JPH06317432A - 光学式変位検出装置 - Google Patents
光学式変位検出装置Info
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- JPH06317432A JPH06317432A JP13144593A JP13144593A JPH06317432A JP H06317432 A JPH06317432 A JP H06317432A JP 13144593 A JP13144593 A JP 13144593A JP 13144593 A JP13144593 A JP 13144593A JP H06317432 A JPH06317432 A JP H06317432A
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Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電気的内挿により簡略化された回路構成でエ
ンコーダの高分解能化を達成する。 【構成】 光学式変位検出装置は、所定のスリットパタ
ンが形成されたエンコーダ板１と、該エンコーダ板１に
投光する光源部３と、該エンコーダ板を介して投光を受
光し９０°ずつ位相のずれた４個の周期信号Ａ，Ａ- ，
Ｂ，Ｂ- を出力する受光部４とを備えている。さらに、
選択回路６を含んでおり、４個の周期信号の交点に基き
一周期を区分して得られる８個の領域の夫々について互
いに逆勾配な２個の周期信号を逐次選択する。ピーク出
力を含む比較的緩勾配の一方の周期信号Ｓは分割回路７
に供給され、多段的に抵抗分割して複数のレベル信号を
生成する。比較回路８は、平均出力近傍を含む比較的急
勾配の他方の周期信号Ｔを該複数のレベル信号により個
々に比較処理し細分化された複数の位相信号を生成す
る。論理回路１１はこれらの位相信号を論理処理して内
挿情報を含むビット信号Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4を生成する。
ンコーダの高分解能化を達成する。 【構成】 光学式変位検出装置は、所定のスリットパタ
ンが形成されたエンコーダ板１と、該エンコーダ板１に
投光する光源部３と、該エンコーダ板を介して投光を受
光し９０°ずつ位相のずれた４個の周期信号Ａ，Ａ- ，
Ｂ，Ｂ- を出力する受光部４とを備えている。さらに、
選択回路６を含んでおり、４個の周期信号の交点に基き
一周期を区分して得られる８個の領域の夫々について互
いに逆勾配な２個の周期信号を逐次選択する。ピーク出
力を含む比較的緩勾配の一方の周期信号Ｓは分割回路７
に供給され、多段的に抵抗分割して複数のレベル信号を
生成する。比較回路８は、平均出力近傍を含む比較的急
勾配の他方の周期信号Ｔを該複数のレベル信号により個
々に比較処理し細分化された複数の位相信号を生成す
る。論理回路１１はこれらの位相信号を論理処理して内
挿情報を含むビット信号Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4を生成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアブソリュートエンコー
ダ等の光学式変位検出装置に関する。より詳しくは、電
気的な内挿法によるエンコーダの高分解能化技術に関す
る。
ダ等の光学式変位検出装置に関する。より詳しくは、電
気的な内挿法によるエンコーダの高分解能化技術に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】光学式変位検出装置は基本的な構成要素
として、所定のスリットパタンが形成されたエンコーダ
板と、該エンコーダ板に投光する光源と、該エンコーダ
板を介して投光を受光し周期信号を出力する受光素子と
を含んでいる。エンコーダ板に形成されたスリットパタ
ンは微細加工されたものであり、製造技術的には１μｍ
線幅のスリットパタンを得る事は比較的容易である。し
かしながら、実際のエンコーダ用スケールとしては、回
折現象による信号出力の低下を考慮して、８μｍピッチ
（４μｍの透過部と同じく４μｍの不透過部）の明暗パ
タンが実用上の限界値とされている。従って、１μｍ読
みあるいは０．１μｍ読みのエンコーダを実現する為に
は、８μｍピッチのスケールをさらに８分割あるいは８
０分割したパルス出力が必要になる。分割方法として
は、光学的内挿法と電気的内挿法の両者があるが、一般
的には比較的構成が簡便な電気的内挿法が採用されてい
る。電気的内挿法としては、抵抗分割方式、位相変調方
式、関数変換表方式等がある。
として、所定のスリットパタンが形成されたエンコーダ
板と、該エンコーダ板に投光する光源と、該エンコーダ
板を介して投光を受光し周期信号を出力する受光素子と
を含んでいる。エンコーダ板に形成されたスリットパタ
ンは微細加工されたものであり、製造技術的には１μｍ
線幅のスリットパタンを得る事は比較的容易である。し
かしながら、実際のエンコーダ用スケールとしては、回
折現象による信号出力の低下を考慮して、８μｍピッチ
（４μｍの透過部と同じく４μｍの不透過部）の明暗パ
タンが実用上の限界値とされている。従って、１μｍ読
みあるいは０．１μｍ読みのエンコーダを実現する為に
は、８μｍピッチのスケールをさらに８分割あるいは８
０分割したパルス出力が必要になる。分割方法として
は、光学的内挿法と電気的内挿法の両者があるが、一般
的には比較的構成が簡便な電気的内挿法が採用されてい
る。電気的内挿法としては、抵抗分割方式、位相変調方
式、関数変換表方式等がある。
【０００３】一番目の抵抗分割方式は９０°ずつ位相の
ずれた周期信号出力から、次々に中間の位相信号を抵抗
比の選択によって合成する方法である。全ての信号出力
の振幅を調整して揃えた後、パルス化処理を行なう事に
より任意の分解能を得る事ができる。２番目の位相変調
方式は、例えば特開平２−１２８１１６号公報に開示さ
れている。この方式によれば、エンコーダから互いに９
０°の位相差を持った正弦波信号が入力される。これら
の信号は反転アンプ及び抵抗アレイにより、順次４５°
位相がシフトした８個の正弦波信号となってアナログマ
ルチプレクサに入力される。アナログマルチプレクサは
８個の正弦波信号を順次選択して時系列的に次段に出力
する。この出力はバンドパスフィルタにより不要な周波
