JPH06314930A - 周波数変調回路 - Google Patents
周波数変調回路Info
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- JPH06314930A JPH06314930A JP10218193A JP10218193A JPH06314930A JP H06314930 A JPH06314930 A JP H06314930A JP 10218193 A JP10218193 A JP 10218193A JP 10218193 A JP10218193 A JP 10218193A JP H06314930 A JPH06314930 A JP H06314930A
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- signal
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- carrier
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ディジタル信号処理による周波数変調回路に於
いて、構成の複雑な掛算器，搬送波信号発生器を省略
し、かつ動作標本化周波数を低減出来る回路構成を提供
する。 【構成】搬送波周波数ｆｃと動作標本化周波数ｆｓの関
係をｆｓ＝４ｆｃとし、かつ標本化周波数変換用のフィ
ルタを用いて、掛算器，搬送波信号発生器を簡単な回路
に置き換える。 【効果】ディジタル信号処理による周波数変調回路の回
路規模を縮減し、低速動作が可能となるので、小型化，
低消費電力化，回路動作の安定化が図れる。
いて、構成の複雑な掛算器，搬送波信号発生器を省略
し、かつ動作標本化周波数を低減出来る回路構成を提供
する。 【構成】搬送波周波数ｆｃと動作標本化周波数ｆｓの関
係をｆｓ＝４ｆｃとし、かつ標本化周波数変換用のフィ
ルタを用いて、掛算器，搬送波信号発生器を簡単な回路
に置き換える。 【効果】ディジタル信号処理による周波数変調回路の回
路規模を縮減し、低速動作が可能となるので、小型化，
低消費電力化，回路動作の安定化が図れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数変調回路に係り、
特に、ディジタル信号処理を用いて動作特性の安定化，
装置の小型化，低消費電力化を達成する周波数変調回路
に関する。
特に、ディジタル信号処理を用いて動作特性の安定化，
装置の小型化，低消費電力化を達成する周波数変調回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数変調方式は振幅変調方式に較べ
て、伝送品質が良いことが知られており、ステレオ音声
による放送や、無線回線，衛星回線を用いた通信等に広
く利用されている。周波数変調は搬送波信号の瞬時周波
数を変調信号の瞬時振幅で変調するもので、搬送波信号
をｙ(ｙ)＝cos(ωcｔ＋φ(ｔ)）＝cos（Φ(ｔ)）、変調
信号をｘ(ｔ)とすると、瞬時周波数は、数１で表され
る。
て、伝送品質が良いことが知られており、ステレオ音声
による放送や、無線回線，衛星回線を用いた通信等に広
く利用されている。周波数変調は搬送波信号の瞬時周波
数を変調信号の瞬時振幅で変調するもので、搬送波信号
をｙ(ｙ)＝cos(ωcｔ＋φ(ｔ)）＝cos（Φ(ｔ)）、変調
信号をｘ(ｔ)とすると、瞬時周波数は、数１で表され
る。
【０００３】
【数１】ｄΦ(t)／ｄｔ＝ωc＋ｐ・ｘ(t) 数１でωcは搬送波角周波数、pは最大周波数偏移を示
す。数１を積分して、
す。数１を積分して、
【０００４】
【数２】Φ(ｔ)＝ωcｔ＋φ0＋ｐ・∫x(ｔ)ｄｔ となるから、周波数変調波信号は
【０００５】
