JPH06314945A - 超広帯域定位相差電力分配器 - Google Patents
超広帯域定位相差電力分配器Info
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- JPH06314945A JPH06314945A JP5104396A JP10439693A JPH06314945A JP H06314945 A JPH06314945 A JP H06314945A JP 5104396 A JP5104396 A JP 5104396A JP 10439693 A JP10439693 A JP 10439693A JP H06314945 A JPH06314945 A JP H06314945A
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- terminal
- constant phase
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
Landscapes
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ウィルキンソン電力分配器における２分配出
力相互間のアイソレーションの使用周波数範囲の高域お
よび低域における劣化を除去する。 【構成】 ウィルキンソン電力分配器を構成するフェラ
イトコアＦＣ装荷の密結合平行２線路の電気長を所望の
アイソレーションが得る範囲に縮少したものを複数段縦
続接続する。 【効果】 広い周波数範囲に亘り十分なアイソレーショ
ンをもって定位相差２分配出力が得られる。
力相互間のアイソレーションの使用周波数範囲の高域お
よび低域における劣化を除去する。 【構成】 ウィルキンソン電力分配器を構成するフェラ
イトコアＦＣ装荷の密結合平行２線路の電気長を所望の
アイソレーションが得る範囲に縮少したものを複数段縦
続接続する。 【効果】 広い周波数範囲に亘り十分なアイソレーショ
ンをもって定位相差２分配出力が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フェライト装荷の平行
２線条よりなる方向性結合器型高周波電力分配器、特に
フェライトの自然磁気共鳴周波数を超える極めて広い周
波数範囲に亘り、所要のアイソレーションを有する所定
位相差の電力分配を行なう超広帯域定位相差電力分配器
に関するものである。
２線条よりなる方向性結合器型高周波電力分配器、特に
フェライトの自然磁気共鳴周波数を超える極めて広い周
波数範囲に亘り、所要のアイソレーションを有する所定
位相差の電力分配を行なう超広帯域定位相差電力分配器
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、主としてＶＨＦ帯乃至ＵＨＦ帯で
使用されるこの種の広帯域定位相差電力分配器としては
ウィルキンソン型電力分配器があり、小型で簡単な構成
により広い周波数範囲に亘って一定位相差の分配出力が
得られるので通信機器に多用されている。
使用されるこの種の広帯域定位相差電力分配器としては
ウィルキンソン型電力分配器があり、小型で簡単な構成
により広い周波数範囲に亘って一定位相差の分配出力が
得られるので通信機器に多用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ウィルキンソン型電力分配器においては、一定位相差の
分配出力が得られる周波数範囲の全域に亘っては、定位
相差分配出力間に十分な値のアイソレーションが得られ
ず、その周波数範囲の低域および高域においてはアイソ
レーションが劣化しており、使用周波数範囲に亘って十
分なアイソレーションが得られるようにするのが、ウィ
ルキンソン型定位相差電力分配器について解決すべき従
来の課題であった。
ウィルキンソン型電力分配器においては、一定位相差の
分配出力が得られる周波数範囲の全域に亘っては、定位
相差分配出力間に十分な値のアイソレーションが得られ
ず、その周波数範囲の低域および高域においてはアイソ
