JPH0629746A

JPH0629746A - 周波数トラッキング装置

Info

Publication number: JPH0629746A
Application number: JP8112092A
Authority: JP
Inventors: Backnel Paul; ポール、バックネル
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-04-05
Filing date: 1992-04-02
Publication date: 1994-02-04
Also published as: GB9107147D0; TW226504B; EP0507401A3; EP0507401A2

Abstract

(57)【要約】【目的】フィードバックを使用する周波数トラッキン
グ装置における選択性の改良。【構成】周波数変換手段（３２）の入力（３０）を有
し、その出力は、２つの周波数（３６）及び振幅（３
６）出力を有するフィルタ及び復調器（３４）に接続さ
れている。その出力は、ローパスフィルタ（４２）を介
して可変利得段（４４）に接続されている。利得段（４
４）の出力は、周波数変換手段（３２）のフィードバッ
ク入力に送られる。濾波及び復調器の振幅出力（３８）
は、可変利得段（４４）の制御入力に送られる。濾波及
び復調器の振幅出力は、周波数トラッキングループのフ
ィードバック信号の振幅を変化するために使用される。
オーディオのＦＭラジオ受信機にこの装置を使用すると
きに、入力信号が弱くなると、手段３２は、入力信号に
対するトラッキングの試みを中止する。これによる効果
は、出力信号の振幅がノイズに関して減少すること、受
信機は、隣接する周波数帯域を探し望ましくない信号に
対して固定することが少なくなることである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、周波数トラッキング
（ｔｒａｃｋｉｎｇ）装置に関し、特に、これに限定さ
れるものではないが、周波数変調（ＦＭ）信号用のダイ
ナミック選択（ＦＭ）復調器として使用する応用に関す
る。また、本発明は、周波数トラッキングに対応する方
法及びこのような方法を使用するラジオ受信機に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】フィードバックを使用する周波数変調信
号用の復調器は、ＩＲＥ１９６２年１月号の会報の１８
頁から３０頁の“周波数フードバックによるＦＭにおけ
るスレッショルドの減少”においてＬ．Ｈ．エンロウ
（Ｅｎｌｏｅ）によって開示されている。このような装
置は、添付図面の図１の概略的なブロック図に示され
る。アンテナ１０で受信した信号は、高周波（Ｒ．
Ｆ．）フロントエンド１２に送られ、高周波フロントエ
ンド１２は、その信号を増幅し、使いやすい中間周波数
（Ｉ．Ｆ．）へ低域に周波数変換する。これらの中間周
波数信号はミキサ１４の第１の入力端に供給され、ミキ
サ１４は、局部発信号用の第２の入力端と、１つの出力
端とを有する。ミキサの出力は、バンドパスＩ．Ｆ．フ
ィルタ１６の入力端に供給され、その出力は、Ｆ．Ｍ．
復調器あるいは周波数弁別器１８に送られる。周波数弁
別器の出力は、出力端子２０に送られ、また、ローパス
ベースバンドフィルタ２２への入力へも送られる。フィ
ルタ２２の出力は、電圧制御発振器（Ｖ．Ｃ．Ｏ．）２
４の制御端子に送られ、電圧制御発振器２４の出力は、
ミキサ１４の第２の入力端に供給される。復調器をディ
ジタル的に構成したときＶ．Ｃ．Ｏ．２４は、数値制御
発振器（Ｎ．Ｃ．Ｏ．）によって置換され得る。

【０００３】図１に示す復調器は、少なくとも２つの異
なったモードすなわち自動周波数制御（Ａ．Ｆ．Ｃ．）
及びフィードバックを有する周波数変調（Ｆ．Ｍ．Ｆ．
Ｂ．）で作動するようになっている。

【０００４】Ａ．Ｆ．Ｃ．モードにおいて、Ｉ．Ｆ．フ
ィルタ１６は、比較的広い通過帯域幅を有するようにな
っており、ベースバンドフィルタ２２は、比較的狭い通
過帯域幅を有する。フィルタ２２の狭い通過帯域幅は、
大きくて短い期間の周波数変化がＶ．Ｃ．Ｏ．２４にフ
ィールドバックされないことを保証する。これは、Ａ．
Ｆ．Ｃ．モードでの作動中、この装置が、信号の変調成
分からの最小の干渉で入力信号の平均（中心）周波数を
追従するように作動することを意味する。

【０００５】Ｆ．Ｍ．Ｆ．Ｂ．モードの操作において、
Ｉ．Ｆ．フィルタ１６は、比較的狭いバンド幅を有し、
ベースバンドフィルタ２２は、比較的広いバンド幅を有
するように構成されている。これによってベースバンド
フィルタは、Ｖ．Ｃ．Ｏが入来する信号の変調成分にさ
らに接近して追従し得るようにする。これは、ループ内
で減少した偏差信号を提供し、狭いバンド幅を有する
Ｉ．Ｆ．フィルタに関連して入来する信号用に改良され
たノイズ耐性（ｉｍｍｕｎｉｔｙ）を提供する。

