合化ベ
ースバンド信号を得るために結合される。得られた多重
パスの信号成分の同時の利用は、信号品質の全般を改善
し、動的な多重パス伝送媒体において連続的なデータ受
信を実現する。
【００１１】本発明の更なる面により、受信された信号
から得られるデータ符号は、データ符号化レートで状態
を変え得、受信された信号の各々はデータ符号間隔の間
持続する。相関段階は、受信された信号の順次のセグメ
ントに作用し、各データ符号間隔に整数個のセグメント
がある。さらに詳細には、相関段階は、信号セグメント
に関係する多重の時間的な格納場所に亘って相関の測定
値の第１の組を得るために、局部的に発生されたＰＮ符
号の第１セグメントを受信された信号の固定されないセ
グメントに相関させ、第１の組と同様な相関の測定値の
多重の組を得るために、局部的に発生されたＰＮ符号の
順次の次のセグメントを受信された信号の順次の固定さ
れないセグメントに相関させ、各データ符号間隔のすべ
てのセグメントに亘って第１と順次の組の相関の測定値
を積分することを含む。かくして、各データ符号間隔に
ついて、相関処理は、符号間隔のすべてのセグメントに
亘って積分される１組の相関の測定値、例えば、６４の
測定値を与える。本発明の目下望ましい実施例におい
て、各符号間隔には６４のセグメントがあるが、これは
重要な限定ではない。
【００１２】多重相関の測定値は、各符号時間間隔につ
いてコヒーレントに積分された多重相関の測定値を得る
ために、順次の時間的セグメントに亘って取り出され、
すべてのデータ符号時間間隔に亘り積分され得る。本発
明の更なる重要な面は、データ復調はすべての時間的な
“格納場所”に関して行われ、したがって、得られる多
重パス信号の成分は、相関の測定値内のピーク到来の数
に基づいて選ばれる。選ばれた多重パス成分のデータ値
は、次に、信号強度にしたがって重み付けをされて結合
される。
【００１３】本発明の開示された実施例において、相関
段階は、各データ符号間隔に相関の測定値から同相
（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号の組を発生し、各データ符
号間隔にＩ信号及びＱ信号から（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）に略比例
する相関強度信号の組を発生する段階とから更に成る。
本発明の方法は、相関の測定値のピークに関係する同期
信号を発生するために、選択された数のデータ符号間隔
に亘り相関強度信号を積分し、積分された相関強度信号
からピークを検出し、検出されたピークから多重パス成
分に関する到来の数と関連のある同期信号を発生する手
段から更に成る。
【００１４】本発明の望ましい実施例において、受信さ
れた信号を復調する段階は、各データ符号間隔に得られ
るＩ信号及びＱ信号から多重パス成分の到来の数に関連
する多重データ値の抽出を含む。更に、関連する信号強
度に比例して利用可能なベースバンドデータ成分を結合
する段階は、発生された同期信号に制御下の多重データ
値中の選ばれたデータ値の累積を含み、これにより、選
ばれた多重データ値は重要な相関の測定値に時間的に対
応する場合にだけ累積される。
【００１５】受信器の機能を実現するこの方法の多くの
面は、サイズとコストを好適に削減し得る望ましい実装
の簡単化に寄与する。これらの面の一つは、（Ｉ2 ＋Ｑ
2 ）に略比例する相関強度信号の組を発生する段階を含
む。本発明の望ましい実施例において、この段階は、Ｉ
信号及びＱ信号の正負に無関係な強度の決定と、Ｉ信号
及びＱ信号の強度の加算を含む。
【００１６】
【作用】上記により、本発明はＰＮ変調を利用するディ
ジタル通信の分野における重要な進歩を示すことが認め
られる。特に、本発明は多重パス伝送を取り扱うための
新規な技術を提供し、ここで、相関の測定値は多重の時
間的な格納場所に亘って保持され、データ復調も多重の
時間的な格納場所に亘って行われ、関連する多重パスの
信号強度によって濾波され結合されるのに都合の良い多
重データ値を与える。本発明の他の面と利点は、添付図
面と共に、以下の更に詳細な説明により明らかになる。
【００１７】
【実施例】例示を目的とした図面に示すように、本発明