レーションが劣化しており、使用周波数範囲に亘って十
分なアイソレーションが得られるようにするのが、ウィ
ルキンソン型定位相差電力分配器について解決すべき従
来の課題であった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述し
た従来の課題を解決し、極めて広い周波数範囲に亘り、
十分なアイソレーションをもって所定位相差の分配出力
信号電力が得られる超広帯域定位相差電力分配器を提供
することにある。
た従来の課題を解決し、極めて広い周波数範囲に亘り、
十分なアイソレーションをもって所定位相差の分配出力
信号電力が得られる超広帯域定位相差電力分配器を提供
することにある。
【０００５】すなわち、本発明超広帯域定位相差電力分
配器は、フェライト装荷の対称密結合平行２線条におけ
る互いに異なる側の一端子をそれぞれ出力端子とし、他
の端子を互いに接続して入力端子としたウィルキンソン
電力分配器において、前記対称密結合平行２線条の偶モ
ード電気長θevenを前記出力端子相互間に所要にアイソ
レーションが得られる範囲に縮小してなる分配器を少な
くとも２個縦続接続することにより、超広帯域に亘り定
位相差の分配出力が得られるようにしたことを特徴とす
るものである。
配器は、フェライト装荷の対称密結合平行２線条におけ
る互いに異なる側の一端子をそれぞれ出力端子とし、他
の端子を互いに接続して入力端子としたウィルキンソン
電力分配器において、前記対称密結合平行２線条の偶モ
ード電気長θevenを前記出力端子相互間に所要にアイソ
レーションが得られる範囲に縮小してなる分配器を少な
くとも２個縦続接続することにより、超広帯域に亘り定
位相差の分配出力が得られるようにしたことを特徴とす
るものである。
【０００６】
【作用】したがって、本発明電力分配器においては、フ
ェライトの自然磁気共鳴周波数を超える極めて広い周波
数範囲に亘り、定位相差の分配出力を十分なアイソレー
ションをもって得ることができる。
ェライトの自然磁気共鳴周波数を超える極めて広い周波
数範囲に亘り、定位相差の分配出力を十分なアイソレー
ションをもって得ることができる。
【０００７】
【実施例】以下に図面を参照して実施例について本発明
を詳細に説明する。通信機器に多用される広帯域定位相
差電力分配器としてのウィルキンソン型電力分配器は、
主として２分配に使用されて図１(a) に示すように構成
され、端子に加えた入力信号は、端子ととに分れ
て取出され、その等価回路は図１(c) に示すようにな
る。一方、端子に信号を加えた場合に端子に信号が
現われない条件を求めると、端子ととの間に接続す
る抵抗Ｒ′は端子に接続する信号電源Ｇの内部抵抗Ｒ
の２倍となり、その場合に流れる電流の向きと大きさと
は図１(a) に点線矢印で示すようになる。
を詳細に説明する。通信機器に多用される広帯域定位相
差電力分配器としてのウィルキンソン型電力分配器は、
主として２分配に使用されて図１(a) に示すように構成
され、端子に加えた入力信号は、端子ととに分れ
て取出され、その等価回路は図１(c) に示すようにな
る。一方、端子に信号を加えた場合に端子に信号が
現われない条件を求めると、端子ととの間に接続す
る抵抗Ｒ′は端子に接続する信号電源Ｇの内部抵抗Ｒ
の２倍となり、その場合に流れる電流の向きと大きさと
は図１(a) に点線矢印で示すようになる。
【０００８】かかる構成のウィルキンソン型電力分配器
は、図１(b) に示すように、互いに密結合した平行２線
条に対し、複素透磁率μにおける実部μ′と虚部μ″と
がμ′≪μ″の関係にあるフェライト・コアＦＣを装荷
したのち、平行２線条における出力端子およびに対
して互いに反対側の端点を入力端子に接続してフェラ
イト装荷電力分配器の形に構成することができる。かか
る構成の電力分配器における入力端子に信号を加える
と、フェライト・コアＦＣの中心部を貫通する平行２線
条には同じ大きさの電流が互いに逆方向に流れるので、
フェライト・コアＦＣ中には磁界は生ぜず、したがっ
て、入力信号電力は図１(c) の等価回路によって２分配
される。