【０００６】図１に示す変形例のアーキテクチャは、
Ｒ．Ｆ．段の出力１２が互いに直角な位相の一対のベー
スバンド信号を有するゼロ中間周波数（Ｚ．Ｉ．Ｆ．）
レシーバのアーキテクチャである。その残りのレシーバ
の構成要素は、直角位相信号を取り扱うことができる必
要があり、フィルタ１６は、ローパスタイプである。

【０００７】添付図面の図２は、搬送波対ノイズ比
（Ｃ）に対する信号対ノイズ比（Ｓ）の１対のグラフを
示し、実線は、Ｆ．Ｍ．Ｆ．Ｂ．モードで動作する図１
の復調器におけるものであり、破線は、後に言及する。
そこには符号１，２及び３でグラフに示す３つの明瞭な
作動領域がある。第１、すなわちスレショルド領域１
は、入来信号上のノイズピークが、時間のかなりの部分
において搬送波の振幅を越える場合に、非常に低い搬送
波対ノイズ比に適用される。この領域において、出力の
信号対ノイズ比は、非常に低いが、搬送波対ノイズ比の
増加とともに急速に増加する。第２の、すなわち、作動
領域２は、復調器が、その出力において、等価の振幅変
調器よりも改善された信号対ノイズ比を提供する領域で
ある。第３、すなわち、歪み領域３は、復調器出力の回
路が飽和せずに信号対ノイズ比を増加させることができ
ないときに達する。ディジタル回路において、この飽和
は、量子化ノイズの効果によるものである。

【０００８】復調器の動作の臨界領域は、スレショルド
領域１及び操作領域２の間の“ひじ（ｋｎｅｅ）”Ｋで
ある。ひじＫが下がるグラフの左に付言すれば、別言す
ると最も低い可能な搬送波対ノイズ比において、復調器
のさらに良い選択度性能が示されている。改善された選
択度は、２つの主な利点を有し、第１に受信機が近くの
強い放送局の存在によって弱い放送局へのロックを失な
うことがなく、第２にオーディオ出力で聞こえるような
受信信号上のノイズによるクリック雑音が少ないことで
ある。このクリック雑音の問題を減らすための多数の方
法がすでに使用されているが、それらのすべては復調器
によって導入された後にクリック雑音を取り除こうとし
ている。受信器のスレショルドを改良することによっ
て、このような後の復調信号処理の必要性が減少する。

【０００９】本発明の目的は、フィードバックを使用す
る周波数トラッキング装置における選択度を改良するこ
とである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の観点によ
れば、入力される信号を受けるための第１の入力端と、
フィードバック信号を受ける第２の入力端と、少なくと
も周波数出力端及び振幅出力端を備えた復調手段への入
力端に接続された出力端とを有する周波数変換手段を有
し、周波数出力は、ローパスフィルタ及び可変利得段を
有する１つのフィードバック通路の入力端に接続され、
フィードバック通路の１つの出力端は、周波数変換器の
第２の入力端に接続されており、復調手段の振幅出力
は、フィードバック信号の振幅制御を提供するために可
変利得段の制御入力端に送られるようになっている周波
数トラッキング装置が提供される。

【００１１】この構成は、入力される信号の強さに従っ
て周波数変調手段へのフィードバック信号の振幅を変更
するように作用する。この構成をＦ．Ｍ．受信機に使用
する場合に、さらに大きな安定性を与えるためにさらに
小さい入力信号レベルでより小さいフィードバック信号
を供給するように配列される。これは、たとえ信号が相
当弱くなり、近くの周波数に強い信号がある場合でも、
特定の放送局の周波数のままである受信機によって理解
される。すでに知られているように、受信信号振幅があ
るレベル以下に落ちた場合に、出力をミュートするため
の手段を受信機のどこかに設けることができる。

【００１２】装置の性能は、可変利得段の伝達関数によ
って、言い換えれば制御入力での信号の振幅とそれによ
って与えられる利得の量との間の関係によって左右され
る。このような関係の１つは、第１のスレショルドまで
可変利得段の制御入力端における信号の振幅の増加と共
に増加する利得を与える。次に、第２のスレショルドま
で制御信号振幅の増加について一定の利得であり、最終
的に、第２のスレショルドを越えて制御信号の振幅が増
加するにつれてゼロの利得へ減少する。

【００１３】この周波数トラッキング装置は、ゼロ中間
周波数（Ｚ．Ｉ．Ｆ．）受信機に組み込むことができ、
この場合に、周波数変更手段は、直角位相の入力及び出
力を有する。復調手段は、アークタンジェント関数すな
わちＣＯＲＤＩＣ位相検出器に基づいた復調器を組み込
んでも良く、その場合に、この復調器または検出器は周
波数出力よりもむしろ位相出力を与え、この出力は周波
数出力を与える微分器に送られる。