【数３】ｙ(ｔ)＝cos（ωcｔ＋φ0＋ｐ・∫x(ｔ)ｄｔ） と表される。数３でφ0は初期位相を表す。
【０００６】従来はアナログ回路技術で周波数変調を実
現していたが、近年のディジタル信号処理技術の進展，
ＩＣ技術の発達により周波数変調もディジタル的に行わ
れるようになった。ディジタル処理による場合は数３も
離散形式で表して、
現していたが、近年のディジタル信号処理技術の進展，
ＩＣ技術の発達により周波数変調もディジタル的に行わ
れるようになった。ディジタル処理による場合は数３も
離散形式で表して、
【０００７】
【数４】ｙn＝cos（ｎωcＴ＋φ0＋ｐ・Σｘn） とする。数４で、ｙn,ｘnは標本化された出力，入力信
号系列値を示し、Ｔは標本化周期である。
号系列値を示し、Ｔは標本化周期である。
【０００８】数４を回路素子で実現すると図１の様にな
る。図で１は係数掛算器、２は加算器、３は遅延素子、
４はＲＯＭである。入力信号ｘn は係数掛算器１で係数
（最大周波数偏移）ｐを掛算し、加算器２と遅延素子３
からなる積分器に入力する。同時に積分器には搬送角周
波数ωcの標本化周期Ｔ倍すなわちωcＴが加えられてい
る。また、初期位相値φ0 は遅延素子３の初期値として
与えられる。こうして積分器出力には数４の瞬時位相ｎ
ωcＴ＋φ0＋ｐ・Σｘnが得られ、ＲＯＭ４に入力する。
ＲＯＭ４には入力の余弦関数値が記憶されているので、
ＲＯＭ４の出力に数４の周波数変調信号ｙn が得られ
る。
る。図で１は係数掛算器、２は加算器、３は遅延素子、
４はＲＯＭである。入力信号ｘn は係数掛算器１で係数
（最大周波数偏移）ｐを掛算し、加算器２と遅延素子３
からなる積分器に入力する。同時に積分器には搬送角周
波数ωcの標本化周期Ｔ倍すなわちωcＴが加えられてい
る。また、初期位相値φ0 は遅延素子３の初期値として
与えられる。こうして積分器出力には数４の瞬時位相ｎ
ωcＴ＋φ0＋ｐ・Σｘnが得られ、ＲＯＭ４に入力する。
ＲＯＭ４には入力の余弦関数値が記憶されているので、
ＲＯＭ４の出力に数４の周波数変調信号ｙn が得られ
る。
【０００９】図１の周波数変調回路の欠点は、搬送波信
号位相ｎωcＴと変調信号位相φ0＋ｐ・Σｘnが加算され
てＲＯＭに入力されている事である。搬送波信号位相は
変調信号位相より大きいので、このままではＲＯＭの入
力精度（アドレスビット数）が大きく、ＲＯＭが非常に
大きな容量となって構成が大規模となる。そこで、数４
を
号位相ｎωcＴと変調信号位相φ0＋ｐ・Σｘnが加算され
てＲＯＭに入力されている事である。搬送波信号位相は
変調信号位相より大きいので、このままではＲＯＭの入
力精度（アドレスビット数）が大きく、ＲＯＭが非常に
大きな容量となって構成が大規模となる。そこで、数４
を
【００１０】
【数５】ｙn＝cos（ｎωcＴ＋φn） ＝cos(ｎωcＴ)cosφn−sin(ｎωcＴ)sinφn φn＝φ0＋ｐ・Σｘn と変形する。数５を回路で実現した構成例を図２に示
す。図で２２，２８は加算器、２３は遅延素子、２４，
２５はＲＯＭ、２６，２７は周波数混合器である。係数
（最大周波数偏移）ｐを掛けた入力信号ｐ・ｘnを加算器
２２と遅延素子２３からなる積分器に入力し、変調信号
位相φn＝φ0＋ｐ・Σｘnを求める。積分器出力φnをＲ
ＯＭ２４，２５に入力し、変調信号位相φnの余弦及び
正弦を求める。cosφn，sinφnの各々に周波数混合器２
６，２７により同相搬送波信号cos(ｎωcＴ)，直交搬送
波信号sin(ｎωcＴ)を掛け、加算器２８で加算合成する
（この一連の操作を直交変調という。）と、周波数変調
信号ｙn が得られる。図２の回路の特徴は、搬送波信号
位相ｎωcＴと変調信号位相φ0＋ｐ・Σｘnが分離されて
いるので、ＲＯＭの入力精度はそれほど高くする必要が
無いことである。
す。図で２２，２８は加算器、２３は遅延素子、２４，