は、図１(b) に示すように、互いに密結合した平行２線
条に対し、複素透磁率μにおける実部μ′と虚部μ″と
がμ′≪μ″の関係にあるフェライト・コアＦＣを装荷
したのち、平行２線条における出力端子およびに対
して互いに反対側の端点を入力端子に接続してフェラ
イト装荷電力分配器の形に構成することができる。かか
る構成の電力分配器における入力端子に信号を加える
と、フェライト・コアＦＣの中心部を貫通する平行２線
条には同じ大きさの電流が互いに逆方向に流れるので、
フェライト・コアＦＣ中には磁界は生ぜず、したがっ
て、入力信号電力は図１(c) の等価回路によって２分配
される。
【０００９】一方、図１(b) に示した構成において端子
に信号が加わり、図１(d) に示すように電流ｉが端子
に流入した場合には、インピーダンスＺの線路−
′には電圧降下ｉＺが生じ、その結果、密結合した他
方の線路′−にも同じ電圧ｉＺが発生する。いま、
図１(b) もしくは(d) におけるある端子ｊから他の端子
ｉに到る電圧降下をＶi-j と表わすと、図１(b) もしく
は(d) において、 Ｖ3-0 ＝Ｖ1-0 ＋Ｖ3-3'＝ｉＲ−ｉＺ となる。したがって、線路インピーダンスＺが純抵抗の
ときには、端子に加えた信号は端子には現われな
い。しかしてフェライトの複素透磁率μにおいては前述
したようにμ′≪μ″の関係があり、フェライト装荷線
路のインピーダンスＺの実部ωμ″は、自然磁気共鳴周
波数ｆr を超えた周波数領域においては周波数に無関係
な一定値となるから、図１(b) もしくは(d) における出
力端子ととの間には十分なアイソレーションが得ら
れる。
に信号が加わり、図１(d) に示すように電流ｉが端子
に流入した場合には、インピーダンスＺの線路−
′には電圧降下ｉＺが生じ、その結果、密結合した他
方の線路′−にも同じ電圧ｉＺが発生する。いま、
図１(b) もしくは(d) におけるある端子ｊから他の端子
ｉに到る電圧降下をＶi-j と表わすと、図１(b) もしく
は(d) において、 Ｖ3-0 ＝Ｖ1-0 ＋Ｖ3-3'＝ｉＲ−ｉＺ となる。したがって、線路インピーダンスＺが純抵抗の
ときには、端子に加えた信号は端子には現われな
い。しかしてフェライトの複素透磁率μにおいては前述
したようにμ′≪μ″の関係があり、フェライト装荷線
路のインピーダンスＺの実部ωμ″は、自然磁気共鳴周
波数ｆr を超えた周波数領域においては周波数に無関係
な一定値となるから、図１(b) もしくは(d) における出
力端子ととの間には十分なアイソレーションが得ら
れる。
【００１０】しかしながら、通常、図１(a) の端子に
変成比√２：１の巻線トランスを用いて各端子インピー
ダンスを等しくするので、かかる場合には線路インピー
ダンスＺが純抵抗ではなくなり、トランスのインダクタ
ンスに基づくリアクタンス成分が含まれるが、トランス
にフェライト・コアＦＣを用いるとそのリアクタン成分
が前述したように周波数に無関係になる。したがって、
変成トランスと分配線路とのインピーダンスを広い周波
数範囲に亘って一致させ、十分なアイソレーションを期
待することができ、例えば、フェライト基板上に密結合
平行２線条を被着して構成した分配器により50〜1,100M
Hzの周波数範囲に亘って定在波比 1.3以下で22dB以上の
アイソレーションを期待することができるが、かかるフ
ェライト装荷電力分配器における分配出力相互間に十分
なアイソレーションが得られる周波数範囲は、以下に詳
述するようにして極めて広い範囲にさらに拡大すること
ができる。
変成比√２：１の巻線トランスを用いて各端子インピー
ダンスを等しくするので、かかる場合には線路インピー
ダンスＺが純抵抗ではなくなり、トランスのインダクタ
ンスに基づくリアクタンス成分が含まれるが、トランス
にフェライト・コアＦＣを用いるとそのリアクタン成分
が前述したように周波数に無関係になる。したがって、
変成トランスと分配線路とのインピーダンスを広い周波
数範囲に亘って一致させ、十分なアイソレーションを期
待することができ、例えば、フェライト基板上に密結合
