JPH06321442A - 昇降機の駆動装置における回転子の時定数適合方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ベクトル制御式誘導電動機の回転子の推定時
定数を回転子の実時定数に適合させる。 【構成】 トルク電流基準値の２つの値と加速度基準値
の２つの値をサンプリングし、加速度基準値とトルク電
流基準値との間の無負荷時の線形関係の勾配を求める。
この勾配を回転子の実時定数に関する理想勾配から減算
して差動信号を得て、この信号に応答して回転子の推定
時定数を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ベクトル制御式誘導電
動機において使用する回転子の時定数決定方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】現在、誘導電動機を備える昇降機駆動装
置の多くはベクトル制御を利用している。ベクトル制御
を用いると電動機の動特性は向上し、昇降機速度はわず
かの偏差もなく基準値にぴったり追従するようになるた
め、快適な乗り心地で移動時間を短くすることができ
る。

【０００３】この制御方法の利点を有効に利用するため
には、制御対象となる電動機の電気的パラメータを知る
必要がある。ベクトル制御をするということは、裏を返
せば固定子での磁束制御とは全く独立してトルク電流を
制御するということである。このような独立制御は使用
する回転子の時定数値が正しい場合にしか行うことがで
きない。Ｋ．Ｂ．Ｎｏｒｄｉｎ、Ｄ．Ｗ．Ｎｏｖｏｔｈ
ｙ、Ｄ．Ｓ．Ｚｉｎｇｅｒ共著『Ｔｈｅ Ｉｎｆｌｕｅ
ｎｃｅ ｏｆ Ｍｏｔｏｒ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｄｅ
ｖｉａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ Ｆ
ｉｅｌｄ Ｏｒｉｅｎｔａｔｉｏｎ Ｄｒｉｖｅ Ｓｙ
ｓｔｅｍｓ』、ＩＥＥＥ ＩＡＳ８４：２２Ｂ 第５２
５頁（１９８４年）参照のこと。残念なことに、回転子
の時定数は一定ではなく回転子の抵抗に左右され、結果
として昇降機の負荷条件によって変化する回転子の温度
に左右されることになる。回転子の時定数を推定する一
般アルゴリズムは多数あるが、これらのアルゴリズムは
極めて複雑で高価なハードウェアを必要とするか、また
は昇降機の駆動装置では得られない入出力値を使用する
かのどちらかであるため昇降機の駆動装置には適さない
のが普通である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】電動機に特定のノイズ
信号を供給してこれを利用する類いのアルゴリズムもあ
る。このアルゴリズムでは、電動機の電圧、電流および
速度を測定し、これらの測定結果から回転子の時定数を
算出する。しかしながら電動機にノイズ信号を供給する
と急激な動きが起こって乗り心地が悪くなるため、実際
には昇降機用の電動機にノイズ信号を供給することはで
きずこのようなアルゴリズムは昇降機には適さない。
Ｒ．ＧａｂｒｉｅｌおよびＷ．Ｌｅｏｎｈａｒｄ著『Ｍ
ｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ
Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ』、ＩＥＥＥ（１９８
２年）を参照のこと。

【０００５】さらに、アイドリングや特定の速度などの
特別な動作モードを利用して回転子の時定数を推定する
方式のアルゴリズムもあるが、このような動作モードも
昇降機で利用することはできない。Ｐｒｏｃ．ｏｆ ｔ
ｈｅ １８ｔｈ Ｓｏｕｔｈｅａｓｔｅｒｎ Ｓｙｍｐ
ｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｈｅｏｒｙ収録、
Ｍ．ＳｏｎｇおよびＪ．Ｍｅｓｃｕａ著『Ｏｎ ｔｈｅ
Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ Ｉｎｄｕｃｔ
ｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ』、ＩＥＥ
Ｅ、Ｋｎｏｘｖｉｌｌｅ， ＵＳＡ（１９８６年４月）
参照のこと。