２５はＲＯＭ、２６，２７は周波数混合器である。係数
（最大周波数偏移）ｐを掛けた入力信号ｐ・ｘnを加算器
２２と遅延素子２３からなる積分器に入力し、変調信号
位相φn＝φ0＋ｐ・Σｘnを求める。積分器出力φnをＲ
ＯＭ２４，２５に入力し、変調信号位相φnの余弦及び
正弦を求める。cosφn，sinφnの各々に周波数混合器２
６，２７により同相搬送波信号cos(ｎωcＴ)，直交搬送
波信号sin(ｎωcＴ)を掛け、加算器２８で加算合成する
（この一連の操作を直交変調という。）と、周波数変調
信号ｙn が得られる。図２の回路の特徴は、搬送波信号
位相ｎωcＴと変調信号位相φ0＋ｐ・Σｘnが分離されて
いるので、ＲＯＭの入力精度はそれほど高くする必要が
無いことである。
【００１１】ディジタル信号処理技術により周波数変調
を行う公知例として、特開平2− 266705号や、特開平3
−60502号公報がある。
を行う公知例として、特開平2− 266705号や、特開平3
−60502号公報がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術の問題点
として、数３をアナログ回路で実現する周波数変調器で
は高精度の積分器と安定な電圧制御発振器が必要である
が、これらをアナログ回路で実現するのは難しく、温
度，電圧，経年変動などの物理的変動要因の影響を避け
ることも難しい。またディジタル回路による周波数変調
器では、これらの問題点は避けられるが、標本化を行う
ため広い周波数帯域を確保することや、高い搬送波周波
数の信号を扱うことが困難であった。また、図２の様な
直交変調器形の構成では、高速動作可能な周波数混合器
（ディジタル掛算器）や、搬送波信号発生器が必要とな
り、回路構成が複雑となる困難さがあった。
として、数３をアナログ回路で実現する周波数変調器で
は高精度の積分器と安定な電圧制御発振器が必要である
が、これらをアナログ回路で実現するのは難しく、温
度，電圧，経年変動などの物理的変動要因の影響を避け
ることも難しい。またディジタル回路による周波数変調
器では、これらの問題点は避けられるが、標本化を行う
ため広い周波数帯域を確保することや、高い搬送波周波
数の信号を扱うことが困難であった。また、図２の様な
直交変調器形の構成では、高速動作可能な周波数混合器
（ディジタル掛算器）や、搬送波信号発生器が必要とな
り、回路構成が複雑となる困難さがあった。
【００１３】本発明の目的は、ディジタル信号処理を用
いた周波数変調回路において、これらの問題点を避ける
ことの出来る回路構成を提供することにある。
いた周波数変調回路において、これらの問題点を避ける
ことの出来る回路構成を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、搬送波周波数ｆｃと標本化周波数の関係ｆｓを、ｆ
ｓ／４＝ｆｃとなるように設定する。この条件では、直
交搬送波位相はｎωcＴ＝２πｎｆｃ／ｆｓ＝(π／２)
ｎとなり、同相，直交搬送波信号は
に、搬送波周波数ｆｃと標本化周波数の関係ｆｓを、ｆ
ｓ／４＝ｆｃとなるように設定する。この条件では、直
交搬送波位相はｎωcＴ＝２πｎｆｃ／ｆｓ＝(π／２)
ｎとなり、同相，直交搬送波信号は
【００１５】
【数６】cos(ｎωcＴ)＝１，０，−１，０，１，… sin(ｎωcＴ)＝０，１，０，−１，０，… となり、数５の周波数変調波信号は
【００１６】
【数７】ｙn＝cos（ｎωcＴ＋φn） ＝cosφn，−sinφn，−cosφn，sinφn，cosφn，… で表される。数６，数７の処理動作を図３に動作波形図
として示す。こうして、搬送波信号発生器と、周波数混
合器用の掛算器が、標本化周波数と搬送波周波数の関係
をfc＝fs/4と設定することにより、図３に示すように極