平行２線条を被着して構成した分配器により50〜1,100M
Hzの周波数範囲に亘って定在波比 1.3以下で22dB以上の
アイソレーションを期待することができるが、かかるフ
ェライト装荷電力分配器における分配出力相互間に十分
なアイソレーションが得られる周波数範囲は、以下に詳
述するようにして極めて広い範囲にさらに拡大すること
ができる。
【００１１】図１(b) に示したウィルキンソン型電力分
配器を構成する密結合平行２線路は、図２に示すよう
に、端子を対称軸とした回転対称をなしているので、
端子に負荷Ｒを接続したときに端子およびからな
る２端子回路を励振する固有ベクトルには、偶モードに
対するものと奇モードに対するものとがある。
配器を構成する密結合平行２線路は、図２に示すよう
に、端子を対称軸とした回転対称をなしているので、
端子に負荷Ｒを接続したときに端子およびからな
る２端子回路を励振する固有ベクトルには、偶モードに
対するものと奇モードに対するものとがある。
【００１２】
【表１】
【００１３】かかる偶奇両モードの固有ベクトル励振は
表１に示すようになり、両モードの励振を合計すると端
子に起電力Ｅを加えたものになり、偶モード励振およ
び奇モード励振に対する等価回路は図３(a) および(b)
にそれぞれ示すようになる。
表１に示すようになり、両モードの励振を合計すると端
子に起電力Ｅを加えたものになり、偶モード励振およ
び奇モード励振に対する等価回路は図３(a) および(b)
にそれぞれ示すようになる。
【００１４】図３(a) に示す偶モード励振では、端子
の負荷Ｒは２Ｒの並列によって構成し得るので、平行２
線路における各端子にそれぞれ負荷２Ｒを接続する。
また、図３(b) に示す奇モード励振では、端子を直接
に接地することになる。図３(a),(b) の等価回路におい
て点線で囲んで示す平行２線路からなる４端子回路Ｎ
を、信号源内部抵抗ＲL と負荷抵抗Ｒとに対する ２Ｒ＝ＲL (1) なる条件のもとで検討すると、４端子回路Ｎは、図３
(a) に破線で示す対称面Ｓ1 およびＳ2 に対してそれぞ
れ対称であるから、図３(a) の偶モード励振の状態は、
図４(a) と(b) とに示す励振状態の合計として取扱うこ
とができ、したがって、図３(a) の等価回路における端
子の電流を求めるには、図４(a) および(b) における
端子に関連して図４(c) にそれぞれ示す等価回路につ
いてそれぞれ求めた電流ｉ′3eおよびｉ″3eを加え合わ
せることになる。
の負荷Ｒは２Ｒの並列によって構成し得るので、平行２
線路における各端子にそれぞれ負荷２Ｒを接続する。
また、図３(b) に示す奇モード励振では、端子を直接
に接地することになる。図３(a),(b) の等価回路におい
て点線で囲んで示す平行２線路からなる４端子回路Ｎ
を、信号源内部抵抗ＲL と負荷抵抗Ｒとに対する ２Ｒ＝ＲL (1) なる条件のもとで検討すると、４端子回路Ｎは、図３
(a) に破線で示す対称面Ｓ1 およびＳ2 に対してそれぞ
れ対称であるから、図３(a) の偶モード励振の状態は、
図４(a) と(b) とに示す励振状態の合計として取扱うこ
とができ、したがって、図３(a) の等価回路における端
子の電流を求めるには、図４(a) および(b) における
端子に関連して図４(c) にそれぞれ示す等価回路につ
いてそれぞれ求めた電流ｉ′3eおよびｉ″3eを加え合わ
せることになる。
【００１５】一方、図３(b) に示した奇モード励振の等
価回路において端子およびの電圧をそれぞれＶおよ
び−Ｖとすると、図３(b) の等価回路は図５(a) と(b)
とに示す等価回路を合成したものとなる。したがって、
端子から回路Ｎを見たアドミッタンスは、図５(a) お
よび(b) の等価回路においては、先端短絡線路の特性ア
ドミッタレスＹe および先端開放線路の特性アドミッタ
レスＹo を有する分布定数回路のアドミッタンスとな
り、それぞれの場合に端子に流れる電流をｉ′ 30およ
びｉ″30とすると、 ｉ′30＝（−Ｖ／２）／｛ｊ（１／Ｙe ）tan(θe ／２）｝ ｉ″30＝（−Ｖ／２）／｛−ｊ（１／Ｙe ）cot(θe ／２）｝ となり、図３(b) の等価回路における端子に電圧−Ｖ
