JPH0632032B2

JPH0632032B2 - 音声帯域信号符号化方法とその装置

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Publication number: JPH0632032B2
Application number: JP59042307A
Authority: JP
Inventors: 一範小澤
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-03-06
Filing date: 1984-03-06
Publication date: 1994-04-27
Anticipated expiration: 2009-04-27
Also published as: JPS60186899A

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明は音声帯域信号（音声信号，データモデム信号
等）の低ビットレイト波形符号化方式、特に伝送情報量
を16kビット／秒以下とするような符号化方式と装置に
関する。

＜従来技術とその問題点＞音声信号を16kビット／秒程度以下の伝送情報量で符号
化するための方式として、最近マルチパルス駆動形音声
符号化方式が提案されている。これは、駆動音源信号系
列を表わす複数個のパルス系列（マルチパルス）を、短
時間毎に、符号器側でＡ−ｂ−Ｓ（ANALYSIS-BY-SYNTHE
SIS）の手法を用いて遂次的に求め、このパルス系列を
符号化伝送する方式である。本発明はこの方式に関係す
るものである。この方式の詳細については、ビー・エス
・アタール（B.S.ATAL）氏らによるアイ・シー・エー・
エス・ピー（I.C.A.S.S.P.）の予稿集、1982年614〜617
頁に掲載の「ア．ニュー．モデル．オブ．エル．ピー．
シー．エクサイティション．フォー．プロデューシン
グ．ナチュラル．サウンディング．スピーチ．アット．
ロウ．ビット．レイツ」（“A NEW MODEL OF LPC EXCIT
ATION FOR PRODUCING NATURAL-SOUNDING SPEECH AT LOW
BIT RATES”）と題した論文（文献１）に説明されてい
るので、ここでは簡単に説明を行なうにとどめる。

第１図は、前記文献１、に記載された従来方式における
符号器側の処理を示すブロック図である。図において、
100は符号器入力端子を示し、Ａ／Ｄ変換された音声信
号系列x(n)が入力される。110はバッファメモリ回路で
あり、音声信号系列を１フレーム（例えば8KHZサンプリ
ングの場合でフレーム長を10ｍsecとすると８０サンプ
ル）分、蓄積する。バッファメモリ回路１１０の出力値
は減算器１２０と、Ｋパラメータ計算回路１８０とに出
力される。但し、文献１、によれＫパラメータのかわり
にレフレクション・エコフィシエンツ（REFLECTION COE
FFICIENTS）と記載されているが、これなＫパラメータ
と同一のパラメータである。Ｋパラメータ計算回路１８
０は、バッファメモリ回路１１０の出力値を用い、共分
散法に従って、フレーム毎の音声信号スペクトルを表わ
すＫパラメータK_iを１６次分（１≦ｉ≦１６）求め、こ
れらを合成フィルタ回路１３０へ出力する。１４０は、
音源パルス発生回路であり、１フレーム内にあらかじめ
定められた個数のパルス系列を発生させる。ここでは、
このパルス系列をd(n)と記する。音源パルス発生回路１
４０によって発生された音源パルス系列の一例を第２図
に示す。第２図で横軸は離散的な時刻を、縦軸は振幅を
それぞれに示す。ここでは、１フレーム内に８個のパル
スを発生させる場合について示してある。音源パルス発
生回路１４０によって発生されたパルス系列d(n)は、合
成フィルタ１３０を駆動する。合成フィルタ１３０は、
d(n)を入力し、音声信号x(n)に対応する再生信号を求め、これを減算器１２０へ出力する。ここで、合成
フィルタ１３０は、ＫパラメータK_iを入力し、これら予
測パラメータai（１≦ｉ≦１６）へ変換し、aiを用いて
再生信号x(n)を計算する。

は、d(n)とaiを用いて下式のように表わすことができ
る。

上式でＰは合成フィルタの次数を示し、ここではＰ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号と再生信号x(n)と差e(n)を計算し、重み付け回路１９０
へ出力する。１９０は、e(n)を入力し、重み付け関数w
(n)を用い、次式に従って重み付け誤差e_w(n)を計算す
る。

e_w(n)＝w(n)＊e(n) −(2) 上式で、記号“＊”はたたみこみ積分を表やす。また、
重み付け関数w(n)は、周波数軸上で重み付けを行なうも
のであり、そのＺ変換値をW(Z)とすると、合成フィルタ
の予測パラメータa_iを用いて、次式により表わされる。

上式でｒは０≦ｒ≦１の定数であり、W(Z)の周波数特性
を決定する。つまり、ｒ＝１とすると、W(Z)＝１とな
り、W(Z)の周波数特性は平担となる。一方、ｒ＝０とす
ると、W(Z)は合成フィルタの周波数特性の逆特性とな
る。従って、ｒの値によってW(Z)の特性を変えることが
できる。また、(3)式に示したようにW(Z)の特性を合成
フィルタの周波数特性に依存させて決めているのは、聴
感的なマスク効果を利用しているためである。つまり、
入力音声信号のスペクトルのパワが大きな箇所では（例
えばフォルマント周波数の近傍）、再生信号のスペクト
ルとの誤差が少々大きくても、その誤差は耳につきにく
いという聴感的な性質による。第３図に、あるフレーム
における入力音声信号のスペクトルと、W(Z)の周波数特
性の一例とを示した。ここではｒ＝0.8とした。図にお
いて、横軸は周波数（最大４ＫHz）を、縦軸は対数振幅
（最大６０dB）をそれぞれ示す。また、上部の曲線は音
声信号のスペクトルを、下部の曲線は重み付け関数の周
波数特性を表わしている。