性反転器（＋／−切換）と、切換スイッチ（cos／sin切
換）で実現でき、大幅な回路の簡略化が図れる。
として示す。こうして、搬送波信号発生器と、周波数混
合器用の掛算器が、標本化周波数と搬送波周波数の関係
をfc＝fs/4と設定することにより、図３に示すように極
性反転器（＋／−切換）と、切換スイッチ（cos／sin切
換）で実現でき、大幅な回路の簡略化が図れる。
【００１７】一方、標本化周波数に制限を付けること
は、周波数変調器の全体構成の設計自由度が小さくなる
ことになる。すなわち、周波数変調器の入力信号周波数
は基底帯域の低い周波数であるのに対し、搬送波周波数
は高周波帯であるから、標本化周波数をｆｃ＝ｆｓ／４
の条件に設定するのは困難である。そこで周波数変換を
行い、標本化周波数を低減する。基底帯域信号処理部と
（中間）搬送波信号処理部は標本化周波数を変え、間に
標本化周波数逓倍用の補間フィルタを設ける事で解決で
きる。（中間）搬送波周波数と最終搬送波周波数の変換
はアナログ回路処理により、従来から行われていた方法
で実現できる。こうして周波数変換を用いることにより
設計の自由度を上げることが出来、ディジタル信号処理
に最適な動作標本化周波数を選ぶことが可能となる。
は、周波数変調器の全体構成の設計自由度が小さくなる
ことになる。すなわち、周波数変調器の入力信号周波数
は基底帯域の低い周波数であるのに対し、搬送波周波数
は高周波帯であるから、標本化周波数をｆｃ＝ｆｓ／４
の条件に設定するのは困難である。そこで周波数変換を
行い、標本化周波数を低減する。基底帯域信号処理部と
（中間）搬送波信号処理部は標本化周波数を変え、間に
標本化周波数逓倍用の補間フィルタを設ける事で解決で
きる。（中間）搬送波周波数と最終搬送波周波数の変換
はアナログ回路処理により、従来から行われていた方法
で実現できる。こうして周波数変換を用いることにより
設計の自由度を上げることが出来、ディジタル信号処理
に最適な動作標本化周波数を選ぶことが可能となる。
【００１８】
【作用】この様に、本発明の方式では、ディジタル信号
処理で周波数変調を行う場合の回路構成を簡単化するこ
とができ、回路の小型化，経済化が図れる。さらに動作
標本化周波数を低減できるので、高速動作する必要がな
く汎用のディジタル回路で構成できるので、低消費電力
化が可能である。また、ディジタル回路を用いているの
で、種々の物理的変動要因に対して安定に動作し、初期
調整，定期保守等が省力化できる。さらに回路定数等の
変更等も極容易に対処でき、実用的な周波数変調回路が
実現できる。
処理で周波数変調を行う場合の回路構成を簡単化するこ
とができ、回路の小型化，経済化が図れる。さらに動作
標本化周波数を低減できるので、高速動作する必要がな
く汎用のディジタル回路で構成できるので、低消費電力
化が可能である。また、ディジタル回路を用いているの
で、種々の物理的変動要因に対して安定に動作し、初期
調整，定期保守等が省力化できる。さらに回路定数等の
変更等も極容易に対処でき、実用的な周波数変調回路が
実現できる。
【００１９】
【実施例】図４は本発明により搬送波周波数発生器，周
波数混合器を簡単化した実施例である。図において、４
１，４２は極性反転器、４３は切換スイッチである。図
３に示した本発明の原理の動作波形図によれば、動作標
本化周波数ｆｓを搬送波周波数ｆｃの４倍（ｆｓ＝４ｆ
ｃ）にとると、搬送波信号は０，±１の値のみを取る。
図４の実施例は、この原理を用いて周波数変調器を構成
したものである。回路要素２２〜２５までの動作は図２
と同様で、変調信号位相φn の余弦及び正弦がＲＯＭ２
４，２５の出力として得られる。
波数混合器を簡単化した実施例である。図において、４
１，４２は極性反転器、４３は切換スイッチである。図
３に示した本発明の原理の動作波形図によれば、動作標