数成分が除去されさらにシュミットトリガ回路により波
形整形されて矩形波信号となる。この矩形波信号はスリ
ットパタンが受光部に対してちょうど１ピッチ分移動す
ると、基準信号との位相差が２πだけシフトする。つま
り、矩形波信号はスリットパタンの位置を位相情報とし
て含んだものである。エンコーダ停止中は矩形波信号と
基準信号との位相差は常に一定のままである。ところ
が、スリットパタンが例えば１／８ピッチ分回転すると
アナログマルチプレクサの各入力信号は固定ではなく可
変即ち正弦波となる。この為バンドパスフィルタ出力の
位相もずれていき結果的に被変調矩形波信号の位相はπ
／４だけシフトする。従って、スリットパタンの１ピッ
チ内における回転角は矩形波信号と基準信号との位相差
を測定する事により検出できる。１ピッチ当たりの分割
数はこの位相差をどのくらい細かく測定するのかで決ま
る。３番目の関数変換表方式は、例えば特開昭６２−１
４２２２１号公報に開示されている。この方式は受光素
子から得られた周期信号をＡ／Ｄ変換し、これをアドレ
スとしてＲＯＭのテーブルデータを参照する事によりデ
ジタル的に内挿されたエンコーダ出力を得るものであ
る。
ずれた周期信号出力から、次々に中間の位相信号を抵抗
比の選択によって合成する方法である。全ての信号出力
の振幅を調整して揃えた後、パルス化処理を行なう事に
より任意の分解能を得る事ができる。２番目の位相変調
方式は、例えば特開平２−１２８１１６号公報に開示さ
れている。この方式によれば、エンコーダから互いに９
０°の位相差を持った正弦波信号が入力される。これら
の信号は反転アンプ及び抵抗アレイにより、順次４５°
位相がシフトした８個の正弦波信号となってアナログマ
ルチプレクサに入力される。アナログマルチプレクサは
８個の正弦波信号を順次選択して時系列的に次段に出力
する。この出力はバンドパスフィルタにより不要な周波
数成分が除去されさらにシュミットトリガ回路により波
形整形されて矩形波信号となる。この矩形波信号はスリ
ットパタンが受光部に対してちょうど１ピッチ分移動す
ると、基準信号との位相差が２πだけシフトする。つま
り、矩形波信号はスリットパタンの位置を位相情報とし
て含んだものである。エンコーダ停止中は矩形波信号と
基準信号との位相差は常に一定のままである。ところ
が、スリットパタンが例えば１／８ピッチ分回転すると
アナログマルチプレクサの各入力信号は固定ではなく可
変即ち正弦波となる。この為バンドパスフィルタ出力の
位相もずれていき結果的に被変調矩形波信号の位相はπ
／４だけシフトする。従って、スリットパタンの１ピッ
チ内における回転角は矩形波信号と基準信号との位相差
を測定する事により検出できる。１ピッチ当たりの分割
数はこの位相差をどのくらい細かく測定するのかで決ま
る。３番目の関数変換表方式は、例えば特開昭６２−１
４２２２１号公報に開示されている。この方式は受光素
子から得られた周期信号をＡ／Ｄ変換し、これをアドレ
スとしてＲＯＭのテーブルデータを参照する事によりデ
ジタル的に内挿されたエンコーダ出力を得るものであ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来例のう
ち、第１の抵抗分割方式では、分割数の半分に相当する
個数の抵抗器とコンパレータが必要であり、分割数を増
大させるに従って部品点数が増えるという課題がある。
又、エンコーダ板の絶対番地を表わすアブソリュート出
力を得る為にはコンパレータからの位相信号を論理処理
して２進ビット信号に直さなければならない。第２の位
相変調方式では分割数の多少に関わらず抵抗器は８個で
済むという利点がある。しかしながら、上述した位相変
調を行なう為には発振器、分周器、位相検出回路、処理
回路等が必要である。さらには、アブソリュート出力を
得る為２進化処理用の論理回路も必要となり、回路の全
体構成が複雑になるという課題がある。又、ビット信号
を取り出すまで一周期分の時間が必要であり、応答速度
に制限があるという課題がある。第３の関数変換表方式
では、Ａ／ＤコンバータやＲＯＭが必要となり、製造コ
ストが高い上回路構成も複雑になるという課題がある。
ち、第１の抵抗分割方式では、分割数の半分に相当する
個数の抵抗器とコンパレータが必要であり、分割数を増
大させるに従って部品点数が増えるという課題がある。
又、エンコーダ板の絶対番地を表わすアブソリュート出
力を得る為にはコンパレータからの位相信号を論理処理
して２進ビット信号に直さなければならない。第２の位
相変調方式では分割数の多少に関わらず抵抗器は８個で
済むという利点がある。しかしながら、上述した位相変
調を行なう為には発振器、分周器、位相検出回路、処理
回路等が必要である。さらには、アブソリュート出力を
得る為２進化処理用の論理回路も必要となり、回路の全
体構成が複雑になるという課題がある。又、ビット信号
を取り出すまで一周期分の時間が必要であり、応答速度
に制限があるという課題がある。第３の関数変換表方式
では、Ａ／ＤコンバータやＲＯＭが必要となり、製造コ
ストが高い上回路構成も複雑になるという課題がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上述した従来の技術の課
題に鑑み、本発明は簡略化された回路構成でアブソリュ
ートエンコーダの高分解能化が可能な内挿方式を提供す
る事を目的とする。図１を参照して、本発明の目的を達
成する為に講じられた手段を説明する。図示する様に、
本発明にかかる光学式変位検出装置は、所定のスリット
パタンが形成されたエンコーダ板１を備えている。この
エンコーダ板１は回転軸２に固着されている。エンコー
ダ板１の一面側には光源部３が配置されておりスリット
パタンに投光する。エンコーダ板１の他面側には光源部
３に対向して受光部４が配置されている。受光部４はエ
ンコーダ板１を介して投光を受光し、９０°ずつ位相の
ずれた４個の周期信号を出力する。図示の例では、周期
信号Ａに対して周期信号Ｂは９０°位相がずれている。
又、周期信号Ａ- は周期信号Ａに対して位相が１８０°
ずれている。さらに周期信号Ｂ- は周期信号Ｂに対して
位相が１８０°ずれている。従って、これら４個の周期
信号は０°，９０°，１８０°，２７０°の位相差を持
って出力される。なお、周期信号Ａ- ，Ｂ- は周期信号
Ａ，Ｂと１８０°位相がずれているものであれば良く、
反転回路等によって周期信号Ａ，Ｂから得るようにして