【００１４】この装置は、完全なディジタル回路として
実現され、例えば、アナログディジタル変換器のような
ディジタル化手段が装置に先行して必要とされる。周波
数変換手段は、１つの出力か直角位相関係出力かのいず
れかを供給するリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）のよう
なディジタルメモリとして実現される。

【００１５】周波数変換手段の出力に直列にフィルタが
備えられ、このフィルタの帯域幅は復調手段の振幅出力
端に接続されたつけ加えた手段によって、復調手段の振
幅出力に従って変更される。このようなつけ加えられた
手段は、フィルタに制御信号を供給するようになってお
り、フィルタは、振幅出力があるスレショルド以上にあ
るときに比較的に広い帯域幅を有し、振幅出力がそのス
レショルド以下であるときに比較的に狭い帯域幅を有す
る。ノイズスパイク及び周波数トラッキング装置のフィ
ードバック性能への同様の逆効果を防止するために、周
波数復調器の振幅出力と可変利得段との間にローパスフ
ィルを挿入することが望ましい。このフィルタは、平均
値形フィルタである。本発明の第２の観点によれば、フ
ィードバック信号に通りに入力信号を周波数変換して積
信号を提供し、積信号を復調して周波数出力信号及び振
幅出力信号を提供し、振幅出力信号の関数によって周波
数出力信号の振幅のスケーリングを行い周波数変換用の
フィードバック信号を提供することからなる入力信号の
周波数変化をトラッキングする方法が提供される。

【００１６】この方法を使用するときに、周波数変換は
制御信号に従って発生する交番信号を用いる指数乗算器
によって実行される。

【００１７】制御信号に従って発生する交流信号の振幅
は、あるスレショルドレベルまで濾波及び復調手段から
の振幅出力信号の増加とともに増加し、そのスレショル
ド以上において交流信号の振幅は、ゼロになる。

【００１８】本発明の３番目の観点によれば、周波数変
換手段の第１の入力端に送る中間周波数信号を与えるた
めに周波数変調信号を受信し、これを低域変換するため
の高周波（Ｒ．Ｆ．）段を有し、周波数変換手段は、フ
ィードバック信号を受ける第２の入力端と、少なくとも
周波数出力端及び振幅出力端を有する濾波及び復調手段
に送る出力端とを有し、該周波数出力端は、ローパスフ
ィルタ及び可変利得制御段を有する信号フィードバック
通路に接続されており、該信号フィードバック通路の出
力は、周波数変換器の第２の入力端に接続されており、
濾波及び復調手段の振幅出力端は、フィードバック信号
の振幅制御を提供するために可変利得段の制御入力端に
接続されている無線受信機が提供される。

【００１９】復調手段の振幅出力信号と可変利得手段の
制御入力及び濾波手段との結合に加えて、受信機の出力
に後段復調フィルタが含まれ、その帯域幅を変化させる
ためにこのフィルタの制御入力幅に振幅出力信号が送ら
れる。

【００２０】本発明の４番目の観点によれば、中間周波
（Ｉ．Ｆ．）信号を提供するために周波数変調信号を受
信し、これを低域変換するための高周波（Ｒ．Ｆ．）段
を有し、該高周波（Ｒ．Ｆ．）段は、フィードバック入
力を有し、フィードバック入力は、その出力でＩ．Ｆ．
信号を提供するために低域変換される信号の中央周波数
を変更し、そのＩ．Ｆ．信号は、出力を有する周波数変
換手段の第１の入力に供給され、出力は、少なくとも周
波数出力及び振幅出力を有する濾波及び復調手段の入力
に送られ、周波数出力は、ローパスフィルタ及び可変利
得制御段を有するフィードバック通路に接続されてお
り、信号フィードバック通路の出力は、Ｒ．Ｆ．段のフ
ィードバック入力に接続されており、濾波及び復調手段
の振幅出力は、フィードバック信号の振幅制御を提供す
るために可変利得段の制御入力に接続されている無線受
信機が提供される。

【００２１】受信機は、ベースバンド直角位相で操作さ
れる。本発明の第１の観点に従う装置と同じように、振
幅制限手段が可変利得段の制御入力に含まれる。この制
限手段は、先に説明したものに対してアナログ的に操作
される。

【００２２】また本発明は、本発明の第２の観点にした
がって操作する周波数トラッキング装置を組み入れた無
線受信機と、本発明の第１の観点にしたがった装置を組
み入れた無線受信機に関する。