第１図へ戻って、重み付け誤差e_w(n)は、誤差最小化回
路１５０へフィードバックされる。誤差最小化回路１５
０は、e_w(n)の値を１フレーム分記憶し、これらを用い
て次式に従い、重み付けられた誤差電力εを計算する。

ここでＮは誤差電力を計算するサンプルを示す。文献
１、の方式では、この時間長を５ｍsecとしており、こ
れは８ＫHzサンプリングの場合にはＮ＝40に相当する。
次に、誤差最小化回路１５０は、前記(4)式で計算した
誤差電力εを小さくするように音源パルスの振幅及び位
置を求め、この振幅情報と位置情報とを音源パルス発生
回路１４０に出力する。音源パルス発生回路１４０はこ
の情報に基づいて音源パルス系列を発生させる。

合成フィルタ回路１３０は、この音源パルス系列を駆動
源として再生信号を求める。減算器１２０では、原信号と先に計算した再
生信号との誤差e(n)から上記のようにして求まった再生
信号を減算して、これを新たな誤差e(n)とする。重み付け回
路１９０はe(n)を入力して重み付け誤差e_w(n)を計算
し、これを誤差最小化回路１５０へフィードバックす
る。誤差最小化回路１５０は、再び誤差電力を計算し、
この誤差電力を小さくするように音源パルス系列の振幅
と位置とを調整する。こうして音源パルス系列の発生か
ら誤差最小化による音源パルス系列の調整までの一連の
処理は、音源パルス系列フレーム内のパルス数があらか
じめ定められた数に達するまでくり返され、音源パルス
系列が決定される。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
ＫパラメータK_i（１≦ｉ≦１６）と、音源パルス系列の
パルス位置及び振幅であり、１フレーム内になるパルス
の数によって任意の伝送レイトを実現できる。さらに、
伝送レイトを１６Ｋbps〜１０Ｋbpsとする領域に対して
は、良好な再生音質が得られ有効な方式の一つと考えら
れる。

しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある。これは音源パルス系列におけるパルス
の位置と振幅を計算する際に、そのパルスに基づいて再
生した信号と原信号との誤差及び誤差電力を計算し、そ
れらをフィードバックさせて誤差電力を小さくするよう
にパルス位置と振幅とを調整していることに起因してい
る。更には、これらパルスの発生から誤差電力をフィー
ドバックさせてパルス振幅と位置とを調整するまでの処
理を、パルスの数があらかじめ定められた値に達するま
でくり返すことに起因している。

また、16kビット／秒以下の伝送ビットレイトの場合、
音声信号の無声部分では従来方式によれば音源パルス数
が十分に多くはできないので、このような箇所では良好
な特性が得られなかった。

最近の動向として、16kビット／秒程度の伝送ビットレ
イトで2400ビット／秒程度の音声帯域データモデム信号
を良好に伝送したいという要請が非常に強い。音声帯域
データモデム信号に対しては、従来方式によれば、パル
ス数が十分に多くはないので良好な特性を得ることが困
難であった。

＜発明の目的＞本発明の目的は、16kビット／秒、あるいは16kビット／
秒以下の伝送ビットレイトで音声信号に対しては勿論の
こと、2400ビット／秒程度の音声帯域データモデム信号
に対しても比較的少ない演算量で良好な特性が得られる
音声帯域信号符号化方式とその装置を提供することにあ
る。

＜発明の構成＞本発明によれば、送信側では、離散的な音声帯域信号系
列を入力し短時間スペクトル包絡を表すスペクトルパラ
メータ系列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペ
クトルパラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を
良好に表し得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパ
ラメータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果を
もとに送出パルス系列の個数をきめる判別符号を作り、
前記判別符号に従い前記送出パルス系列と前記スペクト
ルパラメータ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わ
せて出力し、受信側では、前記組み合わされた符号か
ら、前記判別符号を分離し、前記判別符号に従って前記
スペクトルパラメータ系列を表す符号と前記送出パルス
系列を表す符号とを分離し復号し、前記復号されたスペ
クトルパラメータ系列と前記復号されたパルス系列とを
用い前記音声帯域信号系列を再生するようにしたことを
特徴とする音声帯域信号化方法が得られる。

また、本発明によれば、離散的な音声帯域信号系列を入
力し、前記音声帯域信号系列から短時間スペクトル包絡
を表すスペクトルパラメータ系列を抽出するパラメータ
計算回路と、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパ
ラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に表
し得るパルス系列を探索するパルス系列探索回路と、前
記スペクトルパラメータ系列抽出結果または前記パルス
系列探索結果をもとに送出パルス系列の個数を決める判
別符号を作る判別回路と、前記判別符号に従って前記送
出パルス系列と前記スペクトルパラメータ系列を符号化
し前記判別符号と組み合わせて出力する手段とを有する
ことを特徴とする音声帯域信号系列符号化装置が得られ
る。