は疑似雑音（ＰＮ）変調を利用するデータの送信及び受
信の改善に係る。ＰＮ変調は、伝送された信号のスペク
トルを広い帯域幅に拡散するデータ伝送で利用されてい
る。信号のスペクトラム拡散は、盗聴と、偶然又は故意
の妨害から信号を一層保護する。ＰＮ変調は、設計上の
妥協がなされない限り、受信器に必要である復調装置が
複雑化し、巨大化する欠点を有する。かかる妥協の一つ
は、多重パス信号を扱う方法に関する。多重パスの伝送
は僅かずつ異なる時点で受信器に到達し、ＰＮ復調は、
ＰＮ復調とデータ変調の処理を通じて可能性のあるすべ
ての信号パスが想定される場合、複雑な回路を必要とす
る。典型的には、受信されたＰＮ信号は局部的に発生さ
れたＰＮ符号シーケンスに相関させられ、多重相関のピ
ークが検出される場合は、最大の強度がデータ復調で利
用するための時間的基準として選ばれる。この処理は、
受信器回路の複雑化を低減させるが、選ばれた相関のピ
ークが別の伝送パスから生ずる他のピークに置き換えら
れた場合のデータ損失の可能性を含む。
【００１８】図１及び図２は、位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）データ変調と４相位相シフトキーイング（Ｑ
ＰＳＫ）ＰＮ変調を利用する送信器及び受信器の夫々を
示す。これらの図面の機能ブロックは、本発明の説明と
従来技術の多数の送信器及び受信器の説明の両方に不足
のないように一般的に示される。送信器（図１に示す）
は、ライン１０を介して受信されたデータの流れをアン
テナ１２からの送信用に変調された無線周波数（ｒｆ）
信号に変換する機能を有する。データ信号は、低速なＰ
Ｎ符号化を付加されうるバッファ１４に入力されるよう
に示されるが、これは、本発明と直接には関連しない。
低速なＰＮ符号化は、受信器における信号の取得を容易
にするために利用されるが、受信器についての以下の説
明では取得後を想定する。データは次に、２種類の変調
が行われる４相変調器１６に入る。水晶発振器２０によ
り駆動されるタイミング合成器１８は、送信される搬送
波信号を形成する局部発振器（ＬＯ）信号を発生する。
ＰＳＫデータ変調において、搬送波信号の位相はデータ
信号の状態に応じて変調され、２つの位相状態の中の一
方であると想定できる。変調器１６で行われるデータ変
調に加え、ＰＮ符号化器２２において発生される２つの
ＰＮ２進シーケンスの状態に応じて搬送波信号の位相を
変えることによってＱＰＳＫ ＰＮ変調が行われる。基
本的には、ＱＰＳＫ ＰＮ変調は、搬送波の位相が２つ
のＰＮ符号シーケンスの関数の４つの位相状態の何れか
になり得ることを意味する。本実施例の実装は、符号シ
ーケンスの一方が“チップ”間隔の２分の１だけ遅延さ
れるスタガ又はオフセットＱＰＳＫ（ＳＱＰＳＫ又はＯ
ＱＰＳＫと呼ばれる）を利用する。ＰＮ符号化レート
は、データレートよりも、例えば、５１２のようにかな
り大きな倍数で高速であり、そのため、ＰＮシーケンス
は、一つのデータ符号の出現中に５１２回変化する可能
性がある。ＰＮ符号のビットは、“チップ”と呼ばれ、
この例では、各符号時間間隔に対して５１２チップのＰ
Ｎ符号がある。
【００１９】データ変調とＰＮ変調がなされた搬送波信
号は、次に、周波数をアンテナ１２から送信するのに好
適な周波数に単に変えることを目的とするアップ／ダウ
ン変換器２４により処理される。電力増幅器２６もアッ
プ／ダウン変換器２４とアンテナ１２との間に挿入され
得る。電力増幅器２６は、ＰＮ符号化器２２とタイミン
グ合成器１８と共に、共通のライン２８により制御され
得る。音声データを含む応用には、制御ライン２８はマ
イクロホン（図示されず）の通話用押し形スイッチに接
続され得る。送信器は、タイミング合成器からクロック
信号を受信し、ＰＮ符号化器２２及び送信器の他の構成
部品のためのタイミング信号を発生するクロックカウン
タ３０も含み得る。ある形のデータは、他の処理機能を
必要とすることが認められる。例えば、音声データは変
調前にディジタル化されることを必要とする。しかし、
本発明は、ＰＮ変調を利用する如何なる形のディジタル
データ伝送にも適合する。
【００２０】受信器（図２に示す）も、アンテナ１