が加わったときに、端子から回路Ｎを見たアドミッタ
ンスをＹo とすると、 Ｙo ＝（ｉ′30＋ｉ″30）／（−Ｖ） ＝1/｛j(2/ Ye )tan (θe /2) ｝+1 /｛-j(2/Yo )cot (θo /2) ｝ (2) となり、図３(b) の等価回路における端子の電流ｉ3
を求める等価回路は図６に示すようになる。したがっ
て、図２に示した密結合平行２線路の端子に内部電源
インピーダンスＲL を介して加えた起電力Ｅにより、負
荷ＲL を接続した端子に流れる電流ｉ3 はつぎの(3)
式によって求められる。 ｉ3 ＝ｉ′3e＋ｉ″3e＋ｉ30 (3)
価回路において端子およびの電圧をそれぞれＶおよ
び−Ｖとすると、図３(b) の等価回路は図５(a) と(b)
とに示す等価回路を合成したものとなる。したがって、
端子から回路Ｎを見たアドミッタンスは、図５(a) お
よび(b) の等価回路においては、先端短絡線路の特性ア
ドミッタレスＹe および先端開放線路の特性アドミッタ
レスＹo を有する分布定数回路のアドミッタンスとな
り、それぞれの場合に端子に流れる電流をｉ′ 30およ
びｉ″30とすると、 ｉ′30＝（−Ｖ／２）／｛ｊ（１／Ｙe ）tan(θe ／２）｝ ｉ″30＝（−Ｖ／２）／｛−ｊ（１／Ｙe ）cot(θe ／２）｝ となり、図３(b) の等価回路における端子に電圧−Ｖ
が加わったときに、端子から回路Ｎを見たアドミッタ
ンスをＹo とすると、 Ｙo ＝（ｉ′30＋ｉ″30）／（−Ｖ） ＝1/｛j(2/ Ye )tan (θe /2) ｝+1 /｛-j(2/Yo )cot (θo /2) ｝ (2) となり、図３(b) の等価回路における端子の電流ｉ3
を求める等価回路は図６に示すようになる。したがっ
て、図２に示した密結合平行２線路の端子に内部電源
インピーダンスＲL を介して加えた起電力Ｅにより、負
荷ＲL を接続した端子に流れる電流ｉ3 はつぎの(3)
式によって求められる。 ｉ3 ＝ｉ′3e＋ｉ″3e＋ｉ30 (3)
【００１６】例えば、Ｙe ≪Ｙo の場合には、 ｉ3e′＝０ ｉ3e″＝(E/ 4RL )・1/｛1+j ・1/ (Ｙo ＲL )tan (θ0 /2) ｝ ＝(E/ 4RL )・〔1-｛j(Ｋα/2) ｝／｛1+j(Ｋα/2) ｝〕 ここに Ｋ＝２／（Ｙo ＲL ），α＝tan(θ0 ／２） さらに、図６の等価回路により
【数１】 その結果、端子に加えた超電力Ｅによる最大有能電力
Ｐo と端子に現われる電力Ｐ3 との比は Ｐo ／Ｐ3 ＝16｛１＋（Ｋα／２)2｝／｛（Ｋ＋１／Ｋ)2α2 ｝ となり、したがって、端子，間のアイソレーション
Ｉは、
Ｐo と端子に現われる電力Ｐ3 との比は Ｐo ／Ｐ3 ＝16｛１＋（Ｋα／２)2｝／｛（Ｋ＋１／Ｋ)2α2 ｝ となり、したがって、端子，間のアイソレーション
Ｉは、
【数２】 となる。
【００１７】また、偶奇両モードにおける特性アドミッ
タンス間にＹe ≪Ｙo の関係があり、奇モードにおける
線路電気長にθo ≪１の関係がある場合には、
タンス間にＹe ≪Ｙo の関係があり、奇モードにおける
線路電気長にθo ≪１の関係がある場合には、
【数３】 となり、Ｋ＝１すなわち２Ｚo ＝ＲL ，Ｚo ＝１／Ｙo
としたときに得られる最大アイソレーションＩmax は、 Ｉmax (dB)＝20log10(４／θo ） (dB) (7) となり、例えば30dB以上のアイソレーションを得るため
の奇モード電気長θo を(7) 式から求めると、 θo ＜0.12（ラジアン）＝7.25° となり、例えば周波数２GHz における真空中の距離は3.
02mmとなる。
としたときに得られる最大アイソレーションＩmax は、 Ｉmax (dB)＝20log10(４／θo ） (dB) (7) となり、例えば30dB以上のアイソレーションを得るため
の奇モード電気長θo を(7) 式から求めると、 θo ＜0.12（ラジアン）＝7.25° となり、例えば周波数２GHz における真空中の距離は3.