さらに本発明によれば、送信側から離散的な音声帯域信
号系列より短時間スペクトル包絡を表すスペクトルパラ
メータ系列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペ
クトルパラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を
良好に表し得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパ
ラメータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果を
もとに送出パルス系列の個数をきめる判別符号を作り、
前記判別符号に従い前記送出パルス系列と前記スペクト
ルパラメータ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わ
せて出力された符号が入力され、前記組み合わされた符
号系列から前記判別符号を分離しさらに前記判別符号に
従ってスペクトルパラメータ系列を表す符号とパルス系
列を表す符号とを分離し復号する手段と、前記復号され
たパルス系列を用いて駆動パルス系列を発生するパルス
系列発生回路と、前記復号されたスペクトルパラメータ
系列と前記駆動パルス系列とを用いて音声帯域信号系列
を再生し出力する合成フィルタ回路とを有することを特
徴とする音声帯域信号復号化装置が得られる。

＜実施例＞本発明による音声符号化方式の構成を図面を用いて詳細
に説明する。第４図(a)は、本発明による音声符号化方
式の符号器側の一実施例を示すブロック図であり、第４
図(b)は復号器側の一実施例を示すブロック図である。
第４図(a)において、音声信号系列x(n)は、入力端子１
９５から入力され、あらかじめ定められたサンプル数だ
け区切られてバッファメモリ回路３４０に蓄積される。
次にＫパラメータ計算回路２８０は、バッファメモリ回
路３４０に蓄積されている音声信号のうち、あらかじめ
定められたサンプル数を入力し、入力音声信号のスペク
トル包絡を表わすＬＰＣパラメータを計算する。ＬＰＣ
パラメータとしては種々あるが以下ではＫパラメータを
用いるものとして説明を進める。尚、Ｋパラメータはパ
ーコール係数と同一のパラメータである。Ｋパラメータ
の計算法としては代表的な方法として自己相関法と、共
分散法がよく知られている。ここでは自己相関法による
Ｋパラメータの計算法を、ジョン・マクホウル（JOHN M
AKHOUL）氏らによるアイ・イー・イー・イートランザク
ションズオンエー・エス・エス・ピー（IEEE TRANS
ACTIONS ON A.S.S.P.）誌1975年６月号．309〜321頁に
掲載の「クォンタイゼイションプロパティズオブ
トランスミッションパラメーターズインリニア、
プリディクティブシステム」（“QUANTIZATION PROPE
RTIES OF TRANS MISSION PARAMETERS IN LINEAR PREDIC
TIVE SYSTEMS”）と題した論文（文献２）等に説明され
ている方法を引用して以下に示す。

E₀＝R(o) (5a) ａ_ｉ ^（ｉ）＝k_i (5c) ▲ａ_j ⁽ⁱ⁾▼＝▲ａ_j ^(i-1)▼＋▲ｋ_ia_i-j ^(i-1)▼，（１≦
ｊ≦ｉ−１） (5d) E_i＝（１−k_i ²）・E_i-1 (5e) a_j＝a_j ^(p)，（１≦ｊ≦ｐ） (5f) 式(5a)から式(5f)はｊ＝１，２，……ｐとして再帰的に
解くことができる。式において、k_iはｉ次目のＫパラメ
ータ値を示す。またR(i)は入力音声に対する遅れ時間ｉ
の自己相関々数を示す。Ｐは予測分析次数を示す。▲ａ
_j ^(p)▼は分析次数ｄの場合のｊ番目の線形予測係数を示
す。ここで式(5e)のE_iの値は次数ｉの予測における予測
誤差電力を示している。従って計算の各段階で次数ｉの
予測の予測誤差電力を監視することができる。E_iを用い
て正規化予測誤差は次式のように表わせる。

V_i＝E_i／R(o) (6) ｉ＝ｐの場合には(5e)式を用いてと表わせる。ここで１／Vpは予測利得ともよばれる。従
って(7)式を用いればｐ次予測分析の場合の正規化予測
誤差を知ることができる。以上で自己相関法によるＫパ
ラメータ計算法の説明を終える。

第４図(a)に戻って、Ｋパラメータ計算回路２８０は、
式(5a)から式(5e)に従ってあらかじめ定められた次数M₁
（例えばM₁＝４）のＫパラメータK_i（１≦ｉ≦M₁）を計
算する。また(7)式に従ってＭ_１次の正規化予測誤差V_M1
を計算する。次に求まった正規化予測誤差V_M1をあらか
じめ定められたしきい値と比較して、V_M1がしきい値よ
りも小さければ入力信号は一例として有声と判別する。
一方、V_M1がしきい値よりも大きければ入力音声は無声
と判別する。このようにしたのは、音声信号の場合、有
声部では相関が大きいために予測し易く正規化予測誤差
はかなり小さな値となる。一方、音声信号の無声部およ
びデータモデム信号は相関が小さいために予測しにく
く、正規化予測誤差はあまり小さくはならないことにも
とずいている。ただし、ここでは説明の簡便さのため
に、有声と無声の２種類に分類したが、特に有声と無声
に分類する必要はなく、また、分類は２種類以上でもよ
い。Ｋパラメータ計算回路２８０は正規化予測誤差V_Pを
用いた有声／無声判別結果を１ビット情報ｄとしてＫパ
ラメータ符号化回路２００とインパルス応答計算回路２
１０とパルス計算回路３９０と合成フィルタ回路４００
と重み付け回路４１０と符号化回路４７０とマルチプレ
クサ４５０とへ出力する。更にＫパラメータ計算回路２
８０は、判別結果が無声であった場合にはM₁次まで求め
たＫパラメータ値K_i（１≦ｉ≦M₁，例えばM₁＝４）をＫ
パラメータ符号化回路２００へ出力する。この場合、信
号の相関が小さいのでM₁は４次程度以上としても予測利
得の向上はごくわずかである。一方、判別結果が有声で
あった場合には音声信号のスペクトル包絡をより精密に
表わすために更にM₂次（M₂≧M₁，例えばM₂＝１２）まで
のＫパラメータ値K_i（１≦ｉ≦M₂）を引き続き計算し、
K_i（１≦ｉ≦M₂）をＫパラメータ符号化回路２００へ出
力する。