２’、水晶発振器２０’とタイミング合成器１８’を含
む。これらは対応する送信器の構成部品と独立して図示
されるが、実際的な実施例では、これらの構成部品は送
信機能と受信機能とにより共有され得ることが理解され
るであろう。同様に、受信器はクロックカウンタ３０’
とＰＮ符号化器２２’を含む。アンテナ１２’を介して
受信されるＰＮ変調された信号は、ブロック３２に示す
ように、最初にダウンコンバートされ、中間周波増幅を
うける。受信器のこの段からの出力信号は、受信された
信号の同相（Ｉ）成分及び直交（Ｑ）成分であり、余弦
信号サンプル及び正弦信号サンプルとも呼ばれる。これ
らの信号は依然としてアナログ形式で、ＰＮ符号化器２
２’から局部的に発生されるＡ符号及びＢ符号と呼ばれ
るＰＮ符号シーケンスも受信する５１２−チップ形の相
関器に入力される。この５１２−チップ形の相関器は２
つの形の出力：受信された信号のＩ成分サンプル及びＱ
成分サンプルを表わし、データ変調されたままの２つの
信号の形の出力と、受信された信号の瞬間の振幅を表わ
し、（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）に比例する振幅信号の形の出力を発
生する。後者の信号は、相関器３４により検出される相
関のピークの関連のある到来の数を示すタイミング信号
を発生する同期検出器３６に入力される。
【００２１】Ｉ信号及びＱ信号は、ＤＰＳＫ復調器３８
に入力される。受信された電磁ノイズに等価な値を幾ら
か含み得るＩ及びＱの順次の入力値に基づいて、復調器
３８はデータの流れを再生する。多重パス結合器におい
て、データ復調器３８から現れるデータの値が、同期検
出器３６により発生された同期信号によって濾波され
る。本発明以前の受信器では、同期検出器３６は、他の
多重パスの可能性を無視して、選択された単一の相関の
ピークに関連する同期信号を発生し、結合器４０は、む
しろ多重パス選択器と見做すのが適当である。何れの場
合も、選択されたデータ信号は、データライン４４を介
して送信されるまで、バッファ４２に格納される。
【００２２】上記の送信器の機能及び受信器の機能につ
いての一般的な説明により、殆どの通信システムでは、
受信された信号の取得と、受信された信号との同期に関
連する実際的な課題のあることが理解されるであろう。
これらの課題の従来の解決法は、局部的に発生されたＰ
Ｎ符号の相関に原理的に係る本発明の説明と、多重パス
信号が取り扱われる新規な方法の説明において採り上げ
られている。
【００２３】図３に５１２−チップ形相関器３４を一層
詳細に示す。最初に、正弦信号と余弦信号は、クロック
信号によりＰＮチップの２倍のレートで駆動され、６４
×１１形相関器５２及び５２’として参照される夫々の
相関器の入力用の２つのディジタルデータの流れを同じ
レートで発生するアナログからディジタルへの（Ａ／
Ｄ）変換器５０と５０’に入力される。
【００２４】本発明のこの実施例において、Ａ／Ｄ変換
器５０、５０’の出力の最上位ビットだけが相関器５
２、５２’で利用される。殆どの応用に関して、これは
適切であるが、周波数及び位相がサンプリング処理とコ
ヒーレントな妨害信号が存在する場合に劣化が起こり得
る。その場合、受信器が妨害を効果的に除去するための
サンプリングクロックの位相ディザリングのような従来
の方法を採用するか、又は、相関処理が最上位ビットだ
けではなく３又は４ビットのＡ／Ｄサンプルを含むよう
に“深く”行なわれること必要である。
【００２５】ライン５４を介して局部的に発生されたＰ
Ｎ符号の流れと、ライン５６上の符号クロックレート信
号と、ライン５７上のチップレートの２倍のクロックと
が、同じレートで相関器５２、５２’に入力される。図
４を参照してさらに詳細に説明するが、相関器５２は、
ＡｃｏｓθとＢｃｏｓθの夫々に比例する一対の信号を
発生し、ここに、Ａ及びＢは定数であり、θは位相角度
である。同様に、相関器５２’は、−ＡｃｏｓθとＢｃ
ｏｓθの夫々に比例する一対の信号を発生する。余弦成
分は、ライン６０上にＱに比例する出力信号を発生する
ための加算器回路５８に加算される。同様に、正弦成分
は、ライン６０’上にＩに比例する出力信号を発生する