【００２３】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳
細に説明する。

【００２４】図３に示す装置は、供給される入力信号を
受けるための端子３０を有する。この入力信号は、フィ
ードバック信号を受けるための第２の入力端及び出力端
を有する周波数変換器３２の第１の入力端に送られる。
周波数変換器３２の出力は、復調器３４の入力端に送ら
れ、復調器３４は、周波数出力信号３６及び振幅出力信
号３８を出力する。出力信号３６は、入力信号の復調バ
ージョン（ｖｅｒｓｉｏｎ）であり、出力端子４０及び
ローパスフィルタ４２の入力端に送られる。ローパスフ
ィルタ４２の出力は、可変利得段４４の入力端へ送ら
れ、可変利得段の出力は、周波数変換器３２の第２の入
力端に送られる。復調器３４の出力端３８は、入力信号
の振幅の度合いであり、可変利得段４４の制御端子に送
られる。この装置は、フィードバック通路において可変
利得段４４を含むことによって図１に示す構成と異な
る。周波数変換器３２へのフィードバックの程度を変更
することによって低入力信号レベルでの系統の安定性に
おける改善が得られる。装置の改良されたノイズ性能の
ために、周波数変換装置の出力にフィルタを含むことが
望ましい。

【００２５】復調器の振幅出力信号３８は、その入力端
における信号の振幅に比例しており、入力端における信
号は、供給される入力信号の強さに比例している。供給
される信号が弱い場合には、可変利得段の動作は、周波
数変換器３２に送るフィードバック信号の振幅を減少す
るようになっている。これは、周波数変換器が実行する
周波数の変化のレートを減少する効果を有し、これによ
って、供給される信号が弱くなるにつれて、周波数トラ
ッキング装置は、隣接する周波数帯域を探さずに、可変
振幅フィードバックのない装置が行うと同じ程度までス
プリアス信号のトラッキングを始める。この装置をラジ
オ受信機に使用する場合には、その主たる効果は、近い
周波数の強い放送局の存在で弱い放送局へのロックを失
うことがより少なくなることである。典型的な周波数変
調ラジオへの適用において、フィルタ４２の帯域幅は、
１０から１５ｋＨｚのオーダである。

【００２６】図３に示すような装置の効果は、図２に示
すようなキャリア対ノイズ（Ｃ）に対する信号対ノイズ
（Ｓ）のグラフに示される。図２に示す破線は、本発明
による振幅フィードバックを使用するＦ．Ｍ．Ｆ．Ｂ．
復調器の性能を示す。図から分かるように、曲線の“ひ
じ”は、新しい位置Ｋ′まで左に移動しており、それは
標準的なＦ．Ｍ．Ｆ．Ｂ．復調器の場合よりも与えられ
る搬送波対ノイズ比に対する信号対ノイズ比より大きな
信号が得られることを示す。図１に示す実施例のよう
な、飽和レベルは、装置の出力段のヘッドルームによっ
て左右され、またはディジタル化実現における量子化ノ
イズによって左右される。

【００２７】図３に示す装置は、直角位相の一対の信号
によって表わされるベースバンドで入来する信号のトラ
ッキングに等しく適用し得る。この周波数変換におい
て、装置は、直角位相信号を取り扱かうことができなけ
ればならず、直角位相の出力を有する発振器に結合され
た指数乗算器を有する。復調器３４に送る入力信号は、
指数乗算器の直角位相出力である。復調器それ自身は、
従来のように位相及び振幅の双方の出力を与えるディジ
タルコンピュータによる座標回転を有する。周波数信号
は、位相信号の時間微分によって引き出される。トラッ
キングする信号は、ベースバンド信号であるから、復調
の前のフィルタは、ローパスフィルタである。

【００２８】図４は、本発明によるラジオ受信機であ
る。アンテナ１０が受けた信号は、Ｒ．Ｆ．段１２に送
られ、Ｒ．Ｆ．段は、入力される信号を増幅し、それを
直角位相の都合のよいＩ．Ｆ．信号に低域変換する。
Ｒ．Ｆ．段１２の直角位相出力は、アナログディジタル
変換器４６，４８によって夫々ディジタル化され、同相
信号Ｉ及び直角信号Ｑを提供する。このディジタル化信
号は、指数乗算器５０の第１の入力対に送られ、指数乗
算器５０は、ＶＣＯ６６からの局発信号にかかわる直角
を受けるための第２の入力対と、直角位相の一対の出力
を有する。指数乗算器５０は、チャンネルフィルタ５２
への２つの周波数変換出力Ｉ′，Ｑ′を与える。フィル
タ５２の出力は、直角位相であり、アークタンジェント
復調器すなわち周波数弁別器５４に送られる。復調器
は、位相出力φを有し、この位相出力φは、その出力端
で周波数信号を与える微分器５６に送られる。この周波
数信号は、後段の復調フィルタ５８の入力端と、フィー
ドバックフィルタ６０の入力端に送られる。後段の復調
フィルタ５８の出力は、受信機の出力を有する端子７２
に送られる。フィードバックフィルタ６０の出力は、可
変利得段６２の入力端に送られる。また復調器５４は、
振幅出力信号３８を出力し、出力信号３８は、必要によ
り儲けられるローパスフィルタ６４と、フィルタ特性変
化装置６８，７０の入力端に送られる。フィルタ６４の
出力は、振幅制限装置７４に送られ、振幅制限装置７４
の出力は、利得段６２の制御入力端に送られる。利得段
６２の出力は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）に送られる。
このＶＣＯ６６は、直角位相の一対の出力を備えてお
り、その出力は、指数乗算器５０の第２の入力対に接続
されている。フィルタ特性変化手段６８の出力は、チャ
ンネルフィルタ５２の制御入力端に送られる。装置７０
の出力は、フィルタ５８の制御入力端に送られる。