Ｋパラメータ符号化回路２００は、Ｋパラメータ計算回
路２８０から有声／無声判別情報ｄとＫパラメータ値K_i
とを入力する。Ｋパラメータ符号化回路２００は有声に
対する最適な量子化特性と無声に対する最適な量子化特
性の２種の量子化特性をもっており、判別情報ｄに従っ
てこの特性を切り換え、入力したＫパラメータK_iを符号
化し、符号l_kiをマルチプレクサ４５０へ出力する。ま
たＫパラメータ符号化回路２００は、l_kiを復号化して
得たＫパラメータ復号値K_iを用い前述の(5c),(5d),(5f)
式を用いて予測係数値a′_iに変換する。この際に有声／
無声判別情報ｄを用いて次数ｐをM₁またはM₂に切り換え
ておく。Ｋパラメータ符号化回路２００は、予測係数値
a′K_iをインパルス応答計算回路２１０と重み付け回路
４１０と合成フィルタ回路４００とへ出力する。

次にインパルス応答計算回路２１０は、Ｋパラメータ計
算回路２８０から有声／無声判別情報ｄとＫパラメータ
符号化回路２００から予測係数値a′_iを入力し、次式で
示される重み付けされた合成フィルタの伝達関数を表わ
すインパルス応答h_w(n)を、あらかじめ定められたサン
プル数だけ計算する。

ここでＰは予測計数値a′_iの次数を示す。Ｐは有声／無
声判別情報ｄに従って切り換えられ、有声の場合はＰは
M₂（例えば１２）次にセットされ、無声の場合はＰはM₁
（例えば４）次にセットされる。また、W(Z)は前記(3)
式で示した重み付け関数のＺ変換表現である。但し次数
Ｐは、有声／無声情報ｄに従いM₂またはM₁に切り換えら
れる。インパルス応答計算回路２１０はインパルス応答
h_w(n)を自己相関々数計算回路３６０と相互相関々数計
算回路３５０とへ出力する。

次に自己相関々数計算回路３６０は、インパルス応答計
算回路２１０からインパルス応答h_w(n)を入力し、次式
に従って自己相関々数R_hh(・)をあらかじめ定められた遅
れ時間τだけ計算する。

自己相関々数R_hh（τ）はパルス計算回路３９０へ出力
される。

次に減算器２８５は、バッファメモリ回路３４０に蓄積
された音声信号x(n)を入力し、x(n)から合成フィルタ回
路４００の出力系列を１フレームサンプル分減算し、減
算結果e(n)を重み付け回路４１０へ出力する。

次に重み付け回路４１０は、減算器２８５から減算結果
e(n)を入力し、またＫパラメータ符号化回路２００から
予測係数値a′_iを入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０
から有声／無声判別情報ｄを入力し、e(n)に対して重み
付けを施しe_w(n)を出力する。ここでe_w(n)はＺ変換表現
で次式のように書ける。

E_w(Z)＝E(2)・W(Z) (10) ここでE_w(Z)，E(Z)はそれぞれe_w(n)のＺ変換値，e(n)の
Ｚ変換値を示す。またW(Z)は前記(3)式で示される重み
付け関数のＺ変換値を示す。但しW(Z)の次数ｐは有声／
無声情報ｄに従いM₂またはM₁に切り換えられる。重み付
け回路４１０は、求めたe_w(n)を相互相関々数計算回路
３５０へ出力する。

次に相互相関々数計算回路３５０は、重み付け回路４１
０からe_w(n)を入力し、またインパルス応答計算回路２
１０からインパルス応答h_w(n)を入力し、次式に従って
相互相関々数_hx(n)をあらかじめ定められたサンプル
数だけ計算する。

相互相関々数_hx(・)はパルス計算回路３９０へ出力さ
れる。

次にパルス計算回路３９０は、相互相関々数計算回路３
５０から相互相関々数_hx(・)を入力し、自己相関々数
計算回路３６０から自己相関々数R_hh(・)を入力し、Ｋパ
ラメータ計算回路２８０から有声／無声判別情報ｄを入
力する。ここでパルス計算回路３９０は、有声／無声判
別情報ｄに従って、１フレーム内に求められるパルス数
を切り換える。つまり有声の場合にはL₁個のパルスを求
め、無声の場合にはL₂個のパルスを求める。但し、L₁＜
L₂とする。無声の場合に、有声の場合と比較してパルス
数を増やす必要があるのは、前述したように無声の場合
は有声の場合に比べ予測利得が少ないためである。ここ
でパルス数は伝送ビットレイトに応じて決定されなくて
はならない。例えば、伝送ビットレイトを16kビット／
秒とすると、後述する量子化回路における量子化ビット
配分に従えば、有声の場合にL₁＝32，無声の場合にL₂＝
50個程度となる。