も良い。これらの周期信号は、例えば略ｓｉｎ波形を有
するものである。これに代えて、略三角波形を有する周
期信号であっても差し支えない。４個の周期信号は整形
回路５により波形整形されてＤＣ成分が除去される。波
形整形された周期信号は、元の信号に対応する形でＮ
Ａ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ-の様に表わされている。これ
らの波形整形処理を施された周期信号は選択回路６に入
力される。選択回路６は、４個の周期信号の交点に基き
一周期を区分して得られる８個の領域の夫々について位
相が９０°ずれた互いに逆勾配な２個の周期信号を逐次
選択する。ここでは、各領域毎に選択された１組の周期
信号をＳ，Ｔで表わしている。ピーク出力を含む比較的
緩勾配の一方の周期信号Ｓは分割回路７に入力され、多
段的に抵抗分割されて複数のレベル信号を生成する。こ
れらのレベル信号は次段の比較回路８に入力される。
又、平均出力近傍を含む比較的急勾配の他の周期信号Ｔ
は直接比較回路８に入力される。この比較回路８は、急
勾配の周期信号Ｔを該複数のレベル信号により個々に比
較処理し、細分化された複数の位相信号を生成する。
題に鑑み、本発明は簡略化された回路構成でアブソリュ
ートエンコーダの高分解能化が可能な内挿方式を提供す
る事を目的とする。図１を参照して、本発明の目的を達
成する為に講じられた手段を説明する。図示する様に、
本発明にかかる光学式変位検出装置は、所定のスリット
パタンが形成されたエンコーダ板１を備えている。この
エンコーダ板１は回転軸２に固着されている。エンコー
ダ板１の一面側には光源部３が配置されておりスリット
パタンに投光する。エンコーダ板１の他面側には光源部
３に対向して受光部４が配置されている。受光部４はエ
ンコーダ板１を介して投光を受光し、９０°ずつ位相の
ずれた４個の周期信号を出力する。図示の例では、周期
信号Ａに対して周期信号Ｂは９０°位相がずれている。
又、周期信号Ａ- は周期信号Ａに対して位相が１８０°
ずれている。さらに周期信号Ｂ- は周期信号Ｂに対して
位相が１８０°ずれている。従って、これら４個の周期
信号は０°，９０°，１８０°，２７０°の位相差を持
って出力される。なお、周期信号Ａ- ，Ｂ- は周期信号
Ａ，Ｂと１８０°位相がずれているものであれば良く、
反転回路等によって周期信号Ａ，Ｂから得るようにして
も良い。これらの周期信号は、例えば略ｓｉｎ波形を有
するものである。これに代えて、略三角波形を有する周
期信号であっても差し支えない。４個の周期信号は整形
回路５により波形整形されてＤＣ成分が除去される。波
形整形された周期信号は、元の信号に対応する形でＮ
Ａ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ-の様に表わされている。これ
らの波形整形処理を施された周期信号は選択回路６に入
力される。選択回路６は、４個の周期信号の交点に基き
一周期を区分して得られる８個の領域の夫々について位
相が９０°ずれた互いに逆勾配な２個の周期信号を逐次
選択する。ここでは、各領域毎に選択された１組の周期
信号をＳ，Ｔで表わしている。ピーク出力を含む比較的
緩勾配の一方の周期信号Ｓは分割回路７に入力され、多
段的に抵抗分割されて複数のレベル信号を生成する。こ
れらのレベル信号は次段の比較回路８に入力される。
又、平均出力近傍を含む比較的急勾配の他の周期信号Ｔ
は直接比較回路８に入力される。この比較回路８は、急
勾配の周期信号Ｔを該複数のレベル信号により個々に比
較処理し、細分化された複数の位相信号を生成する。
【０００６】本発明の一態様によれば、エンコーダ板１
にはビットコード化された複数のトラックを含むスリッ
トパタンが形成されている。このうち、最下位トラック
から得られた４個の周期信号Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- は前述
した様に整形回路５に入力される一方、論理回路９にも
供給される。さらに、波形整形された周期信号ＮＡ，Ｎ
Ａ- ，ＮＢ，ＮＢ- も前述した様に選択回路６に入力さ
れる一方、他の論理回路１０にも供給される。これらの
論理回路９，１０は、上述した４個の周期信号を直接論
理処理して３個の最下位側ビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1
を生成する。ビット信号Ｐ1 は最下位トラックの一周期
に対応したパルス列からなる。次のビット信号Ｐ0 は同
じく半周期に対応したパルス列からなる。さらに、最下
位ビット信号Ｐ-1は四半周期に対応したパルス列からな
る。加えて、比較回路８には第３の論理回路１１が接続
されており、前記細分化された複数の位相信号及び最下
位ビット信号Ｐ-1を論理処理して複数の内挿ビット信号
Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4を生成する。なお、本例では選択回路
６は、該最下位側ビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1に応じて
各領域毎に適切に組み合わされた２個の周期信号Ｓ，Ｔ
を逐次選択するマルチプレクサからなる。
にはビットコード化された複数のトラックを含むスリッ
トパタンが形成されている。このうち、最下位トラック
から得られた４個の周期信号Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- は前述
した様に整形回路５に入力される一方、論理回路９にも
供給される。さらに、波形整形された周期信号ＮＡ，Ｎ
Ａ- ，ＮＢ，ＮＢ- も前述した様に選択回路６に入力さ
れる一方、他の論理回路１０にも供給される。これらの
論理回路９，１０は、上述した４個の周期信号を直接論
理処理して３個の最下位側ビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1
を生成する。ビット信号Ｐ1 は最下位トラックの一周期
に対応したパルス列からなる。次のビット信号Ｐ0 は同
じく半周期に対応したパルス列からなる。さらに、最下
位ビット信号Ｐ-1は四半周期に対応したパルス列からな
る。加えて、比較回路８には第３の論理回路１１が接続
されており、前記細分化された複数の位相信号及び最下
位ビット信号Ｐ-1を論理処理して複数の内挿ビット信号
Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4を生成する。なお、本例では選択回路
６は、該最下位側ビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1に応じて
各領域毎に適切に組み合わされた２個の周期信号Ｓ，Ｔ
を逐次選択するマルチプレクサからなる。
【０００７】
【作用】図２を参照して、図１に示した光学式変位検出
装置の作用を説明する。図示する様に、波形整形された
４個の周期信号ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- は所定の基
準電圧Ｖｒｅｆを中心として変化するＡＣ成分のみを含
んでいる。第１の周期信号ＮＡは実線のｓｉｎ波形カー
ブで表わされ、第２の周期信号ＮＡ- は鎖線のｓｉｎ波
形カーブで表わされている。図から明らかな様に、周期
信号ＮＡ- は周期信号ＮＡに対して１８０°位相がずれ
ている。第３の周期信号ＮＢは一点鎖線のｓｉｎ波形カ
ーブで表わされており、第４の周期信号ＮＢ- は点線の
ｓｉｎ波形カーブで表わされている。周期信号ＮＢは周
期信号ＮＡに対して位相が９０°ずれている。又、周期
信号ＮＢ- は周期信号ＮＢに対して位相が１８０°反転
している。これら４個の周期信号の交点に基き、一周期
は８個の領域Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ
６，Ｄ７に区分される。細分化された各領域毎に適切な
組み合わせの２個の周期信号が選択される。例えば、１
番目の領域Ｄ０では、周期信号ＮＡとＮＢが選択され
る。これら選択された周期信号は互いに逆勾配となって
いる。一方の周期信号ＮＡは急勾配となっており、前述
した様にＴで表わされる。他方の周期信号ＮＢは緩勾配
となっており前述した様にＳで表わされる。以下同様
に、第２の領域Ｄ１では信号ＳとしてＮＡが選ばれ、信
号ＴとしてＮＢが選択される。第３の領域Ｄ２では、信
号ＳとしてＮＡが選択され、信号ＴとしてＮＢ- が選ば
れる。本例では、信号Ｓとして選択される部分は極大ピ
ークに連なっており、比較的緩勾配である。一方、信号
Ｔとして選ばれる部分は中心の基準電圧Ｖｒｅｆを横切
るものであり比較的急勾配となっている。
装置の作用を説明する。図示する様に、波形整形された
４個の周期信号ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- は所定の基
準電圧Ｖｒｅｆを中心として変化するＡＣ成分のみを含
んでいる。第１の周期信号ＮＡは実線のｓｉｎ波形カー
ブで表わされ、第２の周期信号ＮＡ- は鎖線のｓｉｎ波
形カーブで表わされている。図から明らかな様に、周期
信号ＮＡ- は周期信号ＮＡに対して１８０°位相がずれ
ている。第３の周期信号ＮＢは一点鎖線のｓｉｎ波形カ
ーブで表わされており、第４の周期信号ＮＢ- は点線の
ｓｉｎ波形カーブで表わされている。周期信号ＮＢは周
期信号ＮＡに対して位相が９０°ずれている。又、周期
信号ＮＢ- は周期信号ＮＢに対して位相が１８０°反転
している。これら４個の周期信号の交点に基き、一周期
は８個の領域Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ
６，Ｄ７に区分される。細分化された各領域毎に適切な
組み合わせの２個の周期信号が選択される。例えば、１
番目の領域Ｄ０では、周期信号ＮＡとＮＢが選択され
る。これら選択された周期信号は互いに逆勾配となって
いる。一方の周期信号ＮＡは急勾配となっており、前述
した様にＴで表わされる。他方の周期信号ＮＢは緩勾配
となっており前述した様にＳで表わされる。以下同様
に、第２の領域Ｄ１では信号ＳとしてＮＡが選ばれ、信
号ＴとしてＮＢが選択される。第３の領域Ｄ２では、信
号ＳとしてＮＡが選択され、信号ＴとしてＮＢ- が選ば
れる。本例では、信号Ｓとして選択される部分は極大ピ
ークに連なっており、比較的緩勾配である。一方、信号
Ｔとして選ばれる部分は中心の基準電圧Ｖｒｅｆを横切
るものであり比較的急勾配となっている。
【０００８】再び、第１の領域Ｄ０に戻って作用の説明
を続ける。この領域では選択された一方の周期信号ＮＢ
が多段的に抵抗分割され複数のレベル信号を生成する。
本例では、７本の点線で示す様に、８分割されている。
他方の周期信号ＮＡは該７本のレベル信号により個々に
比較処理され、細分化された７個の位相信号が生成され
る。図から理解される様に、各レベル信号と周期信号Ｎ
Ａの交点に対応して、７本の位相信号は順次立ち上が
る。従って、これら位相信号は１個の領域をさらに細分
化するものである。全体として、一周期は８×８＝６４
＝２6 分割される。従って、上述した４個の周期信号及
び７個の位相信号を論理処理する事により、６個分のビ
ット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1，Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4が得られ
る。これらのうち、ビット信号Ｐ-1は通常の処理により
得られる最下位ビットを表わしている。又、ビット信号
Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4は内挿処理により得られた信号成分で
ある。なお、本例では説明を容易にする為１個の領域を
８分割しているが本発明はこれに限られるものではな
い。
を続ける。この領域では選択された一方の周期信号ＮＢ
が多段的に抵抗分割され複数のレベル信号を生成する。
本例では、７本の点線で示す様に、８分割されている。
他方の周期信号ＮＡは該７本のレベル信号により個々に
比較処理され、細分化された７個の位相信号が生成され
る。図から理解される様に、各レベル信号と周期信号Ｎ
Ａの交点に対応して、７本の位相信号は順次立ち上が
る。従って、これら位相信号は１個の領域をさらに細分
化するものである。全体として、一周期は８×８＝６４
＝２6 分割される。従って、上述した４個の周期信号及
び７個の位相信号を論理処理する事により、６個分のビ
ット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1，Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4が得られ