【００２９】この受信機の操作において、指数乗算器５
０は、ＲＦ段１２によって与えられたＩＦ信号のディジ
タル化されたバージョンを直角位相Ｉ′，Ｑ′のゼロＩ
Ｆ信号に周波数変換するように作用し、そのゼロＩＦ信
号は、チャンネルフィルタ５２に送られる。このフィル
タの出力は、周波数及び振幅出力の両方を出力するため
図３に示す装置内のそれらの信号と同じ方法で復調され
る。上述したように、復調器５４は、振幅出力と微分器
５６によって微分される位相出力とを出力して対応する
周波数信号を得る。復調器５４は、ディジタルコンピュ
ータによる座標回転（ＣＯｏｒａｄｉｎａｔｅＲｏｔ
ａｔｉｏｎｂｙＤＩｇｉｔａｌＣｏｍｐｕｔｅ
ｒ，ＣＯＲＤＩＣ）位相検出器を有していてもよい。
フィルタ６０及び可変利得段６２は、変更された振幅を
有する濾波信号をＶＣＯ６６の制御入力端に送る。振幅
出力信号３８は、利得段６２への制御入力装置によって
フィードバック通路の利得を変えるために使用される。
ＶＣＯ６６が入力される信号を追跡する度合は、濾波信
号の振幅によって左右される。復調器の振幅出力に存在
するスプリアス信号の周波数トラッキングにおける影響
を減少するためにローパスフィルタ６４を備えてもよ
い。このフィルタの帯域幅は決定的なものではなく、オ
ーディオ受信装置へ適用する場合には、約１０Ｈｚから
１００Ｈｚまでの値が適当である。

【００３０】添付図面の図５は、図４に示すような振幅
制限装置７４に用いられ得る伝達関数を示す。水平軸８
０は、その手段への入力信号の振幅を表し、垂直軸７８
は、その出力信号の振幅を表している。入力信号の振幅
が第１のスレッショルドＬ以下である間は、その出力信
号の振幅は、最大値Ｐまで入力信号の振幅に比例するよ
うに増加する。入力信号の振幅がＬ以上で、第２のスレ
ッショルドＨ以下であるときには、出力信号の振幅は、
ほぼＰのままである。入力信号の振幅が、Ｈ以上に上昇
すると、出力信号の振幅は入力振幅がＨを越える量に比
例して減少する。典型的なＦ．Ｍ．受信機において、Ｌ
の値は、Ｒ．Ｆ．段１２の入力でほぼ２０μＶ（１５０
Ω）の信号強さに対応しており（図４）、Ｈの値は、Ｌ
の値のほぼ１０倍である。図５の伝達関数の振幅Ｐのほ
ぼ平らな部分は、フィードバックループの（２）^-1/2の
利得に対応しており、その値は、公知の受信機の固定利
得の典型的な値である。種々の異なる伝達関数が、制限
装置７４（図４参照）によって適用され、その関数は、
上昇部分に続いて実質的に平坦な部分が続き、つぎに、
下降部分が続くが上に与えられた図面は、１つの用いら
れ得る例として示すだけであり、これに限定されない。

【００３１】図４を参照すると、復調器５４の出力信号
３８を使用してフィードバック通路の利得を変更するこ
とに加えて、その信号をチャンネルフィルタ５２及びそ
の後段の復調フィルタ５８の帯域幅のいずれかあるいは
両方を変化するために使用してもよい。チャンネルフィ
ルタ５２の帯域幅及び段６２の利得を変更するために振
幅出力信号３８を使用する１つの技術は、次のようであ
る。

【００３２】１）非常に低い信号レベルにおいて（Ｒ．
Ｆ．段の入力でおよそ２０μＶ（１５０Ω）以下）：狭
いチャンネルフィルタ及び低いループ利得とし、２）低
い信号レベルにおいて（Ｒ．Ｆ．段の入力でおよそ２０
μＶ（１５０Ω）と２００μＶ（１５０Ω）との間）：
狭いチャンネルフィルタ及び高いループ利得とし、３）
高い信号レベルにおいて（Ｒ．Ｆ．段の入力でおよそ２
００μＶ（１５０Ω）以上）：広いフィルタ及びゼロル
ープ利得とする。示唆した信号レベルは、概略値であ
る。オーディオ受信機のために、狭いチャンネルフィル
タは、約２０ｋＨｚの帯域幅を有し、広いチャンネルフ
ィルタは、約１２０ｋＨｚの帯域幅を有する。

【００３３】さらにつけ加えるならば、使用者に対する
受信機の受信性能は、振幅出力信号３８における減少に
応答する装置７０によって、後段の復調フィルタ５８の
帯域幅を減少することによって高められる。