パルス計算回路３９０では、入力信号と合成信号との重
み付け誤差電力を最小化するパルス系列を、次式に従っ
て１パルスずつ順次計算する。

ここでg_iはフレーム内のｉ番目にたつパルスの振幅を示
す。m_iはｉ番目のパルスのフレーム内のサンプル位置を
示す。またＬは１フレーム内に求めるパルス数を示し、
この値は前述のように有声／無声判別情報に従ってL
₁（有声の場合），またはL₂（無声の場合）に切り換え
られる。パルスの位置m_iはg_iの絶対値最大値をとるフレ
ーム内位置から求まる。

次に、(12)に従ってパルスを１つずつ求める過程を、図
面を用いて説明する。第５図(a)は相互相関々数計算回
路３５０で計算され、パルス計算回路３９０へ出力され
た１フレーム分の相互相関々数を示す。図において横軸
は１フレーム内のサンプル時刻を示す。フレーム長は１
６０としている。縦軸は振幅である。第５図(b)は(12)
式に従って求めた第１番目のパルスg₁を示す図である。
第５図(c)は第５図(b)で求めたパルスの影響を差し引い
た後の図である。第５図(d)は第２番目のパルスg₂を求
めた図である。第５図(e)は第２番目のパルスg₂の影響
を差し引いた後の図である。第５図(d)から(e)の処理を
くり返してL₁またはL₂個のパルスを求める。

第４図(a)に戻って、パルス計算回路３９０は(12)式に
従って求めたパルス系列を符号化回路４７０へ出力す
る。

次に符号化回路４７０は、パルス計算回路３９０からパ
ルス系列を入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０から有
声／無声判別情報ｄを入力する。符号化回路４７０は、
有声／無声判別情報ｄに従い、有声、無声の場合に対し
て量子化ビット数及び量子化特性を切り換える。量子化
特性を切り換えるのは、有声と無声の場合ではパルス振
幅の頻度分布が異なるので、各々の分布に対し最適な量
子化を施すためである。符号化回路４７０は、入力した
パルスの振幅，位置を符号化し、マルチプレクサ４５０
へ出力する。また、パルスの振幅，位置の復号値g′_i,
m′_iをパルス発生回路４２０へ出力する。ここでパルス
系列の符号化法は種々考えられる。一つは、パルス系列
の振幅，位置を別々に符号化する方法であり、また一つ
は振幅，位置を一緒に符号化する方法である。

前者の方法について一例を説明する。まず、パルス系列
の振幅の符号化法としては、フレーム内のパルス系列の
振幅の最大値を正規化計数として、この値を用いて各パ
ルスの振幅を正規化した後に、量子化，符号化する方法
が考えられる。量子化特性については、有声，無声，各
々の場合の振幅分布に応じた最適な特性を用いる。ま
た、各パルスの振幅を直交関係にある他のパラメータに
変換した後に量子化，符号化を施してもよい。また、パ
ルス振幅毎にビット割り当てを変えてもよい。次に、パ
ルス位置の符号化についても種々の方法が考えられる。
例えば、ファクシミリ信号符号化等でよく知られている
ランレングス符号等を用いてもよい。これは符号“０”
または“１”の続く長さをあらかじめ定められた符号系
列を用いて表わすものである。また、正規化係数の符号
化には、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用い
ることができる。

次に有声，無声の各場合に対する量子化ビット配分の一
例を以下に示す。伝送ビットレイトは16kビット／秒と
する。もし判別情報ｄが有声であった場合には、パルス
振幅の量子化ビット数は５ビット，パルス位置のビット
数は３ビットとする。一方、判別情報が無声であった場
合には、パルス振幅の量子化ビット数は４ビット、パル
ス位置のビット数は２ビットとする。このビット配分に
従えば、伝送ビットレイトを16kビット／秒とした場合
に、前述のように、有声に対するパルス数は32，無声に
対するパルス数は50程度となる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法方式に限らず、衆知の最良の方法を用いること
ができることは勿論である。

第４図(a)に戻って、パルス発生回路４２０は、パルス
系列復号値g′_i，m′_iを用いてm′_iの位置に振幅g′_iを
もつ駆動パルス系列を発生させる。パルス発生回路４２
０は、駆動パルス系列を合成フィルタ回路４００へ出力
する。

合成フィルタ回路４００は、パルス発生回路４２０から
駆動パルス系列を入力し、Ｋパラメータ計算回路２８０
から有声／無声判別情報ｄを入力し、Ｋパラメータ符号
化回路２００から予測係数復号値a′_iを入力する。合成
フィルタ回路４００は、入力した駆動パルス系列と予測
係数復号値a′_iとを用いて１フレーム分の応答信号系列を次式に従って計算する。

ここでの値は２フレーム分（１≦ｎ≦２Ｎ）計算される。d(n)
は駆動信号を表わし、１≦ｎ≦Ｎではパルス発生回路４
２０から入力した駆動パルス系列を用いる。またN+1≦
ｎ≦2Nでは全て０の系列を用いる。次数ｐは判別情報ｄ
に従って切り換え、有声の場合はM₂（例えば12）次，無
声の場合はM₁（例えば４）次とする。(13)で求めたのうち、２フレーム目のの値が減算器２８５へ出力される。