る。これらのうち、ビット信号Ｐ-1は通常の処理により
得られる最下位ビットを表わしている。又、ビット信号
Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4は内挿処理により得られた信号成分で
ある。なお、本例では説明を容易にする為１個の領域を
８分割しているが本発明はこれに限られるものではな
い。
【０００９】
【実施例】以下図面を参照して本発明の好適な実施例を
詳細に説明する。図３は、図１に示した光学式変位検出
装置の具体的な構成例を示す回路ブロック図である。こ
の回路は、図１に示した論理回路９に対応する部分とし
て一対の比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２、１個の反転器ＩＮ
Ｖ、１個の排他的論理和素子ＸＯＲ１を含んでいる。図
１に示した整形回路５に対応する部分として、４個の差
動増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３，ＡＭＰ４を含
んでいる。図１の論理回路１０に対応する部分として、
一対の比較器ＣＭＰ３，ＣＭＰ４及び２個の排他的論理
和素子ＸＯＲ２，ＸＯＲ３を含んでいる。図１の選択回
路６に対応する部分として一対のマルチプレクサＭＰＸ
１，ＭＰＸ２と一対のバッファＢＵＦ１，ＢＵＦ２を含
んでいる。図１の分割回路７に対応する部分として、７
個の直列抵抗素子Ｒを含んでいる。図１の比較回路８に
対応する部分として、７個の比較器ＣＭＰ５，ＣＭＰ
６，ＣＭＰ７，ＣＭＰ８，ＣＭＰ９，ＣＭＰ１０，ＣＭ
Ｐ１１を含んでいる。最後に、図１の論理回路１１に対
応する部分として、合計９個の排他的論理和素子ＸＯＲ
４ないしＸＯＲ１２を含んでいる。
詳細に説明する。図３は、図１に示した光学式変位検出
装置の具体的な構成例を示す回路ブロック図である。こ
の回路は、図１に示した論理回路９に対応する部分とし
て一対の比較器ＣＭＰ１，ＣＭＰ２、１個の反転器ＩＮ
Ｖ、１個の排他的論理和素子ＸＯＲ１を含んでいる。図
１に示した整形回路５に対応する部分として、４個の差
動増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，ＡＭＰ３，ＡＭＰ４を含
んでいる。図１の論理回路１０に対応する部分として、
一対の比較器ＣＭＰ３，ＣＭＰ４及び２個の排他的論理
和素子ＸＯＲ２，ＸＯＲ３を含んでいる。図１の選択回
路６に対応する部分として一対のマルチプレクサＭＰＸ
１，ＭＰＸ２と一対のバッファＢＵＦ１，ＢＵＦ２を含
んでいる。図１の分割回路７に対応する部分として、７
個の直列抵抗素子Ｒを含んでいる。図１の比較回路８に
対応する部分として、７個の比較器ＣＭＰ５，ＣＭＰ
６，ＣＭＰ７，ＣＭＰ８，ＣＭＰ９，ＣＭＰ１０，ＣＭ
Ｐ１１を含んでいる。最後に、図１の論理回路１１に対
応する部分として、合計９個の排他的論理和素子ＸＯＲ
４ないしＸＯＲ１２を含んでいる。
【００１０】次に、図４のタイミングチャートを参照し
て、図３に示した回路の動作を詳細に説明する。互いに
逆相の周期信号Ａ，Ａ- はＡＭＰ３によりＶｒｅｆを基
準として互いに差動増幅されＤＣ成分の除去された周期
信号ＮＡが生成される。この波形整形された周期信号Ｎ
Ａは差動増幅器ＡＭＰ４により反転処理され、位相が１
８０°シフトした周期信号ＮＡ- が得られる。同様に、
他の一対の周期信号Ｂ，Ｂ- はＶｒｅｆを基準として差
動増幅器ＡＭＰ１により処理され、ＤＣ成分の除去され
た周期信号ＮＢが得られる。この波形整形された周期信
号ＮＢは差動増幅器ＡＭＰ２により反転され位相が１８
０°シフトした周期信号ＮＢ- が得られる。
て、図３に示した回路の動作を詳細に説明する。互いに
逆相の周期信号Ａ，Ａ- はＡＭＰ３によりＶｒｅｆを基
準として互いに差動増幅されＤＣ成分の除去された周期
信号ＮＡが生成される。この波形整形された周期信号Ｎ
Ａは差動増幅器ＡＭＰ４により反転処理され、位相が１
８０°シフトした周期信号ＮＡ- が得られる。同様に、
他の一対の周期信号Ｂ，Ｂ- はＶｒｅｆを基準として差
動増幅器ＡＭＰ１により処理され、ＤＣ成分の除去され
た周期信号ＮＢが得られる。この波形整形された周期信
号ＮＢは差動増幅器ＡＭＰ２により反転され位相が１８
０°シフトした周期信号ＮＢ- が得られる。
【００１１】これとは別に、一対の入力周期信号Ａ，Ａ
- は比較器ＣＭＰ１により互いに比較処理された後反転
器ＩＮＶを介して出力されビット信号Ｐ1 が得られる。
タイミングチャートから明らかな様に、このビット信号
Ｐ1 は上述した周期信号の一周期に対応している。同様
に、他の一対の入力周期信号Ｂ，Ｂ- も比較器ＣＭＰ２
により互いに比較処理される。この比較結果と、先に説
明したＣＭＰ１の比較結果が排他的論理和素子ＸＯＲ１
に入力され、その出力がビット信号Ｐ0 として得られ
る。図４のタイミングチャートから明らかな様に、この
ビット信号Ｐ0 は入力周期信号の半周期に対応してい
る。さらに、波形整形された一対の周期信号ＮＡ，ＮＢ
は比較器ＣＭＰ３により互いに比較処理される。同時
に、波形整形された周期信号ＮＡ- ，ＮＢも比較器ＣＭ
Ｐ４により互いに比較処理される。両比較結果は排他的
論理和素子ＸＯＲ３により処理され中間信号Ｐａが得ら
れる。この中間信号Ｐａと先に説明したビット信号Ｐ0
とを排他的論理和素子ＸＯＲ２で互いに処理する事によ
り、次のビット信号Ｐ-1が得られる。図４のタイミング
チャートから明らかな様に、このビット信号Ｐ-1は周期
信号の四半周期に対応しており、内挿のない段階では、
最小ビット信号となる。
- は比較器ＣＭＰ１により互いに比較処理された後反転
器ＩＮＶを介して出力されビット信号Ｐ1 が得られる。
タイミングチャートから明らかな様に、このビット信号
Ｐ1 は上述した周期信号の一周期に対応している。同様
に、他の一対の入力周期信号Ｂ，Ｂ- も比較器ＣＭＰ２
により互いに比較処理される。この比較結果と、先に説
明したＣＭＰ１の比較結果が排他的論理和素子ＸＯＲ１
に入力され、その出力がビット信号Ｐ0 として得られ
る。図４のタイミングチャートから明らかな様に、この
ビット信号Ｐ0 は入力周期信号の半周期に対応してい
る。さらに、波形整形された一対の周期信号ＮＡ，ＮＢ
は比較器ＣＭＰ３により互いに比較処理される。同時
に、波形整形された周期信号ＮＡ- ，ＮＢも比較器ＣＭ