【００３４】復調器５４は、アークタンジェント復調器
としてまたはディジタルコンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）
復調器によって座標回転として実現される。参照用テー
ブル（ｌｏｏｋ−ｕｐｔａｂｌｅ）のような他の復調
技術を使用しても良い。

【００３５】電圧制御発振器６６は、当技術分野におい
て公知の参照用テーブルとして提供され得る。変更例と
して指数乗算器５０及びＶＣＯ６６が組み合わされて１
つの参照用テーブルとして実現され得る。

【００３６】所望であれば、フィードバック補正信号を
接続する受信機のポイントを変更してもよい。利得段６
２からの発振器補正信号はＲ．Ｆ．段１２の第１のＩ．
Ｆ．発振器または他の発振器または受信機内の周波数下
方変換段に接続してもよい。

【００３７】第１の低域変換段に加えられるフィードバ
ック信号を有するラジオ受信機を図６に示す。この受信
機において周波数フィードバックは、後のものよりむし
ろ第１の局部発振器の出力を変調するために使用され
る。信号がアンテナ１０で受信されバンドパスフィルタ
８２に送られる。このフィルタは、ＵＫ内のＦＭ放送信
号を受けるために８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚまでの通
過帯域を有し、それは、この帯域の外側に特に急な降下
（ｒａｐｉｄｒｏｌｌ−ｏｆｆ）を有さない。フィル
タ８２の出力は、ミキサ８４の第１の入力端に送られ、
ミキサ８４は、局部発振器に接続するための第２の入力
端と出力端とを有する。ミキサ８４の出力は、第２のバ
ンドパスフィルタ８６に送られる。ミキサ８４の出力
は、変調されているＩＦ信号であり、その変調されてい
るＩＦ信号は、ＦＭ放送受信において典型的には中心が
１０．７ＭＨｚ上にあり、このような適用例において
は、フィルタ８６は上記周波数を中心とする通過帯域幅
である。このフィルタ８６は、一般にかなり程度の高い
選択性を与えることを意図しており、フィルタ８２より
よい帯域外減衰特性を有する。フィルタ８６の出力は、
信号を適当なサンプリング速度でディジタル化するアナ
ログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器８８に送られる。Ａ／
Ｄ変換器８８のディジタル化された出力信号は、一対の
ミキサ９０，９２の第１の各入力端に送られる。またミ
キサ９０は、局部発振器（ＯＳＣ）９４からの出力信号
が送られる第２の入力端を有する。ミキサ９２は、π／
２移相器９６を介してＯＳＣ９４の出力信号が送られる
第２の入力端を有する。ミキサ９０，９２は、指数乗算
器で置き換えてもよく、ＯＳＣ９４及び移相器９６は、
直角位相出力を有する発振器によって置き換えてもよ
い。ミキサ９０，９２の出力信号は、ローパスフィルタ
９８，１００各々の入力端に送られ、その出力端は、復
調器５４の一対の入力端に接続されている。復調器５４
は、出力端３８上に振幅出力信号を与え、微分器（ｄ／
ｄｔ）５６の入力端に送られる位相出力信号φを与え
る。微分器の出力端は、ローパスフィルタ５８の入力端
とローパスフィルタ６０の入力端に送られる。フィルタ
５８の出力信号は、受信機の出力端子を含む端子７２に
送られる。フィルタ６０の出力は、可変利得段６２の入
力端に送られる。振幅出力信号３８は、図面に破線で示
す必要により追加されるローパスフィルタ６４に送られ
る。フィルタ６４の出力は、振幅制限装置７４に送ら
れ、その出力は、利得段６２の制御入力に送られる。利
得段６２の出力は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２の
制御入力端に送られる。ＶＣＯ１０２の出力端は、ミキ
サ８４の第２の入力端に送られる。利得段６２を経由し
てフィードバックされる信号がディジタル信号である場
合に、ＶＣＯ１０２は、数値制御発振器（ＮＣＯ）を有
する。フィルタ９８，１００及び５８の帯域幅を変更す
る装置を図６には示さないが、これらの装置６８，７０
（図４）と同様な装置が含まれ、振幅出力信号３８の強
さの変化に応答して同様の動作を行うことは理解できよ
う。