02mmとなる。
【００１８】さらに、偶モードにおける線路電気長にθ
e ≪１の関係がある場合には、奇モードでは偶モードよ
りもフェライトなど媒質の比透磁率の影響を受け難いの
でθo ≪θe ≪１の関係にあり、したがって、
e ≪１の関係がある場合には、奇モードでは偶モードよ
りもフェライトなど媒質の比透磁率の影響を受け難いの
でθo ≪θe ≪１の関係にあり、したがって、
【数４】
【００１９】いま、分布定数線路における単位長当りの
インダクタンスおよびキャパシンタンスをそれぞれＬお
よびＣとし、偶モードと奇モードとにそれぞれ対応して
ｅとｏとを添字すると、線路電気長および線路アドミッ
タンスについて、
インダクタンスおよびキャパシンタンスをそれぞれＬお
よびＣとし、偶モードと奇モードとにそれぞれ対応して
ｅとｏとを添字すると、線路電気長および線路アドミッ
タンスについて、
【数５】 となる。一方、密結合平行２線路の偶モードおよび奇モ
ードにおける磁界は図７(a) および(b) にそれぞれ示す
ようになるので、Ｌo ≪Ｌe となり、その結果、(8) 式
は、
ードにおける磁界は図７(a) および(b) にそれぞれ示す
ようになるので、Ｌo ≪Ｌe となり、その結果、(8) 式
は、
【数６】
【００２０】一方、フェライトの複素比透磁率を
【数７】 とすると、実部μ′r および虚部μ″r は、一般に、図
８(a) に示すような周波数特性を有しており、したがっ
て、偶モード・インピーダンスの絶対値｜ωＬe｜は図
８(b) に示すような周波数特性を呈する。その結果、低
い周波数領域では、偶モードの線路インピーダンスが低
くなるために、(11)式により、十分なアイソレーション
が得られなくなる。一方、高い周波数領域においては、
密結合平行２線路を互いに逆方向に流れる電流相互間の
位相が、平行２線路の中点においては正確に逆位相であ
るが、中点から距るにつれて逆位相からのずれを生じ、
その位相ずれが線路長の増大に応じて増大し、その結
果、逆方向電流が完全には相殺されなくなり、(6) 式に
基づいて、アイソレーションの劣化が生ずる。なお、中
間の周波数領域では、図８(b) から判るように、｜１＋
ｊ（２ωＬe ）／Ｒe ｜が一定値を保持しているので、
アイソレーションも一定に保持されていること図９に示
すとおりである。
８(a) に示すような周波数特性を有しており、したがっ
て、偶モード・インピーダンスの絶対値｜ωＬe｜は図
８(b) に示すような周波数特性を呈する。その結果、低
い周波数領域では、偶モードの線路インピーダンスが低
くなるために、(11)式により、十分なアイソレーション
が得られなくなる。一方、高い周波数領域においては、
密結合平行２線路を互いに逆方向に流れる電流相互間の
位相が、平行２線路の中点においては正確に逆位相であ
るが、中点から距るにつれて逆位相からのずれを生じ、
その位相ずれが線路長の増大に応じて増大し、その結
果、逆方向電流が完全には相殺されなくなり、(6) 式に
基づいて、アイソレーションの劣化が生ずる。なお、中
間の周波数領域では、図８(b) から判るように、｜１＋
ｊ（２ωＬe ）／Ｒe ｜が一定値を保持しているので、
アイソレーションも一定に保持されていること図９に示
すとおりである。
【００２１】図１(b) に示したフェライト装荷の密結合
平行２線路からなる従来のウィルキンソン型電力分配器
においては、上述したように、所望の位相差を有する２
分配出力が得られる周波数範囲内であっても、その高域
および低域では２分配出力相互間のアイソレーションが
劣化していたことになる。そこで、図１(b) に示した密
結合平行２線路に装荷したフェライト・コアＦＣの軸長
を短縮し、密結合平行２線路における偶モード電気長θ
e を短縮し、θo ≪θe の関係にある奇モード電気長θ
o ともども、密結合平行２線路の電気長を縮小して、奇
モードの逆電流相互間の位相ずれを減少させれば、高域
周波数におけるアイソレーションの劣化を除去すること
ができる。
平行２線路からなる従来のウィルキンソン型電力分配器
においては、上述したように、所望の位相差を有する２
分配出力が得られる周波数範囲内であっても、その高域
および低域では２分配出力相互間のアイソレーションが
劣化していたことになる。そこで、図１(b) に示した密
結合平行２線路に装荷したフェライト・コアＦＣの軸長
を短縮し、密結合平行２線路における偶モード電気長θ
e を短縮し、θo ≪θe の関係にある奇モード電気長θ
o ともども、密結合平行２線路の電気長を縮小して、奇
モードの逆電流相互間の位相ずれを減少させれば、高域
周波数におけるアイソレーションの劣化を除去すること
ができる。
【００２２】一方、ウィルキンソン電力分配器における
平行２線路の電気長縮少に伴う２分配出力間位相差の所
要値からの低減および偶モード・インピーダンスの低減
に基づく低域周波数でのアイソレーション劣化に対して
は、図10に示すように、電気長を短縮したフェライト装
荷平行２線路のブロックを複数個、少なくとも２個縦続
接続して、２分配出力間に所要の位相差が得られ、しか
も、低域周波数におけるアイソレーションの劣化を防ぐ
ようにする。なお、縦続接続する各ブロックの平行２線
路間は、各ブロックの特性に影響しないように、それぞ
れ伝送線路によって接続するのが好適である。