次にマルチプレクサ４５０は、符号化回路４７０の出力
符号とＫパラメータ符号化回路２００の出力符号とＫパ
ラメータ符号化回路２８０からの判別情報を表わす１ビ
ット符号とを入力し、これらを組み合わせて送信側出力
端子４８０から通信路へ出力する。以上で本発明による
音声符号化方式の符号器側の説明を終える。

次に本発明による音声符号化方式の復号器側について第
４図(b)を参照して説明する。デマルチプレクサ５００
は、復号器側入力端子４９０から組み合わされた符号を
入力する。デマルチプレクサ５００は入力した符号のう
ち、Ｋパラメータを表わす符号とパルス系列を表わす符
号と有声／無声判別情報を表わす１ビット符号とを分離
し、Ｋパラメータを表わす符号をＫパラメータ復号回路
５２０へ出力し、パルス系列を表わす符号をパルス系列
復号回路５３０へ出力し、有声／無声判別情報を表わす
１ビット符号をＫパラメータ復号回路５２０とパルス系
列復号回路５３０と合成フィルタ回路５５０とへ出力す
る。

次にパルス系列復号回路５３０は、有声／無声判別情報
を表わす符号とパルス系列を表わす符号とを入力し、有
声／無声判別情報を表わす符号に従って、有声の場合に
はL₁（例えば32）個のパルス系列を復号化する。一方、
無声の場合にはL₂（例えば50）個のパルス系列を復号化
する。復号化されたパルス系列の振幅，位置情報はパル
ス発生回路５４０へ出力される。パルス発生回路５４０
は、復号化された振幅，位置情報を入力し駆動パルス系
列を発生させ、合成フィルタ回路５５０へ出力する。

次にＫパラメータ復号回路５２０は、有声／無声判別情
報を表わす符号とＫパラメータを表わす符号とを入力
し、有声／無声判別情報を表わす符号に従って、有声の
場合にはM₂（例えば12）次のＫパラメータを復号化す
る。一方、無声の場合にはM₁（例えば４）次のＫパラメ
ータを復号化する。復号化され求めたパラメータ値K_iは
合成フィルタ回路５５０へ出力される。

次に合成フィルタ回路５５０は、有声／無声判別情報を
表わす符号と駆動パルス系列と、Ｋパラメータ復号値K_i
とを入力する。Ｋパラメータ復号値K_iは前述の(5c),(5
d),(5f)式を用いて予測係数値a′_iに変換される。この
際に有声／無声判別情報を表わす符号に従って次数ｐを
M₁またはM₂に切り換えておく。合成フィルタ回路５５０
は次式に従って合成信号を１フレーム分計算し、受信側出力端子５６０から出力
する。

ここでd(n)は駆動パルス系列を示す。また次数ｐは有声
／無声判別情報を表わす符号に従ってM₁またはM₂に切り
換えられる。以上で本発明による復号器側の説明を終え
る。

本実施例の構成によれば、パルス系列を前述の(12)式に
従い求めているので、文献１の従来方式のように、音源
パルスで合成フィルタを駆動して再生信号を求め、原信
号との２乗誤差をフードバックしてパルスを調整すると
いう径路がなく、またその処理をくり返す必要もないの
で、演算量を大幅に低減できる。但し、パルス計算アル
ゴリズムを実施例にて説明した方法に限定するものでは
なく、演算量の増加を許せば、文献１に例を示すような
Ａ−ｂ−Ｓ的手法によるパルス計算アルゴリスムを用い
てもよい。

尚、(12)式に示したパルス計算法においては、パルスを
１つずつ順番に計算していた。この方法においては次の
パルスを計算する際にこれより過去に求まった複数個の
パルスの振幅を再調整するようにしてもよい。このよう
にすることによってパルス間の距離が短く、パルスが互
いに独立でない場合に特性が向上する。また音源パルス
を求める方法としては、より最適なパルス系列を計算す
る方法のような他の良好なパルス系列計算法を用いても
よい。

また本実施例においては、符号器側で正規化予測誤差を
前述の(7)式に従い計算し、この値に応じて有声／無声
判別情報をつくっていたが、有声／無声判別情報のつく
り方としては次に示すようにしてもよい。今、伝送ビッ
トレイトを１６ｋビット／秒とする。パルス計算回路３
９０では無声と判断された場合の個数L₁（例えば50）個
のパルスを求め、符号化回路４７０では例えば各パルス
の振幅に対し４ビットの量子化を施し、各パルス位置を
２ビットの符号で表わす。各パルスの振幅，位置を復号
化し、次式に従って誤差電力E₁を計算する。