本化周波数ｆｓを搬送波周波数ｆｃの４倍（ｆｓ＝４ｆ
ｃ）にとると、搬送波信号は０，±１の値のみを取る。
図４の実施例は、この原理を用いて周波数変調器を構成
したものである。回路要素２２〜２５までの動作は図２
と同様で、変調信号位相φn の余弦及び正弦がＲＯＭ２
４，２５の出力として得られる。
【００２０】本実施例ではこれを極性反転器４１，４２
に入力し、図３に示した＋／−切換信号の様にｆｓ／４
の周期でcosφn，sinφnの極性を反転する。極性反転し
たcosφn，sinφn信号は切換スイッチ４３に入力し、ｆ
ｓ／２の周期で交互に出力する。図４の構成により出力
ｙn には、前記数７に示した信号系列cosφn,−sin
φn，−cosφn，sinφn，cosφn，… が得られる。こう
して標本化周波数と搬送波周波数の関係をｆｓ＝４ｆｃ
に選ぶことにより、ディジタル掛算器，搬送波周波数信
号発生器を極性反転器と切換スイッチで構成でき、回路
規模の大幅な縮減が図れる。
に入力し、図３に示した＋／−切換信号の様にｆｓ／４
の周期でcosφn，sinφnの極性を反転する。極性反転し
たcosφn，sinφn信号は切換スイッチ４３に入力し、ｆ
ｓ／２の周期で交互に出力する。図４の構成により出力
ｙn には、前記数７に示した信号系列cosφn,−sin
φn，−cosφn，sinφn，cosφn，… が得られる。こう
して標本化周波数と搬送波周波数の関係をｆｓ＝４ｆｃ
に選ぶことにより、ディジタル掛算器，搬送波周波数信
号発生器を極性反転器と切換スイッチで構成でき、回路
規模の大幅な縮減が図れる。
【００２１】本発明による第２の実施例を図５に示す。
【００２２】図４の実施例では回路構成は簡単になる
が、搬送波周波数とディジタル処理部の動作標本化周波
数に拘束条件が付加されるので、入力の標本化周波数を
高く選ぶ必要がある。本実施例ではこれらの拘束条件を
緩和することが出来る。図５で５１は低域通過フィル
タ、５２はＲＯＭ、５３はＤ／Ａ変換器、５４は周波数
混合器、５５は局部搬送波発生器、５６は帯域通過フィ
ルタ、５７は電力増幅器、２２，２３は図２の同一番号
の構成要素と同じものである。
が、搬送波周波数とディジタル処理部の動作標本化周波
数に拘束条件が付加されるので、入力の標本化周波数を
高く選ぶ必要がある。本実施例ではこれらの拘束条件を
緩和することが出来る。図５で５１は低域通過フィル
タ、５２はＲＯＭ、５３はＤ／Ａ変換器、５４は周波数
混合器、５５は局部搬送波発生器、５６は帯域通過フィ
ルタ、５７は電力増幅器、２２，２３は図２の同一番号
の構成要素と同じものである。
【００２３】本実施例の動作を図６の動作スペクトル図
を参照しながら説明する。標本化周波数ｆｓ１の入力信
号ｐ・ｘn は加算器２２と遅延素子２３からなる積分器
によって積分し、変調信号位相φnに変換される。積分
器の動作標本化周波数はｆｓ1である。φn は標本化周
波数変換用ディジタル低域通過フィルタ５１により補間
し、標本化周波数をｆｓ2 に上げる。ｆｓ2／ｆｓ1が２
のべき乗である場合には、低域通過フィルタ５１は簡単
な構成のフィルタで実現できる。図６ではｆｓ2＝４ｆ
ｓ1に選んである。次にｆｓ2で動作する周波数変調器Ｒ
ＯＭ５２に入力する。ＲＯＭ５２は図４の実施例の構成
要素２４，２５，４１，４２を一つのROMに纏めたもの
で、変調信号位相φnと、ｆｓ2／２，ｆｓ2／４ の信号
をアドレスとし、±cosφn，±sinφnを出力する。ＲＯ
Ｍ５２の出力はＤ／Ａ変換器５３で、アナログ信号に変
換し、周波数混合器５４で、局部搬送波発生器５５から
得られる、周波数ｆｃ−ｆｓ2／４ の局部搬送波信号と
混合する。アナログの帯域通過フィルタ５６で搬送周波
数ｆｃの変調信号を取り出し、電力増幅器５７で増幅し
て送信出力とする。