ための加算器回路５８’に加算される。Ｉ2 ＋Ｑ2 に比
例する必要のある信号は、回路６２を利用してＱ成分の
強度が取り出され、回路６２’を利用してＩ成分の強度
が取り出されて、近似にしたがって発生され；次に、ラ
イン６６上に近似されたＩ2 ＋Ｑ2 信号を発生するため
の別の加算回路６４でこれらの２つの強度を結合する。
【００２６】従来技術の、コストを増大する、必要な出
力信号を計算する方法は、三角関数の恒等式ｓｉｎ2 θ
＋ｃｏｓ2 θ＝１に基づいているが、２つの信号の平方
回路を必要とする。これに対し、本発明の望ましい実施
例は、近似式｜ｓｉｎθ｜＋｜ｃｏｓθ｜≒１を利用す
る。正弦項と余弦項は、すでに利用し得るので、本提案
の実施例は２つの絶対値回路６２、６２’と加算器６４
だけを必要とする。その上、この近似は、この結果が次
に同期検出器３６で幾分質的な方法で利用されるのに十
分な精度を有する。以下に説明するように、同期検出器
は、この結果を多重のサンプル間隔に亘って積分し、事
前に選ばれた閾値と比較する。
【００２７】２つの６４×１１形相関器５２、５２’
は、同じ構造を有する。この相関器は、図４にその一つ
が示され、正弦サンプル又は余弦サンプルが直列にシフ
トされる第１の６４ビットシフトレジスタ７０と、２つ
のＰＮ符号シーケンス（Ａ及びＢ）が直列にシフトされ
る第２の６４ビットシフトレジスタ７２を含む。受信器
において、Ａ及びＢのＰＮ符号シーケンスはインターレ
ース形式、即ち、Ａ符号とＢ符号を交互に供給される。
インターレースされたＰＮ符号と信号サンプルは共に、
符号化チップレートの２倍のレートで、夫々のレジスタ
７０、７２にクロック入力される。レジスタ７２が新し
い６４個の符号ビットの組で満たされる時、レジスタの
全体が６４ビット固定レジスタ７４に並列にコピーされ
る。この並列転送は、２分の１チップ周期の６４倍毎
に、即ち、チップレートの１／３２のレートで生じる。
【００２８】相関もチップレートの２倍のレートで行わ
れ、レジスタ７４に安定に保持される符号とレジスタ７
０を介してシフトされる入力サンプルビットとのビット
同志の比較を含む。各々の比較周期に、２を法とする相
関器として機能する排他的論理和ゲート７６を利用し
て、レジスタ７０の奇数の番号を付されたビットがレジ
スタ７４のＡ符号のビットと比較される。即ち、入力が
一致する場合、出力は論理的“０”になり、入力が異な
る場合、出力は論理的“１”になる。同様に、排他的論
理和ゲートの他の組７６’を利用して、レジスタ７０の
偶数の番号を付されたビットがレジスタ７４のＢ符号の
ビットと比較される。各々の排他的論理和ゲート７６、
７６’は、１−ビット整合の信号を供給する。排他的論
理和ゲートの上位の組７６の出力は、総和回路８０で結
合され、排他的論理和ゲートの下位の組７６’の出力
は、他の総和回路８０’で結合される。総和回路８０と
８０’の各々には３２の入力があるので、各々の出力は
０から３２の範囲の量であり、各々の総和回路により５
ビットの出力ラインを必要とされる。
【００２９】相関器の残りの部分はコヒーレントな積分
機能を実行し、２つの加算回路８２、８２’と、２つの
６４×１１形シフトレジスタ８４、８４’を含む。用語
“６４×１１”は、各々のシフトレジスタ８４、８４’
は、６４段又は６４の格納場所を有することと、各々の
段は１１ビットの“幅”があることを意味する。したが
って、レジスタを介してシフトされるディジタル量は、
１１ビットの長さにまで達し得る。各シフトレジスタ８
４、８４’の出力は、ライン８６、８６’を介して対応
する加算回路８２、８２’への入力として戻される。加
算器８２、８２’の他の入力は、総和回路８０、８０’
の夫々から得られる。詳細なタイミング回路はわかり易
さのために図面から省略されているが、加算器８２、８
２’と、シフトレジスタ８４、８４’もチップレートの
２倍のレートでクロックを供給されることは理解される
であろう。かくして、相関の結果が総和回路８０、８
０’から現れると、それらは加算回路８２、８２’で前
の結果と統合され、次に、シフトレジスタ８４、８４’
を介してシフトされる。
【００３０】図８は、図４の相関器の機能の仕方の直観