ここでR_ee(o)は重み付け回路４１０の出力値e_w(n)のＮ
サンプル分の電力を示す。Ｌはパルスの個数（この場合
はL₁）、g′_iはｉ番目のパルスの復号されたパルス振
幅，m′_iはｉ番目のパルスの復号された位置、_hx(・)
は相互相関々数を示す。さらにL₁個のパルスのうち振幅
の大きな方から順に有声と判断された場合の個数L₂（例
えば32）個のパルスを選び、符号化回路４７０において
各パルス振幅に対し５ビット量子化を施し、各パルス位
置を３ビット符号で表わし復号化する。復号値を用いて
前述の(15)式に従って誤差電力E₂を計算する。但し、(1
5)式のＬはL₂としなくてはならない。次にE₁とE₂とを比
較し、E₁の方が小さければ無声と判断し、判別符号を無
声を示す符号にセットし、パルス数をL₁個とする。一
方、E₂の方が小さければ有声と判断し、判別符号を有声
を示す符号にセットし、パルス数をL₂個とする。このよ
うな構成とすることによって、量子化効果も含めたオー
バーオールの特性による有声／無声判別を行なうことが
できるので、特性がさらに向上する。

また本実施例においては、有声／無声判別情報を用い
て、符号器側ではＫパラメータ符号化回路２００，符号
化回路４７０の量子化特性，量子化ビット配分を切り換
え、復号器側ではＫパラメータ復号回路５２０，パルス
復号回路の復号特性を切り換えていた。装置構成をより
簡略化するために、量子化特性，量子化ビット配分，復
号特性は有声，無声で切り換えずに同じ特性としてもよ
い。

また本実施例においては、有声／無声判別情報を用い
て、符号器側ではＫパラメータ計算回路２８０でＫパラ
メータの次数を切り換えていた。一方、復号器側ではＫ
パラメータ復号回路５２０，合成フィルタ回路５５０の
次数を切り換えていたが、この次数に関する切り換え操
作はなくてもよい。

また本実施例においては、合成フィルタ回路５５０の次
数を、有声／無声判別情報を入力して切り換えていた
が、有声／無声判別情報を用いた切り換え操作はなくて
もよい。これはＫパラメータ復号回路５２０から入力す
るＫパラメータ復号値の次数が有声／無声判別情報に応
じてすでに切り換えられているためである。

また本実施例においては、パルス計算回路３９０におい
て有声／無声判別情報を用いてフレーム内に求めるパル
ス数Ｌを切り換えていたが、パルス計算回路３９０で求
めるパルス数は有声，無声とも同じ数としL₁（例えば5
0）個計算しておき、マルチプレクサ４５０においてパ
ルス系列を表わす符号を伝送する際に、有声／無声判別
情報を用いて伝送するパルス数を切り換えてもよい。こ
のような構成とした場合、パルス数の少ない方に切り換
えて伝送する際には例えばパルス振幅の大きなものから
L₂（例えば32）個選び出して伝送すればよい。

また本実施例においては、パルス数を切り換える種類を
L₁個またはL₂個の種類としたが、３種類以上のパルス数
に切り換えるようにしてもよい。但しこのようにした場
合には、符号器側で有声／無声判別を行なうためのしき
い値を２種類以上用意することと復号器側に伝送する判
別符号のビット数を増やす必要がある。

本実施例の構成においては、短時間スペクトル構造を表
わすインパルス応答系列の自己相関々数を計算する際
に、インパルス応答計算回路２１０によってＫパラメー
タ復号値を用いてインパルス応答を計算した後に、この
インパルス応答を用いて自己相関々数計算回路３６０に
て自己相関々数を計算していた。ディジタル信号処理の
分野でよく知られているように、インパルス応答の自己
相関々数はパワスペクトルと対応関係にある。従ってま
ずＫパラメータ復号値を用いてパワスペクトルを求め、
その後にこの対応関係を用いて自己相関々数を計算する
ような構成としてもよい。一方、音声信号と短時間スペ
クトル包絡を表わすインパルス応答との相関々数を計算
する際に、本実施例の構成では重み付け回路４１０の出
力値e_w(n)とＫパラメータ復号器K_iを用いてインパルス
応答計算回路２１０にて計算したインパルス応答h_w(n)
を用いて相互相関々数_hx(・)を計算していた。よく知
られているように、相互相関々数はクロス・パワスペク
トルと対応関係にある。従ってまずe_w(n)とK_iとを用い
てクロス・パワスペクトルを求め、その後に相互相関々
数を計算するような構成としてもよい。尚、パワスペク
トルと自己相関々数との対応関係，クロス・パワスペク
トルと相互相関々数との対応関係については、エー・ブ
イ・オッペンハイム（A.V.OPPENHEIM）氏らによる「デ
ィジタル信号処理」（“DIGITAL SIGNAL PROCESSING"）
と題した単行本（文献3）の第８章にて詳細に説明され
ているので、ここでは説明を省略する。

本実施例においては、１フレーム内のパルス系列の符号
化は、パルス系列が全て求まった後に、第４図(a)の符
号化回路４７０によって符号化を施したが、符号化をパ
ルス系列の計算に含めて、パルスを１つ計算する毎に、
符号化を行ない、次のパルスを計算するという構成にし
てもよい。このような構成をとることによって、符号化
の歪をも含めた誤差を最小とするようなパルス系列が求
まるので、更に品質を向上させることができる。

本実施例によれば、フレーム境界での波形の不連続に起
因したフレーム境界近傍での再生信号がほとんどない。
これは、符号器側において、現フレームのパルス系列を
計算する際に、１フレーム過去の駆動音源パルス系列に
よって合成フィルタを駆動してて得られた応答信号系列
を、現フレームにまで伸ばして求め、これを入力音声信
号系から減算した結果に対して現フレームのパルス系列
を計算するという構成にしたことに起因している。ま
た、本実施例ではフレーム長を一定とした場合について
説明したが、フレーム長を時間的に変化させる可変長フ
レームとしてもよい。また、１フレーム内にたてる音源
パルスの個数は一定でなくてもよい。例えばS/Nを一定
とするように各フレームのパルス系列の個数を変化させ
るようにしてもよい。