を参照しながら説明する。標本化周波数ｆｓ１の入力信
号ｐ・ｘn は加算器２２と遅延素子２３からなる積分器
によって積分し、変調信号位相φnに変換される。積分
器の動作標本化周波数はｆｓ1である。φn は標本化周
波数変換用ディジタル低域通過フィルタ５１により補間
し、標本化周波数をｆｓ2 に上げる。ｆｓ2／ｆｓ1が２
のべき乗である場合には、低域通過フィルタ５１は簡単
な構成のフィルタで実現できる。図６ではｆｓ2＝４ｆ
ｓ1に選んである。次にｆｓ2で動作する周波数変調器Ｒ
ＯＭ５２に入力する。ＲＯＭ５２は図４の実施例の構成
要素２４，２５，４１，４２を一つのROMに纏めたもの
で、変調信号位相φnと、ｆｓ2／２，ｆｓ2／４ の信号
をアドレスとし、±cosφn，±sinφnを出力する。ＲＯ
Ｍ５２の出力はＤ／Ａ変換器５３で、アナログ信号に変
換し、周波数混合器５４で、局部搬送波発生器５５から
得られる、周波数ｆｃ−ｆｓ2／４ の局部搬送波信号と
混合する。アナログの帯域通過フィルタ５６で搬送周波
数ｆｃの変調信号を取り出し、電力増幅器５７で増幅し
て送信出力とする。
【００２４】図５の実施例では補間フィルタを用いるこ
とにより、周波数の拘束条件を緩和することが出来る。
また周波数変調回路をＲＯＭ一個で実現出来るので、回
路の小型化が可能である。さらに通常は、ＡＤ変換器の
出力側に折り返し高調波除去の低域通過フィルタが必要
であるが、これを帯域通過フィルタ５６で兼用し、回路
要素の縮減が図れる。
とにより、周波数の拘束条件を緩和することが出来る。
また周波数変調回路をＲＯＭ一個で実現出来るので、回
路の小型化が可能である。さらに通常は、ＡＤ変換器の
出力側に折り返し高調波除去の低域通過フィルタが必要
であるが、これを帯域通過フィルタ５６で兼用し、回路
要素の縮減が図れる。
【００２５】以上、本発明をディジタル信号処理を用い
た周波数変調回路に適用した実施例について説明した。
本発明はディジタル処理部の動作標本化周波数を低くす
ることが可能であるので、専用ハードウェアによる構成
だけでなく、汎用のディジタル信号処理プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）を用いたソフトウェア処理による構成も可能であ
る。
た周波数変調回路に適用した実施例について説明した。
本発明はディジタル処理部の動作標本化周波数を低くす
ることが可能であるので、専用ハードウェアによる構成
だけでなく、汎用のディジタル信号処理プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）を用いたソフトウェア処理による構成も可能であ
る。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、ディジタル信号処理で
構成する周波数変調器において、回路規模の大きいディ
ジタル掛算器や搬送波信号発生器等を、簡単な回路で置
き換えられるので、回路規模の縮減が図れる。さらに動
作標本化周波数と搬送波周波数の比が任意になるように
構成出来るので、回路を高速動作させる必要がなく低消
費電力化が図れ、また、汎用ＤＳＰによるソフトウェア
処理でも構成可能である。また、ディジタル処理である
ので、種々の物理的変動要因に対して安定に動作し、初
期調整，定期保守等が省力化できる。さらに回路定数等
の変更等も容易に対処でき、実用的な周波数変調回路が
実現できる。
構成する周波数変調器において、回路規模の大きいディ
ジタル掛算器や搬送波信号発生器等を、簡単な回路で置
き換えられるので、回路規模の縮減が図れる。さらに動
作標本化周波数と搬送波周波数の比が任意になるように
構成出来るので、回路を高速動作させる必要がなく低消
費電力化が図れ、また、汎用ＤＳＰによるソフトウェア
処理でも構成可能である。また、ディジタル処理である