Ｐ４により互いに比較処理される。両比較結果は排他的
論理和素子ＸＯＲ３により処理され中間信号Ｐａが得ら
れる。この中間信号Ｐａと先に説明したビット信号Ｐ0
とを排他的論理和素子ＸＯＲ２で互いに処理する事によ
り、次のビット信号Ｐ-1が得られる。図４のタイミング
チャートから明らかな様に、このビット信号Ｐ-1は周期
信号の四半周期に対応しており、内挿のない段階では、
最小ビット信号となる。
【００１２】一方のマルチプレクサＭＰＸ１には４個の
波形整形された周期信号ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- が
供給されており、先に説明した３個のビット信号Ｐ1 ，
Ｐ0，Ｐ-1を制御信号として受け入れ、前述した緩勾配
を有する周期信号Ｓを選択的に出力する。この信号Ｓは
一周期を区分して得られた８個の領域の夫々について、
ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- から適切に選択されたもの
である。同様に、他のマルチプレクサＭＰＸ２は８個の
領域の夫々について、適切に選択された比較的急勾配の
信号Ｔを出力する。
波形整形された周期信号ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- が
供給されており、先に説明した３個のビット信号Ｐ1 ，
Ｐ0，Ｐ-1を制御信号として受け入れ、前述した緩勾配
を有する周期信号Ｓを選択的に出力する。この信号Ｓは
一周期を区分して得られた８個の領域の夫々について、
ＮＡ，ＮＡ- ，ＮＢ，ＮＢ- から適切に選択されたもの
である。同様に、他のマルチプレクサＭＰＸ２は８個の
領域の夫々について、適切に選択された比較的急勾配の
信号Ｔを出力する。
【００１３】理解を容易にする為、これら一対のマルチ
プレクサＭＰＸ１，ＭＰＸ２の選択動作を、図５に基き
説明を加える。第１の領域Ｄ０では、制御信号としてマ
ルチプレクサに入力されるビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1
は全て論理値０となっている。この時には、一方のマル
チプレクサＭＰＸ１は信号ＳとしてＮＢを選択する様に
セッティングされている。他方のマルチプレクサＭＰＸ
２は出力信号Ｔとして周期信号ＮＡを選択する様に設定
されている。以下同様にして、第２の領域Ｄ１から最後
の領域Ｄ７にかけて、３個のビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ
-1の論理レベルの組み合わせに応じ、最適な組み合わせ
の出力信号Ｓ，Ｔを選択する様にセッティングされてい
る。
プレクサＭＰＸ１，ＭＰＸ２の選択動作を、図５に基き
説明を加える。第１の領域Ｄ０では、制御信号としてマ
ルチプレクサに入力されるビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ-1
は全て論理値０となっている。この時には、一方のマル
チプレクサＭＰＸ１は信号ＳとしてＮＢを選択する様に
セッティングされている。他方のマルチプレクサＭＰＸ
２は出力信号Ｔとして周期信号ＮＡを選択する様に設定
されている。以下同様にして、第２の領域Ｄ１から最後
の領域Ｄ７にかけて、３個のビット信号Ｐ1 ，Ｐ0 ，Ｐ
-1の論理レベルの組み合わせに応じ、最適な組み合わせ
の出力信号Ｓ，Ｔを選択する様にセッティングされてい
る。
【００１４】再び図３に戻って動作説明を続ける。ＭＰ
Ｘ１から出力された緩勾配の信号ＳはバッファＢＵＦ１
を介して７本の直列抵抗素子Ｒに供給され多段分割処理
が行なわれる。この結果、７つの異なったレベル信号が
得られる。これらのレベル信号は夫々対応する比較器Ｃ
ＭＰ５ないしＣＭＰ１１の負入力端子に印加される。一
方、ＭＰＸ２から出力された急勾配の信号Ｔはバッファ
ＢＵＦ２を介して直接比較器ＣＭＰ５ないしＣＭＰ１１
の正入力端子に供給される。ここで、所定の比較処理が
行なわれ、細分化された７個の位相信号が得られる。具
体的には、比較器ＣＭＰ１１から１／６４周期分だけシ
フトした位相信号Ｐｂが出力される。ＣＭＰ１０から２
／６４周期分だけシフトした位相信号Ｐｃが出力され
る。ＣＭＰ９から３／６４周期分だけシフトした位相信
号Ｐｄが出力される。ＣＭＰ８から４／６４周期分だけ
シフトした位相信号Ｐｅが出力される。ＣＭＰ７から５
／６４周期分だけシフトした位相信号Ｐｆが出力され
る。ＣＭＰ６から６／６４周期分だけシフトした位相信
号Ｐｇが出力される。最後に、ＣＭＰ５から７／６４周
期分だけシフトした位相信号Ｐｈが出力される。
Ｘ１から出力された緩勾配の信号ＳはバッファＢＵＦ１
を介して７本の直列抵抗素子Ｒに供給され多段分割処理
が行なわれる。この結果、７つの異なったレベル信号が
得られる。これらのレベル信号は夫々対応する比較器Ｃ
ＭＰ５ないしＣＭＰ１１の負入力端子に印加される。一
方、ＭＰＸ２から出力された急勾配の信号Ｔはバッファ
ＢＵＦ２を介して直接比較器ＣＭＰ５ないしＣＭＰ１１
の正入力端子に供給される。ここで、所定の比較処理が
行なわれ、細分化された７個の位相信号が得られる。具
体的には、比較器ＣＭＰ１１から１／６４周期分だけシ
フトした位相信号Ｐｂが出力される。ＣＭＰ１０から２
／６４周期分だけシフトした位相信号Ｐｃが出力され
る。ＣＭＰ９から３／６４周期分だけシフトした位相信
号Ｐｄが出力される。ＣＭＰ８から４／６４周期分だけ
シフトした位相信号Ｐｅが出力される。ＣＭＰ７から５
／６４周期分だけシフトした位相信号Ｐｆが出力され
る。ＣＭＰ６から６／６４周期分だけシフトした位相信
号Ｐｇが出力される。最後に、ＣＭＰ５から７／６４周
期分だけシフトした位相信号Ｐｈが出力される。
【００１５】これらの位相信号と前述した最下位ビット
信号Ｐ-1は所定の論理処理を施され内挿分の３ビット信
号Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4が得られる。具体的には、先ず位相
信号Ｐｅと最下位ビット信号Ｐ-1がＸＯＲ４により互い
に排他的論理和処理され第１の内挿ビット信号Ｐ-2が得
られる。次に、位相信号ＰｃとＰｇをＸＯＲ５により互
いに排他的論理和処理し中間信号Ｐｊを生成する。この
Ｐｊと位相信号ＰｅをＸＯＲ６により互いに排他的論理
和処理し次の中間信号Ｐｍを生成する。この中間Ｐｍと
最下位ビット信号Ｐ-1をＸＯＲ７により互いに排他的論