また、本実施例においては、短時間音声信号系列のスペ
クトル包絡を表わすパラメータとしてはＫパラメータを
用いたが、これはよく知られている他のパラメータ（例
えばＬＳＰパラメータ等）を用いてもよい。更に前述の
(8)式，(10)式において重み付け関数W(Z)はなくてもよ
い。

また、本実施例においては、フレーム境界での再生波形
の不連続に起因する品質劣化を防ぐために、現フレーム
より１フレーム過去の駆動音源パルスに由来した応答信
号系列を計算し、現フレームの入力音声からこの応答信
号を減算した後に、パルス系列を計算したが、第６図に
示すように、パルス系列の計算に用いるデータとして、
パルスを伝送するフレームのデータとそれよりも過去の
データとを含むような構成にしてもよい。図６で、N_Tは
パルスを伝送するフレームを示し、Ｎは音源パルスを計
算するフレームを示す。このような構成とすることによ
って、１フレーム過去の駆動音源パルスに由来した応答
信号系列を計算する必要がなくなる。

＜発明の効果＞以上説明したように本発明によれば、常に良好な品質の
再生信号を提供できるように、フレームあたりのパルス
数を変化させているので、伝送ビットレイトが16kビッ
ト／秒程度でパルス数が十分でない場合には良好な特性
を得ることが困難であった音声信号の子音部の特性を改
善することができるだけでなく、やはり良好な特性を得
ることが困難であった2400ビット／秒程度の音声帯域デ
ータモデム信号も良好に伝送できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図に記載の重み付け回路の周波数
特性の一例を示す図、第４図(a),(b)は本発明による音
声符号化方式の一実施例を示すブロック図、第５図(a)
〜(e)はパルス探索過程の一例を示す図、第６図はパル
ス伝送フレームと音源パルス計算フレームとの位置関係
を説明するための図である。図において、110,340……バッファメモリ回路、120,285
……減算回路、130,400,550……合成フィルタ回路、14
0,420,540……パルス発生回路、150……誤差最小化回
路、180,280……Ｋパラメータ計算回路、190,410……重
み付け回路、200……Ｋパラメータ符号化回路、210……
インパルス応答計算回路、350……相互相関関数計算回
路、360……自己相関関数計算回路、390……パルス計算
回路、470……符号化回路、450……マルチプレクサ、50
0……デマルチプレクサ、520……Ｋパラメータ復号回
路、530……パルス復号回路をそれぞれ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側では、離散的な音声帯域信号系列を
入力し短時間スペクトル包絡を表すスペクトルパラメー
タ系列を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクト
ルパラメータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好
に表し得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメ
ータ系列抽出結果または前記パルス系列探索結果をもと
に送出パルス系列の個数をきめる判別符号を作り、前記
判別符号に従い前記送出パルス系列と前記スペクトルパ
ラメータ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて
出力し、受信側では、前記組み合わされた符号から、前
記判別符号を分離し、前記判別符号に従って前記スペク
トルパラメータ系列を表す符号と前記送出パルス系列を
表す符号とを分離し復号し、前記復号されたスペクトル
パラメータ系列と前記復号されたパルス系列とを用い前
記音声帯域信号系列を再生するようにしたことを特徴と
する音声帯域信号化方法。
【請求項２】離散的な音声帯域信号系列を入力し、前記
音声帯域信号系列から短時間スペクトル包絡を表すスペ
クトルパラメータ系列を抽出するパラメータ計算回路
と、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメータ
系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に表し得るパ
ルス系列を探索するパルス系列探索回路と、前記スペク
トルパラメータ系列抽出結果または前記パルス系列探索
結果をもとに送出パルス系列の個数を決める判別符号を
作る判別回路と、前記判別符号に従って前記送出パルス
系列と前記スペクトルパラメータ系列を符号化し前記判
別符号と組み合わせて出力する手段とを有することを特
徴とする音声帯域信号系列符号化装置。
【請求項３】送信側から離散的な音声帯域信号系列より
短時間スペクトル包絡を表すスペクトルパラメータ系列
を抽出し、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラ
メータ系列をもとに前記音声帯域信号系列を良好に表し
得るパルス系列を探索し、前記スペクトルパラメータ系
列抽出結果または前記パルス系列探索結果をもとに送出
パルス系列の個数をきめる判別符号を作り、前記判別符
号に従い前記送出パルス系列と前記スペクトルパラメー
タ系列とを符号化し前記判別符号と組み合わせて出力さ
れた符号が入力され、前記組み合わされた符号系列から
前記判別符号を分離しさらに前記判別符号に従ってスペ
クトルパラメータ系列を表す符号とパルス系列を表す符
号とを分離し復号する手段と、前記復号されたパルス系
列を用いて駆動パルス系列を発生するパルス系列発生回
路と、前記復号されたスペクトルパラメータ系列と前記
駆動パルス系列とを用いて音声帯域信号系列を再生し出
力する合成フィルタ回路とを有することを特徴とする音
声帯域信号復号化装置。