ので、種々の物理的変動要因に対して安定に動作し、初
期調整，定期保守等が省力化できる。さらに回路定数等
の変更等も容易に対処でき、実用的な周波数変調回路が
実現できる。
【図１】周波数変換器の従来例のブロック図。
【図２】ディジタル処理に適する直交変調形の周波数変
調器の従来例を示すブロック図。
調器の従来例を示すブロック図。
【図３】本発明による周波数変調器の動作原理を説明す
る動作波形図。
る動作波形図。
【図４】本発明の第１の実施例のブロック図。
【図５】本発明の第２の実施例のブロック図。
【図６】第２の実施例の動作を説明する動作スペクトル
図。
図。
２２…加算器、５２…ＲＯＭ、５４…周波数混合器、５
１…低域通過フィルタ、５３…Ｄ／Ａ変換器、５５…局
部搬送波発生器、５６…帯域通過フィルタ、５７…電力
増幅器。
１…低域通過フィルタ、５３…Ｄ／Ａ変換器、５５…局
部搬送波発生器、５６…帯域通過フィルタ、５７…電力
増幅器。
Claims (3)
- 【請求項１】変調信号を積分し、最大周波数偏移を掛け
た変調信号位相の余弦をとった信号に同相搬送波信号を
掛け、前記変調信号位相の正弦をとった信号に直交搬送
波信号を掛けて、前記同相搬送波信号と合成することに
より、周波数変調波信号を得る周波数変調回路におい
て、回路の動作標本化周波数を前記搬送波信号の搬送波
周波数の４倍の値とし、前記周波数変調回路を前記変調
信号位相の余弦、および正弦値を記憶して置くＲＯＭ
と、極性反転器と、切換スイッチとから構成することを
特徴とする周波数変調回路。 - 【請求項２】請求項１において、入力変調信号に最大周
波数偏移を係数掛算し、積分する積分器と、前記積分器
の出力φn と、前記標本化周波数の１／２および１／４
の周波数を持つ制御切換信号とを入力アドレス信号と
し、前記積分器の出力の余弦値，正弦値を出力とするＲ
ＯＭとにより構成し、前記制御切換信号によりＲＯＭ出
力が前記標本化周期毎にcosφn，−sinφn，−cosφn，
sinφn，…のように切換制御する周波数変調回路。 - 【請求項３】請求項１または２において、前記積分器
と、前記積分器の出力の余弦値，正弦値を記憶するＲＯ
Ｍの間に標本化周波数を変換する手段を設け、入力変調
信号の標本化周波数とＲＯＭの動作標本化周波数を変え
る周波数変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10218193A JPH06314930A (ja) | 1993-04-28 | 1993-04-28 | 周波数変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10218193A JPH06314930A (ja) | 1993-04-28 | 1993-04-28 | 周波数変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06314930A true JPH06314930A (ja) | 1994-11-08 |
Family
ID=14320511
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10218193A Pending JPH06314930A (ja) | 1993-04-28 | 1993-04-28 | 周波数変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06314930A (ja) |
-
1993
- 1993-04-28 JP JP10218193A patent/JPH06314930A/ja active Pending
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