理和処理し次の内挿ビット信号Ｐ-3を生成する。さら
に、一対の位相信号ＰｂとＰｄをＸＯＲ１０により互い
に排他的論理和処理し中間信号Ｐｋを得る。同様に、一
対の位相信号ＰｆとＰｈをＸＯＲ８により互いに排他的
論理和処理し他の中間信号Ｐｌを生成する。これら一対
の中間信号Ｐｋ，ＰｌはＸＯＲ１１により互いに排他的
論理和処理され次段の中間信号Ｐｎが得られる。この中
間信号Ｐｎと先に得られた中間信号ＰｍはＸＯＲ１２に
より互いに排他的論理和処理されさらに細かい中間信号
Ｐｒが生成される。最後に、この中間信号Ｐｒと最下位
ビット信号Ｐ-1はＸＯＲ９により互いに排他的論理和処
理され、最も微細な内挿ビット信号Ｐ-4が得られる。
信号Ｐ-1は所定の論理処理を施され内挿分の３ビット信
号Ｐ-2，Ｐ-3，Ｐ-4が得られる。具体的には、先ず位相
信号Ｐｅと最下位ビット信号Ｐ-1がＸＯＲ４により互い
に排他的論理和処理され第１の内挿ビット信号Ｐ-2が得
られる。次に、位相信号ＰｃとＰｇをＸＯＲ５により互
いに排他的論理和処理し中間信号Ｐｊを生成する。この
Ｐｊと位相信号ＰｅをＸＯＲ６により互いに排他的論理
和処理し次の中間信号Ｐｍを生成する。この中間Ｐｍと
最下位ビット信号Ｐ-1をＸＯＲ７により互いに排他的論
理和処理し次の内挿ビット信号Ｐ-3を生成する。さら
に、一対の位相信号ＰｂとＰｄをＸＯＲ１０により互い
に排他的論理和処理し中間信号Ｐｋを得る。同様に、一
対の位相信号ＰｆとＰｈをＸＯＲ８により互いに排他的
論理和処理し他の中間信号Ｐｌを生成する。これら一対
の中間信号Ｐｋ，ＰｌはＸＯＲ１１により互いに排他的
論理和処理され次段の中間信号Ｐｎが得られる。この中
間信号Ｐｎと先に得られた中間信号ＰｍはＸＯＲ１２に
より互いに排他的論理和処理されさらに細かい中間信号
Ｐｒが生成される。最後に、この中間信号Ｐｒと最下位
ビット信号Ｐ-1はＸＯＲ９により互いに排他的論理和処
理され、最も微細な内挿ビット信号Ｐ-4が得られる。
【００１６】図７は本発明にかかる光学式変位出装置の
一例として構成されたアブソリュートエンコーダの光学
的な構成を示す模式図である。回転ディスクからなるエ
ンコーダ板１０１の表面には同心円状に複数のトラック
１０２ないし１０５が設けられている。このトラック群
はビット符号化された絶対値が記録される複数のスリッ
トパタンからなり、径方向外側に向かって順に上位ビッ
ト側から下位ビット側に配列されている。エンコーダ板
１０１の片面側には光源例えばＬＥＤ１０６が配置され
ており、固定スリット１０７を介して各トラックを照明
する。エンコーダ１０１の他面側には受光素子アレイ１
０８が配置されており、スリットパタンを介して照明光
を受光しトラック毎に周期信号を出力する。各トラック
から出力された周期信号を処理してビット信号を生成し
絶対番地の読み取りを行なう。
一例として構成されたアブソリュートエンコーダの光学
的な構成を示す模式図である。回転ディスクからなるエ
ンコーダ板１０１の表面には同心円状に複数のトラック
１０２ないし１０５が設けられている。このトラック群
はビット符号化された絶対値が記録される複数のスリッ
トパタンからなり、径方向外側に向かって順に上位ビッ
ト側から下位ビット側に配列されている。エンコーダ板
１０１の片面側には光源例えばＬＥＤ１０６が配置され
ており、固定スリット１０７を介して各トラックを照明
する。エンコーダ１０１の他面側には受光素子アレイ１
０８が配置されており、スリットパタンを介して照明光
を受光しトラック毎に周期信号を出力する。各トラック
から出力された周期信号を処理してビット信号を生成し
絶対番地の読み取りを行なう。
【００１７】図６は、図７に示した最下位トラック１０
２のスリットパタン構成並びに対応する受光素子アレイ
１０８の配置構成を表わした模式図である。図示する様
に、最下位トラック１０２には、例えば２進化４進数コ
ードに従い符号化された明暗スリットパタンが形成され
ている。このトラックに対応する受光素子アレイ１０８
には４個の受光領域Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- が設けられてい
る。明暗スリットパタン１組で一周期を構成する。従っ
て、一対の受光領域Ａ，Ａ- は互いに位相が１８０°ず
れている。同様に、他の一対の受光領域Ｂ，Ｂ- も互い
に位相が１８０°ずれている。さらに、受光領域Ａと受
光領域Ｂは互いに位相が９０°ずれている。かかる構成
により、最下位トラック１０２が移動した時、これら４
個の受光領域は夫々対応する周期信号Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ
- を出力する。これらの周期信号は、０°，９０°，１
８０°，２７０°の位相角度でシフトしている。その波
形は図２に示した通りである。なお、前述の実施例では
４個の受光領域Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- を設け９０°ずつ位
相のずれた４つの検出信号を得る様にしているが、本発
明はこれに限定される事なく、例えば互いに位相が９０
°ずれている２つの検出信号Ａ，Ｂを検出し、この２つ
の検出信号Ａ，Ｂの逆相信号を例えば反転回路により演
算し、これを周期信号Ａ- ，Ｂ- とする様にしても良
い。
２のスリットパタン構成並びに対応する受光素子アレイ
１０８の配置構成を表わした模式図である。図示する様
に、最下位トラック１０２には、例えば２進化４進数コ
ードに従い符号化された明暗スリットパタンが形成され
ている。このトラックに対応する受光素子アレイ１０８
には４個の受光領域Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- が設けられてい
る。明暗スリットパタン１組で一周期を構成する。従っ
て、一対の受光領域Ａ，Ａ- は互いに位相が１８０°ず
れている。同様に、他の一対の受光領域Ｂ，Ｂ- も互い
に位相が１８０°ずれている。さらに、受光領域Ａと受
光領域Ｂは互いに位相が９０°ずれている。かかる構成
により、最下位トラック１０２が移動した時、これら４
個の受光領域は夫々対応する周期信号Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ
- を出力する。これらの周期信号は、０°，９０°，１