的な理解を与える助けとなる。符号間隔の先頭で、シフ
トレジスタ８４、８４’は、ライン８６上の符号クロッ
ク信号の指示によってクリアされる。次に、２分の１チ
ップ周期の６４倍の後、レジスタ８４、８４’は、総和
回路８０、８０’から時間的に区切られた６４の累積の
組を入力する。２分の１チップ周期の６４倍、即ち、３
２チップに及ぶ時間間隔は、時間の“セグメント”と呼
ばれる。説明のための実施例において、１符号間隔あた
り６４セグメントが設けられる。符号間隔の最初のセグ
メントの後に続くセグメントの最後で、シフトレジスタ
８４、８４’は、その時点までに処理された符号間隔内
のすべてのセグメントにわたる相関の結果の累積を表わ
すディジタル量を含む。１６セグメントが処理された
後、シフトレジスタ８４、８４’は、符号間隔内の１６
セグメントすべての累積された相関の結果を表わす量を
含む。図８の最初の“トレース”は、１６セグメントを
介して得られた累積された相関結果のアナログ等価量を
示す。トレース内の各“ポイント”は、排他的論理和ゲ
ート７６からの３２の相関ビットの１６組の累積を表わ
す。しかし、図８に対応する本当のアナログ実装の例は
なく、単に説明を目的としていることは理解されるであ
ろう。
【００３１】シフトレジスタ８４、８４’の累積された
相関結果は、更なる処理のために各符号間隔の最後にレ
ジスタからシフトして出力される。この段階は、ライン
８８に示される“１６を法とする符号”クロック信号
と、一対の多ビット幅のＡＮＤゲート９０、９０’を用
いて行われる。ライン８８上のタイミング信号は、符号
間隔の１６番目のセグメントと最後のセグメントの期間
だけＡＮＤゲートにイネーブル信号を供給する。したが
って、各符号間隔の最後のセグメントの期間中、その間
隔に累積された相関の結果がシフトレジスタ８４、８
４’からゲート出力されると同時に、加算回路８２、８
２’に戻される。これに代わる実装（図示されず）で
は、累積された相関の結果は、符号時間間隔の最後に加
算器８２、８２’の出力からゲート出力される。
【００３２】図３を参照して説明したように、６４×１
１形相関器５２、５２’から出力されるデータ量は、Ｉ
信号及びＱ信号を発生させ、近似されたＩ2 ＋Ｑ2 を発
生させるために利用される。同期検出器３６におけるＩ
2 ＋Ｑ2 の処理を図５を参照して以下に説明する。同期
検出器は、加算器回路９２と、６４−格納場所のシフト
レジスタ９４と、閾値比較回路９６と、フィードバック
乗算回路９８とを含む。ライン６６上のＩ 2 ＋Ｑ2 信号
は、２分の１チップ周期のレートで、各データ符号間隔
の最後のセグメントに６４のディジタル量のバーストと
して現れる。これらのディジタル量は、出力が６４−格
納場所シフトレジスタ９４の最初の格納場所に送られる
加算回路９２に入力される。レジスタ９４の最後の格納
場所は、フィードバック乗算器９８を介して加算器回路
に戻り、出力を閾値比較回路９６にも供給する。入力さ
れた量の最初のバーストの後、シフトレジスタ９４はこ
れらの量で満たされる。２番目の符号間隔に対応する次
のバーストの後、このレジスタは累積されたデータ量の
組を含む。加算器回路９２とシフトレジスタ９４の動作
は、乗算器９８が新たに現れる値よりも累積された合計
値に小さく重み付けすることを除いて、６４×１１形比
較器の動作と類似する。本発明の望ましい実施例におい
て、乗数は１よりも小さい分数の値３１／３２に等し
い。例えば３０個の選ばれた数のデータ符号間隔が処理
された後、累積されたデータ量は、図４に示すＡＮＤゲ
ート９０に類似するが３０番目のデータのバーストの期
間だけゲートをイネーブルにするタイミング信号を有す
るゲート制御配置を利用して、閾値比較回路９６を介し
てゲート制御される。３０個の順次の符号の間に累積さ
れたデータの値は、図８の最後のトレースに例として示
され、そこで、破線は閾値比較回路９６に付与される事
前に選ばれた閾値を示す。ライン１００上の閾値比較回
路９６の出力には、事前に選ばれた閾値を越える相関の
ピークだけに対応する同期信号の濾波された組が現れ
る。各同期信号のタイミングは、別々の伝送媒体の多重
パスを表わし、同期検出と並列に行われるデータ復調処