【０００６】また、Ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｔｈｉｒｄ Ｉｎ
ｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ
Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｖａ
ｒｉａｂｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｄｒｉｖｅ第２８７頁、
Ｈ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著『Ｓｅｌｆ Ｃｏｍｍｉｓ
ｓｉｏｎｉｎｇ − Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｆｅａｔｕｒｅ
ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ Ｉｎ
ｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ』、ＩＥＥ
Ｅ、Ｌｏｎｄｏｎ（１９８８年７月）参照のこと。これ
らの文献では固定子の電圧を利用して回転子の時定数を
決めることを取り上げているが、ここで問題となるのは
昇降機ではコスト上の理由から固定子の電圧を測定する
ことは殆どなく、このようなアルゴリズムも無用の長物
になってしまうということである。

【０００７】従って、本発明の目的は、ベクトル制御式誘
導電動機の回転子の推定時定数τ₂を回転子の実時定数
に適合させることにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、第１
にベクトル制御式誘導電動機用のトルク基準値Ｔ_refに
対する電動機トルクＴ_Mのグラフは理想的には勾配１の
直線であり、第２に同ベクトル制御式誘導回転子に供給
される回転子の推定時定数τ'₂によってこの直線はグラ
フの原点を中心に回転するということに注目している。

【０００９】本発明における第３の着眼点は、Ｔ_M対Ｔ
_ref直線の理想的な１：１線形関係からの変動量を求め
ることができれば、この変動量を回転子の実時定数τ₂
に応じて変わる回転子の推定時定数τ'₂と結び付けて考
えることができるということにある。このため、Ｔ_M対
Ｔ_ref直線の１：１線形関係からの変動量を利用して、
Ｔ_M対Ｔ_ref直線の１：１線形関係を再現することのでき
る回転子の推定時定数τ'₂を求める。

【００１０】Ｔ_M対Ｔ_refがどのように変化するかを知る
ためにはＴ_MおよびＴ_refを求めなければならない。Ｔ
_refは決まっているので、残っているのはＴ_Mだけであ
る。従って、当然Ｔ_Mセンサを用いたＴ_Mの算出が次のス
テップとなる。しかしながら、Ｔ_Mセンサを使用せずに
Ｔ_Mを算出してコストを抑えることもできる。本発明の
第４の着眼点はこの点にある。すなわち、より簡単かつ
低費用で得られる値、基準加速度ａ_refおよび負荷トル
クＴ_LOADに関する電動機トルクＴ_Mを数式Ｔ_M＝Ｑａ_ref
＋Ｔ_LOADから求めることである。この場合、Ｔ_LOADは近
似的にしか求めることができないが本発明に必要なのは
負荷トルクＴ_LOADの符号のみであるので近似値で十分で
ある。よって、Ｔ_MとＴ_refがどのように変化するかはＴ
_refとＱａ_ref＋Ｔ_LOADがどのように変化するかに基づい
て決めることができる。

【００１１】第５に、本発明ではＴ_refはトルク電流基
準値Ｉ_Trefに正比例しているという点にも注目してい
る。

【００１２】要するに、Ｔ_MとＴ_refとの間の線形関係は
Ｉ_refとａ_ref＋Ｔ_LOADの間の線形関係によって表すこと
もできるのである。電動機の速度ω_mが例えば０など一
定であってＩ_Trefに加速度トルク成分が含まれないよう
な場合には、トルク電流基準値Ｉ_Trefを測定することに
よってＴ_LOADを求めてもよい。加速度トルクが全くなけ
ればＴ_LOADはＩ_Trefに正比例するからである。従って、
この直線Ｉ_Tref対ａ_{re f}の１：１関係からの勾配とオフ
セットの変化は、回転子の理想時定数τ₂からの回転子
の推定時定数τ'₂の変化を示すものとなる。

【００１３】本発明の第６の着眼点は、直線Ｉ_refとａ
_refのオフセット（ａ_refは０であり、加速度トルクＴ
_ACCELERATIONも全くないので、このオフセットはＴ_LOAD
に正比例する）に対する同一直線の勾配から、同勾配と
回転子の推定時定数τ'₂との間の線形関係を証明できる
ということにある。Ｔ_LOAD＞０であって昇降機が上り方
向に加速しているかまたは下り方向に減速している時に
特徴的な線形関係が得られる。また、Ｔ_LOAD＜０であっ
て昇降機が下り方向に加速しているか上り方向に減速し
ている時にもう１つの特徴的な線形関係が得られる。こ
のためＩ_Tref対ａ_refの勾配を判定基準として利用して
回転子の推定時定数τ'₂が回転子の実時定数τ₂にうま
く適合しているか否かを判定できる。無負荷状態でこの
勾配を理想勾配から減算し、これによって得られる両者
の差を比例積分回路に供給して回転子の推定時定数τ'₂
を生成する。この回転子の推定時定数は、Ｔ_M対Ｔ_ref直
線をベクトル制御式電動機において極めて重要な１：１
線形関係に戻すことのできるものである。