８０°，２７０°の位相角度でシフトしている。その波
形は図２に示した通りである。なお、前述の実施例では
４個の受光領域Ａ，Ａ- ，Ｂ，Ｂ- を設け９０°ずつ位
相のずれた４つの検出信号を得る様にしているが、本発
明はこれに限定される事なく、例えば互いに位相が９０
°ずれている２つの検出信号Ａ，Ｂを検出し、この２つ
の検出信号Ａ，Ｂの逆相信号を例えば反転回路により演
算し、これを周期信号Ａ- ，Ｂ- とする様にしても良
い。
【００１８】
【発明の効果】以上説明した様に、本発明によれば、一
周期を８分割して得られた各領域を、さらに例えば８個
の抵抗素子を利用して細分割し、結果的に６４分割を可
能にしている。従来に比し、簡略化された回路構成でア
ブソリュートエンコーダの高分解能化が達成できるとい
う効果がある。
周期を８分割して得られた各領域を、さらに例えば８個
の抵抗素子を利用して細分割し、結果的に６４分割を可
能にしている。従来に比し、簡略化された回路構成でア
ブソリュートエンコーダの高分解能化が達成できるとい
う効果がある。
【図１】本発明にかかる光学式変位検出装置の基本的な
回路構成を示すブロック図である。
回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した光学式変位検出装置の作用説明図
である。
である。
【図３】図１に示した光学式変位検出装置の具体的な構
成例を示す回路図である。
成例を示す回路図である。
【図４】図３に示した回路の動作説明に供するタイミン
グチャートである。
グチャートである。
【図５】同じく動作説明に供するテーブルチャートであ
る。
る。
【図６】エンコーダ板の最下位トラックを示す模式図で
ある。
ある。
【図７】図１に示した光学式変位検出装置の具体的な光
学的構成を表わす模式的な斜視図である。
学的構成を表わす模式的な斜視図である。
１ エンコーダ板 ２ 回転軸 ３ 光源部 ４ 受光部 ５ 整形回路 ６ 選択回路 ７ 分割回路 ８ 比較回路 ９ 論理回路 １０ 論理回路 １１ 論理回路
Claims (4)
- 【請求項１】 所定のスリットパタンが形成されたエン
コーダ板と、該エンコーダ板に投光する光源部と、該エ
ンコーダ板を介して投光を受光し９０°ずつ位相のずれ
た少なくとも２個の周期信号を出力する受光部と、該周
期信号の交点に基き一周期を区分して得られる８個の領
域の夫々について位相が９０°ずれた互いに逆勾配な２
個の周期信号を逐次選択する選択回路と、正又は負のピ
ーク出力近傍を含む一方の周期信号を多段的に抵抗分割
して複数のレベル信号を生成する分割回路と、平均出力
近傍を含む他方の周期信号を該複数のレベル信号により
個々に比較処理し細分化された複数の位相信号を生成す
る比較回路とを含む光学式変位検出装置。 - 【請求項２】 前記受光部は略ｓｉｎ波形又は三角波形
を有する周期信号を出力するものである請求項１記載の
光学式変位検出装置。 - 【請求項３】 前記エンコーダ板にはビットコード化さ
れた複数のトラックを含むスリットパタンが形成されて
おり、最下位トラックから得られた４個の周期信号を直
接論理処理して３個の最下位側ビット信号を生成する論
理回路と、前記細分化された複数の位相信号及び最下位
ビット信号を論理処理して複数の内挿ビット信号を生成
する他の論理回路を含む請求項１記載の光学式変位検出
装置。 - 【請求項４】 前記選択回路は、該最下位側ビット信号
に応じて各領域毎に適切に組み合わされた２個の周期信
号を逐次選択するマルチプレクサからなる請求項３記載
の光学式変位検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13144593A JP3347182B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | 光学式変位検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13144593A JP3347182B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | 光学式変位検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06317432A true JPH06317432A (ja) | 1994-11-15 |
| JP3347182B2 JP3347182B2 (ja) | 2002-11-20 |
Family
ID=15058124
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13144593A Expired - Fee Related JP3347182B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | 光学式変位検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3347182B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19606680A1 (de) * | 1995-02-22 | 1996-08-29 | Unisia Jecs Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Erfassen des Verbrennungszustands eines Motors mit innerer Verbrennung sowie Motorsteuerverfahren unter Verwendung des Erfassungsverfahrens und Motorsteuervorrichtung unter Verwendung der Erfassungsvorrichtung |
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1993
- 1993-05-07 JP JP13144593A patent/JP3347182B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP3347182B2 (ja) | 2002-11-20 |
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