【００３８】操作において、アンテナで受信した信号を
粗く濾波し、局発信号と混合して典型的には１０．７Ｍ
ＨｚのＩ．Ｆ．で低域変換信号を与える。ミキサ８４の
出力信号の不要なイメージ周波数成分をフィルタ８６に
よって取り除き、濾波されたＩ．Ｆ．信号をＡ／Ｄ変換
器でディジタル化する。構成要素９０乃至１００は、公
知の直角混合濾波装置を形成し、その出力信号は、濾波
された一対のベースバンドの直角位相信号である。位相
検出器５４，微分器５６、フィルタ５８，フィルタ６
０，６４，リミッタ７４及び利得段６２の全ては、前に
述べた実施例におけると同様に作用する。ＶＣＯ１０２
は、それが１つだけの出力信号を出力し、およそ１０．
７ＭＨｚではなくてほぼ７８ＭＨｚと９８ＭＨｚとの間
で動作する点でＶＣＯ６６（図４）と異なる。ＶＣＯ１
０２は、受信信号の周波数の変化及びその度合い（ｒａ
ｔｅ）を追跡するように制御され、追跡は、図４に示す
受信機と類似した方法により、受信信号の振幅に依存す
る。前のものに対するこの設計の１つの利点は、振幅に
依存するフィードバックの追加は、一般に公知の受信機
の設計に対してあまり変更を課さないことである。有り
得る欠点は、フィードバックループのまわりで遅延が増
大することで、特にフィルタ８６において、振幅に依存
するフィードバックの効果を減少させ、この受信機の性
能が図４に示したものの性能よりも低くなる得ることで
ある。

【００３９】スパーク点火を有する自動車のようなノイ
ズの多い環境で受信機を使用する場合には、追加するロ
ーパスフィルタ６４は、微分形フィルタではなく、平均
値形フィルタでなければならない。

【００４０】平均値形フィルタは、一定値加算可変乗算
器を有し、これによって非常に短い期間のスパイクがそ
の出力に実質的に影響を与えることを防止する。

【００４１】本開示を読むことから、当業者にとって他
の変形例が明らかである。このような変形例は、信号の
周波数トラッキングの装置及びその構成要素部品の設
計、製造及び使用において既に公知の他の特徴を有し、
その特徴は、すでにここに述べた特徴の代わりにまたは
それに加えて使用される。特許請求の範囲が、特徴の特
別な組み合わせのために述べられたが、本発明の開示の
観点は、特許請求の範囲に請求したものと同じ発明に関
するか否かにかかわらず、または本発明を実施する上で
の同様の技術的な問題のすべてを軽減するかどうかにか
かわらず、ここに明らかにまたは暗黙のうちにまたはそ
の普遍性で開示した新しい特徴または新しい特徴の組み
合わせを含むことを理解すべきである。これによって出
願人は、本発明のまたは本発明から引き出される応用の
実行中のこのような特徴及び／またはこのような特徴の
組み合わせのために新しい特許請求の範囲を述べる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の周波数トラッキング装置のブロック図で
ある。