理からの重要なデータを選ぶために利用される。
【００３３】データ復調は、ＤＰＳＫ復調回路１１０
（図６に示す）のディジタル化実装を利用して行われ
る。ライン６０、６０’上に入力されるデータ量ＱとＩ
は、ライン１１４により示されるように２分の１チップ
レートでタイミング信号のバーストによりクロックを入
力される２つの６４−格納場所シフトレジスタ１１２、
１１２’に入力される。各レジスタ１１２、１１２’の
出力は、乗算器回路１１６、１１６’に接続され、その
回路の他方の入力はＱ及びＩの入力ライン６０、６０’
から得られる。かくして、各入力量は、前の入力のバー
ストにおける対応部を乗算され、つまり、前のデータ符
号に関連付けられる。乗算器の出力は、加算器回路１１
８で共に加算される。
【００３４】乗算器１１６、１１６’と加算器１１８は
共に、次式にしたがって、２つのディジタル表現ＩとＱ
の順次の内積を行う： （Symbols sin)×（Symbols+1 sin)＋（Symbols cos)×
（Symbols+1 cos) ライン１２０上の加算器１１８の出力は、各データ符号
間隔の６４のデータ値のバーストから成る。明らかに、
これらの値の中には、ノイズから得られた重要性のない
値が含まれる。重要なデータの値は、ＰＮ復調処理にお
いて発生される相関のピークの到来と時間的に対応する
データの値だけである。これらの出力値は、対応する特
定の信号パスの強度に比例する強度を有する復号された
ＤＰＳＫデータビットである。
【００３５】復調の最後の段階は、ライン１２０上のデ
ータの値をゲート制御された累算器１２２に入力させる
ことであり、この累算器は、ライン１２４上の符号クロ
ック信号により初期的にクリアされ、ライン１００上に
同期信号が現れる時にだけデータを受信し累算するよう
ゲート制御される。これが本発明による多重パス結合の
処理である。ゲート制御された累算器は、特定のパスを
介して受信された信号の振幅に対応する重みを各々のデ
ータの値に付与する。符号間隔の最後に、ゲート制御さ
れた累算器は、可能な多重信号パスから得られる符号の
データ値を表わす値を含む。この値は２値の量に変換さ
れ得、データ値はある種の“ソフトな復調化”方法に利
用され得る。
【００３６】図７の（Ａ）乃至（Ｆ）は、ＰＮ相関処理
の動作の理解に役立つ符号の波形の例と対応するベクト
ル表記を示す。同図の（Ａ）と（Ｂ）に、ＰＮ符号のＡ
とＰＮ符号のＢの例が示され、これらがチップレートに
対応するレートで状態を変え得ることがわかる。更に、
Ｂ符号の遷移時点は、スタガＱＰＳＫ又はオフセットＱ
ＰＳＫ（ＳＱＰＳＫ又はＯＱＰＳＫ）において必要とさ
れる位相スタガ又は位相オフセットを得るために、Ａ符
号の遷移時点から２分の１チップ周期だけオフセットし
ている。同図の（Ｃ）は、（Ａ）及び（Ｂ）に示すＡ符
号とＢ符号に対応する伝送されたＯＱＰＳＫ信号のベク
トル表記を示す。Ａ符号の状態とＢ符号の状態の４つの
可能な組合せに対応する４つの位相状態があることがわ
かる。（Ｄ）は、受信器で発生されるインターレースさ
れたＡ符号とＢ符号の波形を示す。インターレースされ
た符号は、２分の１チップ間隔で状態を遷移する可能性
があることを特記する。最後に、同図の（Ｅ）と（Ｆ）
は、相関器Ａの出力と、相関器Ｂの出力をベクトル表記
で示す。
【００３７】
【発明の効果】本発明の重要な面は、２以上の信号パス
を介して受信器に受信された信号とのある程度の相関を
示し得る相関の測定値が、多重（ここでは、６４）の時
間的な格納場所で保持されることである。更に、これら
の測定値は、別々に保持されるが、望ましい閾値を使っ
て濾波され、受信された符号の各々の最良のデータ値を
決定するために利用される。本発明の方法は、より高品
位なデータの表示を提供するよう多重パス信号が結合さ
れることと、多重パスを介して受信される信号は選択的
に捨てられることなく常に処理されるので、通信の連続
性が確保されることを第１の利点とする。
【００３８】上記により、本発明はＰＮ変調を利用する
ディジタル通信の分野における重要な進歩を示すことが
認められる。特に、本発明のＰＮ相関方法は、可能性の
ある多重信号パスの相関の測定値を提供し、これらの相