平行２線路の電気長縮少に伴う２分配出力間位相差の所
要値からの低減および偶モード・インピーダンスの低減
に基づく低域周波数でのアイソレーション劣化に対して
は、図10に示すように、電気長を短縮したフェライト装
荷平行２線路のブロックを複数個、少なくとも２個縦続
接続して、２分配出力間に所要の位相差が得られ、しか
も、低域周波数におけるアイソレーションの劣化を防ぐ
ようにする。なお、縦続接続する各ブロックの平行２線
路間は、各ブロックの特性に影響しないように、それぞ
れ伝送線路によって接続するのが好適である。
【００２３】上述した構成のフェライト装荷密結合平行
２線路よりなる電力分配器は、図１(b) に示したような
フェライトビーズ、すなわち、円柱形フェライトの中心
部に密結合平行２線路を貫通させた分配器ブロックを複
数個縦続接続して構成する他に、フェライト基板上に電
気長を縮少した密結合平行２線路を複数対適切に離間し
て順次に被着し、各対を縦続接続する伝送線路もかかる
共通基板上に被着して構成することもできる。
２線路よりなる電力分配器は、図１(b) に示したような
フェライトビーズ、すなわち、円柱形フェライトの中心
部に密結合平行２線路を貫通させた分配器ブロックを複
数個縦続接続して構成する他に、フェライト基板上に電
気長を縮少した密結合平行２線路を複数対適切に離間し
て順次に被着し、各対を縦続接続する伝送線路もかかる
共通基板上に被着して構成することもできる。
【００２４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、通信機器に多用されるウィルキンソン電力分
配器において所要位相差の２分配出力が得られる周波数
範囲の高域端部および低域端部に従来生じていた２分配
出力間のアイソレーションの劣化を、その構成の簡単な
改良によって除去し、極めて広い周波数範囲に亘り、十
分なアイソレーションをもって所定位相差の２分配出力
が得られる、という顕著な効果を挙げることができる。
によれば、通信機器に多用されるウィルキンソン電力分
配器において所要位相差の２分配出力が得られる周波数
範囲の高域端部および低域端部に従来生じていた２分配
出力間のアイソレーションの劣化を、その構成の簡単な
改良によって除去し、極めて広い周波数範囲に亘り、十
分なアイソレーションをもって所定位相差の２分配出力
が得られる、という顕著な効果を挙げることができる。
【図１】(a),(b),(c) および(d) はウィルキンソン電力
分配器の原理構成，具体的構成，等価回路および動作態
様をそれぞれ示す線図である。
分配器の原理構成，具体的構成，等価回路および動作態
様をそれぞれ示す線図である。
【図２】密結合平行２線路型ウィルキンソン電力分配器
の原理構成を示す線図である。
の原理構成を示す線図である。
【図３】(a) および(b) は偶モード励振および奇モード
励振の密結合平行２線路の等価回路をそれぞれ示す線図
である。
励振の密結合平行２線路の等価回路をそれぞれ示す線図
である。
【図４】(a),(b) および(c),(d) は図３(a) に示した偶
モード励振等価回路を分解した等価回路およびその一方
の分配出力に関する等価回路をそれぞれ示す線図であ
る。
モード励振等価回路を分解した等価回路およびその一方
の分配出力に関する等価回路をそれぞれ示す線図であ
る。
【図５】(a),(b) は図３(b) に示した奇モード励振等価
回路を分解した等価回路をそれぞれ示す線図である。
回路を分解した等価回路をそれぞれ示す線図である。
【図６】図３(b) に示した奇モード励振等価回路におけ
る一方の出力端子の電流を求める等価回路を示す線図で
ある。
る一方の出力端子の電流を求める等価回路を示す線図で
ある。
【図７】(a) および(b) は偶モード励振および奇モード
励振による密結合平行２線路の磁界をそれぞれ示す線図
である。
励振による密結合平行２線路の磁界をそれぞれ示す線図
である。
【図８】(a) および(b) はフェライト装荷線路における
複素透磁率および線路インピーダンスの周波数特性をそ
れぞれ示す線図である。
複素透磁率および線路インピーダンスの周波数特性をそ
れぞれ示す線図である。
【図９】フェライト装荷密結合平行２線路によるウィル
キンソン電力分配器における２分配出力間アイソレーシ
ョンの周波数特性を示す線図である。
キンソン電力分配器における２分配出力間アイソレーシ
ョンの周波数特性を示す線図である。
【図１０】本発明ウィルキンソン電力分配器の具体的構
成の例を示す線図である。
成の例を示す線図である。
Claims (2)
- 【請求項１】 フェライト装荷の対称密結合平行２線条
における互いに異なる側の一端子をそれぞれ出力端子と
し、他の端子を互いに接続して入力端子としたウィルキ
ンソン電力分配器において、前記対称密結合平行２線条
の偶モード電気長θevenを前記出力端子相互間に所要の
アイソレーションが得られる範囲に縮小してなる分配器
を少なくとも２個縦続接続することにより、超広帯域に
亘り定位相差の分配出力が得られるようにしたことを特
徴とする超広帯域定位相差電力分配器。 - 【請求項２】 共通のフェライト基板上に少なくとも２
対の前記対称密結合平行２線条を互いに平行に離間して
被着するとともに、それぞれ伝送線路を介して順次に接