【図２】従来のＦ．Ｍ．Ｆ．Ｂ．復調器用の搬送波対ノ
イズ比に対する信号対ノイズ比の信号のグラフ及び本発
明によるノイズ比のグラフである。

【図３】本発明による周波数トラッキング装置のブロッ
ク図である。

【図４】本発明によるＦＭラジオ受信機のブロック図で
ある。

【図５】図４の振幅制限装置の概略的な伝達関数を示す
グラフである。

【図６】本発明によるＦＭラジオ受信機の他の実施例で
ある。

【符号の説明】

３０端子３２周波数変換器３４復調器３６周波数出力信号３８振幅出力信号４０出力端子４２ローパスフィルタ４４可変利得段４６，４８ディジタル変換器５８後段復調フィルタ６０フィードバックフィルタ６６電圧制御発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】供給される信号を受けるための第１の入力
端と、フィードバック信号を受ける第２の入力端と、少
なくとも周波数出力端及び振幅出力端を備えた復調手段
への入力端に接続された出力端とを有する周波数変換手
段を有し、前記周波数出力端は、ローパスフィルタ及び
可変利得段を有する信号フィードバック通路の入力端に
接続され、前記信号フィードバック通路の出力端は、前
記周波数変換手段の第２の入力端に接続されており、前
記復調手段の振幅出力は、前記フィードバック信号の振
幅制御を行うために前記可変利得段の制御入力端に送ら
れるようになっている周波数トラッキング装置。
【請求項２】前記周波数変換手段は、直角位相入力及び
直角位相出力を備える請求項１に記載の装置。
【請求項３】前記周波数変換手段は、供給される信号を
受けるための第１の入力端、局発信号を受けるための第
２の入力端及び周波数変換手段の出力端となる出力端を
有する指数乗算器と、前記指数乗算器の第２の入力端に
接続された出力端及び周波数変換手段の第２の入力端と
なる制御入力端を有する局部発振器とを備える請求項２
に記載の装置。
【請求項４】前記周波数変換手段は、ディジタルメモリ
を有する請求項１，２，または３に記載の装置。
【請求項５】前記復調手段は、復調手段の周波数出力信
号を与える微分器に供給する位相出力を有する復調器を
組み込んでいる請求項１から４のいずれか１つに記載の
装置。
【請求項６】前記復調器は、コーディック（ＣＯＲＤＩ
Ｃ）位相検出器である請求項５に記載の装置。
【請求項７】前記可変利得段は、復調手段の振幅出力と
可変利得段の利得との間に予め決定された関係を与える
ための振幅スケーリング手段を有する請求項１から６の
いずれか１つに記載の装置。
【請求項８】前記予め決定された関係は、前記振幅出力
が第１のスレショルドレベル以下のときに復調手段の振
幅出力の増加と共に増加し、前記振幅出力が第１及び第
２のスレショルドレベルの間のときに実質的に一定であ
り、前記振幅出力が第２のスレショルドレベル以上のと
きにゼロに向かって減少するような利得を与えるように
なっている請求項７に記載の装置。
【請求項９】前記復調手段の振幅出力と前記可変利得段
の制御入力との間に結合されたローパスフィルタ手段を
有する請求項１から８のいずれか１つに記載の装置。
【請求項１０】前記ローパスフィルタ手段は、平均値形
フィルタを有する請求項９に記載の装置。
【請求項１１】フィードバック信号に従って入力信号を
周波数変換して積信号を与え、前記積信号を復調して周
波数出力信号及び振幅出力信号を与え、前記振幅出力信
号の関数によって前記周波数出力信号の振幅のスケーリ
ングを行って周波数変換用のフィードバック信号を提供
することからなる入力信号の周波数変化をトラッキング
する方法。
【請求項１２】入力信号は直角位相であり、その信号の
周波数変換は、フィードバック信号によって周波数が左
右される交番信号との指数乗算によって行われる請求項
１１に記載の方法。
【請求項１３】前記振幅出力信号の関数は、振幅出力信
号が第１のスレショルドレベル以下の間中振幅出力信号
の振幅の増加とともに増加させ、振幅出力信号が第１及
び第２のスレショルドレベルの間であるときに前記周波
数出力信号を実質的に一定にさせ、振幅出力信号が第２
のスレショルドレベル以上であるときに前記周波数出力
信号をゼロに向かって減少させるように前記周波数出力
信号の振幅をスケーリングする請求項１１または１２に
記載の方法。
【請求項１４】周波数変換手段の第１の入力端に送る中
間周波数信号を提供するために周波数変調信号を受信し
て、これを低域に変換するための高周波（Ｒ．Ｆ．）段
を有し、前記周波数変換手段は、フィードバック信号を
受ける第２の入力端と、少なくとも周波数出力端及び振
幅出力端を有する濾波及び復調手段に送る出力とをも有
し、前記周波数出力端は、ローパスフィルタ及び可変利
得制御段を有する信号フィードバック通路に接続されて
おり、信号フィードバック通路の出力端は、周波数変換
器の第２の入力端に接続されており、濾波及び復調手段
の振幅出力端は、フィードバック信号の振幅制御を提供
するために可変利得段の制御入力端に接続されているラ
ジオ受信機。
【請求項１５】中間周波数（Ｉ．Ｆ．）信号を提供する
ために周波数変調信号を受信し、これを低域に変換する
ための高周波（Ｒ．Ｆ．）段を有し、該高周波（Ｒ．
Ｆ．）段は、フィードバック入力端を有し、フィードバ
ック入力は、その出力端でＩ．Ｆ．信号を提供するため
に低域変換される信号の中央周波数を変更し、そのＩ．
Ｆ．信号は、出力を有する周波数変換手段の第１の入力
に送られ、出力は、少なくとも周波数出力及び振幅出力
を有する濾波及び復調手段の入力に送られ、周波数出力
は、ローパスフィルタ及び可変利得制御段を有する信号
フィードバック通路に接続されており、信号フィードバ
ック通路の出力端は、Ｒ．Ｆ．段のフィードバック入力
端に接続されており、濾波及び復調手段の振幅出力は、
フィードバック信号の振幅制御を提供するために可変利
得段の制御入力に接続されているラジオ受信機。
【請求項１６】前記Ｒ．Ｆ．段は、直角位相のＩ．Ｆ．
信号を提供し、周波数変換手段の出力と濾波及び復調手
段の入力とは直角位相である請求項１４または１５に記
載のラジオ受信器。
【請求項１７】前記可変利得段は、濾波及び復調手段の
振幅出力と可変利得段の利得との間に予め定められたの
関係を与えるための振幅スケーリング手段を有する請求
項１４，１５または１６に記載の装置。
【請求項１８】前記予め定められたの関係は、振幅出力
が第１のスレショルド以下ときに濾波及び復調手段の振
幅出力の振幅の増加と共に増加し、振幅出力が第１及び
第２のスレショルドレベルの間のときに実質的に一定で
あり、振幅出力が第２のスレショルドレベル以上のとき
にゼロに向かって減少するような利得を提供するように
なっている請求項１７に記載の装置。
【請求項１９】請求項１１から１３のいずれか１つの請
求項に記載された方法に従って動作する搬送周波数トラ
ッキングループを有する周波数変調信号用のラジオ受信
器。
【請求項２０】請求項１から１０のいずれか１つの請求
項の周波数トラッキング装置を組み込んだ周波数変調信
号用のラジオ受信機。