関の測定値は、品質と信頼性が一層優れたデータ通信を
提供するための多重パスデータ信号の結合に利用され
る。本発明の一実施例を例示として詳細に説明している
が、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更
をなし得ることが認められるであろう。したがって、本
発明は、請求項に記載の実施態様に限定されない。
【図面の簡単な説明】
【図１】４相疑似雑音（ＰＮ）変調と位相シフトキーイ
ング（ＰＳＫ）データ変調を利用する送信器のブロック
図である。
【図２】図１の送信器から信号を受信し、受信された信
号を変調する受信器のブロック図である。
【図３】図２の受信器に含まれ、本発明を具体化する５
１２−チップ形のＰＮディジタル整合フィルタ相関器の
ブロック図である。
【図４】図３の５１２−チップ形のＰＮ相関器に２つ利
用される６４×１１形の相関器のブロック図である。
【図５】図２の受信器に利用される同期検出器のブロッ
ク図である。
【図６】図２の受信器に利用される差分位相シフトキー
イング（ＤＰＳＫ）データ復調器と多重パス結合器のブ
ロック図である。
【図７】（Ａ）乃至（Ｆ）は、本発明のＰＮ相関器の動
作を説明するタイミングチャートとベクトル図である。
【図８】順次のデータ符号に対するＰＮ相関器の出力の
アナログ等価量の一例を示すグラフであり、ここに、各
符号の出力は３２個のチップの各々の１６セグメントの
コヒーレントな積分から得られる。
【符号の説明】
１０，４４，５４，５６，５７，６０，６０’，６６，
８８，１００，１１４，１２０，１２４ ライン １２，１２’ アンテナ １４，４２ バッファ １６ ４相変調器 １８，１８’ タイミング合成器 ２０，２０’ 水晶発振器 ２２，２２’ ＰＮ符号化器 ２４ アップ／ダウン変換器 ２６ 電力増幅器 ２８ 制御ライン ３０，３０’ クロックカウンタ ３２ 中間周波増幅器 ３４ ５１２−チップ形相関器 ３６ 同期検出器 ３８ ＤＰＳＫ復調器 ４０ 多重パス結合器 ５０，５０’ Ａ／Ｄ変換器 ５２，５２’，８４，８４’ ６４×１１形相関器 ５８，５８’，６４，８２，８２’，９２ 加算回路 ６２，６２’ 絶対値回路 ７０，７２，７４ ６４ビットシフトレジスタ ７６，７６’ 排他的論理和ゲート ８０，８０’ 総和回路 ９０，９０’ 多ビット幅ＡＮＤゲート ９４，１１２，１１２’ ６４−格納場所シフトレジ
スタ ９６ 閾値比較回路 ９８ フィードバック乗算回路 １１０ ＤＰＳＫ復調回路 １１６，１１６’ 乗算器 １１８ 加算器 １２２ 累算器

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 疑似雑音（ＰＮ）変調信号を伝送チャネ
    ルに供給する送信器と、該チャネルから該疑似雑音変調
    信号を受信し、該受信された信号のディジタル化された
    サンプルを局部的に発生された疑似雑音符号シーケンス
    に相関させる相関手段から成る受信器とにより構成され
    る伝送システムであって、 該受信器は複数の一連の時間的な格納場所に亘って相関
    の測定値を得る手段と、 該時間的な格納場所のすべてに関係する可能性のあるベ
    ースバンドデータを得るために該受信された信号を復調
    する復調手段と、 利用可能なベースバンドデータの成分を関連する信号強
    度に比例して結合する信号結合手段とから成ることを特
    徴とする伝送システム。
  2. 【請求項２】 前記受信された信号から得られるデータ
    符号は、データ符号化レートで状態を変え得、該受信さ
    れた信号の各々はデータ符号間隔の間持続し、前記相関
    手段は該受信された信号の順次のセグメントに作用する
    よう配置され、ここで、各データ符号間隔に整数個の該
    セグメントがあり、 前記相関手段は、局部的に発生される疑似雑音符号の順
    次のセグメントを該受信された信号の順次の進行するセ
    グメントに相関させ、該信号セグメントに関係する多重
    の時間的な格納場所に亘って相関の測定値の複数の組を
    得る手段と、 各データ符号間隔の該セグメントのすべてに亘って順次
    の組の該相関の測定値を積分する手段とから成ることを