続することにより、縦続接続した少なくとも２個の前記
分配器を構成したことを特徴とする請求項１記載の超広
帯域定位相差電力分配器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5104396A JPH06314945A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 超広帯域定位相差電力分配器 |
| US08/135,412 US5424695A (en) | 1993-04-30 | 1993-10-13 | Ultra-wide frequency range constant phase difference power distributor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5104396A JPH06314945A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 超広帯域定位相差電力分配器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06314945A true JPH06314945A (ja) | 1994-11-08 |
Family
ID=14379579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5104396A Withdrawn JPH06314945A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 超広帯域定位相差電力分配器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5424695A (ja) |
| JP (1) | JPH06314945A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022202326A1 (ja) | 2021-03-22 | 2022-09-29 | 株式会社 東芝 | 半導体装置及びその位相特性調整方法 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0942529A1 (fr) * | 1998-03-13 | 1999-09-15 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Répartiteur de signaux à haute fréquence |
| US6011959A (en) * | 1998-03-17 | 2000-01-04 | Motorola, Inc. | Combiner circuit for dual band voltage controlled oscillators |
| US5982252A (en) * | 1998-04-27 | 1999-11-09 | Werlatone, Inc. | High power broadband non-directional combiner |
| US6018280A (en) * | 1998-08-13 | 2000-01-25 | American Microwave Technology Inc. | Broad-band high-power RF combiner |
| GB201814756D0 (en) * | 2018-09-11 | 2018-10-24 | Queens Univ Of Belfast | Improvements in and relating to power divider/combiner circuits |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4789845A (en) * | 1988-01-20 | 1988-12-06 | Prabhakara Reddy | Broad band hybrid signal splitter |
| US5006822A (en) * | 1990-01-03 | 1991-04-09 | Prabhakara Reddy | Hybrid RF coupling device with integrated capacitors and resistors |
-
1993
- 1993-04-30 JP JP5104396A patent/JPH06314945A/ja not_active Withdrawn
- 1993-10-13 US US08/135,412 patent/US5424695A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022202326A1 (ja) | 2021-03-22 | 2022-09-29 | 株式会社 東芝 | 半導体装置及びその位相特性調整方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5424695A (en) | 1995-06-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000704 |