    特徴とする請求項１記載の伝送システム。
  3. 【請求項３】 前記相関手段は、各データ符号間隔に対
    し該相関の測定値から同相（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信
    号の組を発生する手段と、 各データ符号間隔に対し該Ｉ信号及びＱ信号から（Ｉ2
    ＋Ｑ2 ）に略比例する相関強度信号の組を発生する手段
    とから更に成る請求項２記載の伝送システム。
  4. 【請求項４】 前記受信器は、選択された数のデータ符
    号間隔に亘って前記相関強度信号を積分する手段と、 積分された該相関強度信号のピークを検出する手段と、 該検出されたピークから多重パス成分の到来の数を表わ
    す同期信号を発生する手段とから更に成ることを特徴と
    する請求項３記載の伝送システム。
  5. 【請求項５】 前記復調手段は、各データ符号間隔に対
    し得られる前記Ｉ信号及びＱ信号から前記多重パス成分
    の到来の数に関連する多重データ値を抽出する手段を含
    み、 関連する信号強度に比例して前記利用可能なベースバン
    ドデータ成分を結合する前記手段は、前記発生された同
    期信号の制御の下で前記多重データ値の中の選ばれたデ
    ータ値を累積する手段を有し、これにより、 前記選ばれた多重データ値は重要な相関の測定値に時間
    的に対応する場合にだけ累積されることを特徴とする請
    求項４記載の伝送システム。
  6. 【請求項６】 （Ｉ2 ＋Ｑ2 ）に略比例する相関強度信
    号の組を発生する前記手段は、前記Ｉ及びＱ信号の強度
    を正負と無関係に決定する手段と、 該Ｉ信号及びＱ信号の強度を加算する手段とを含むこと
    を特徴とする請求項３記載の伝送システム。
  7. 【請求項７】 前記チャネルから疑似雑音変調信号を受
    信し、該受信された信号のディジタル化されたサンプル
    を局部的に発生された疑似雑音符号シーケンスに相関さ
    せる相関手段から成る受信器であって、 複数の一連の時間的な格納場所に亘って相関の測定値を
    得る手段と、 該時間的な格納場所のすべてに関係する可能性のあるベ
    ースバンドデータを得るために該受信された信号を復調
    する復調手段と、 利用可能なベースバンドデータの成分を関連する信号強
    度に比例して結合する信号結合手段とから成ることを特
    徴とする受信器。
  8. 【請求項８】 前記受信された信号から得られるデータ
    符号は、データ符号化レートで状態を変え得、該受信さ
    れた信号の各々はデータ符号間隔の間持続し、前記相関
    手段は該受信された信号の順次のセグメントに作用する
    よう配置され、ここで、各データ符号間隔に整数個の該
    セグメントがあり、 前記相関手段は、局部的に発生される疑似雑音符号の順
    次のセグメントを該受信された信号の順次の進行するセ
    グメントに相関させ、該信号セグメントに関係する多重
    の時間的な格納場所に亘って相関の測定値の複数の組を
    得る手段と、 各データ符号間隔の該セグメントのすべてに亘っての順
    次の組の該相関の測定値を積分する手段とから成ること
    を特徴とする請求項７記載の受信器。
  9. 【請求項９】 前記相関手段は、各データ符号間隔に該
    相関の測定値から同相（Ｉ）信号及び直交（Ｑ）信号の
    組を発生する手段と、 各データ符号間隔に対し該Ｉ信号及びＱ信号から（Ｉ2
    ＋Ｑ2 ）に略比例する相関強度信号の組を発生する手段
    とから更に成る請求項８記載の受信器。
  10. 【請求項１０】 前記受信器は、選択された数のデータ
    符号間隔に亘って前記相関強度信号を積分する手段と、 積分された該相関強度信号のピークを検出する手段と、 該検出されたピークから多重パス成分の到来の数を表わ
    す同期信号を発生する手段とから更に成ることを特徴と
    する請求項９記載の受信器。
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