【００１４】本発明によれば、ベクトル制御式誘導電動
機の駆動装置におけるトルク電流基準値Ｉ_Trefおよび基
準加速度ａ_refをサンプリングして判定基準を展開し、
これによって回転子の推定時定数τ'₂を回転子の実時定
数τ₂に適合させる。

【００１５】より詳細に言えば、トルク電流基準値Ｉ
_Trefおよび基準加速度ａ_refをサンプリングした後、Ｉ
_Tref対ａ_refの勾配を負荷トルクＴ_LOADに正比例する同
直線のオフセットに対してプロットする。このプロット
から無負荷勾配を求めて理想無負荷勾配から減算し、得
られた差を比例積分回路に供給して回転子の実時定数τ
₂に適合した回転子の推定時定数τ'₂を得る。

【００１６】

【実施例】以下の表１において、下付き文字１は固定子
の値を示し、下付き文字２は回転子の値を示す。

【００１７】

【表１】ａ_ref 加速度基準値 ＩＭ 誘導電動機 Ｖ ＝τ₂／τ´₂ ｕ 昇降機駆動装置の減速比 ｒ_T 昇降機駆動装置の滑車の半径 Ｐ ２Ｐは誘導電動機の極の数 Ｊ 駆動装置の回転慣性 ｋｖ ｕ／ｒ_T ｋ Ｐ³Ｌ_H ²／２Ｌ₂ Ｚ（ω） 固定子の複素インダクタンス Ｔ 固定子電流期間 Ｘ（ω） 固定子インピーダンスの仮想部分 φ 固定子の電流と電圧の間の角度 Ｉ_Tref トルク電流基準値 ｉ_flux 磁束電流基準値 Ｉ_1α 回転座標に同期する固定子の電流成分 ｉ_1β 回転座標に同期する固定子の電流成分 ｉ_1a 固定子の電流 ｉ_1b 固定子の電流 ｉ_TSTAT トルク電流の静的電流成分 ｉ_TDYN トルク電流の動的電流成分 Ｌ_H 誘導電動機等価回路のインダクタンス Ｌ₁ 固定子のインダクタンス Ｌ₂ 回転子のインダクタンス Ｌ_σ 全漏れインダクタンス Ｌ_1σ 固定子の漏れインダクタンス Ｌ_2σ 回転子の漏れインダクタンス Ｌ_R メインインダクタンス Ｒ（ω） 固定子インピーダンスの実部分 Ｒ₁ 固定子の抵抗 Ｒ₂ 回転子の抵抗 Ｔ_m 電動機トルク Ｔ_ref トルク基準値 Ｔ_LOAD 負荷トルク Ｕ_1a 固定子の電圧 Ｕ_1b 固定子の電圧 ω_m 電動機速度の偏導 ω_m 電動機速度（回転） ω_ref 基準電動機速度 ω₁ 固定子の周波数 ω 固定子の電圧の基本周波数 ω₂ 滑り周波数 Ψ_2b 固定子の磁束 Ψ_2b 固定子の磁束 Ψ_2α 回転子の磁束 τ₂ 回転子の実時定数 τ´₂ 回転子の推定時定数 Ａ．一般原理 ＩＭについてのベクトル制御パラメータを理想値に設定
し、高性能動的プレミアムサーボ機構を用いると仮定す
ると、電動機トルクＴ_mはベクトル制御に必要な基準ト
ルクＴ_refに常に一致する。従って、理想的な例におい
て以下の数式１が得られる。

【００１８】

【数１】Ｔ_m＝Ｔ_ｒｅｆ この理想特性について、制御誤差率が最小となる電流制
御ループを任意に設定することの他に回転子の時定数τ
_２についての現在の値を正確に知ることができるという
ことを基本的な前提条件とする。

【００１９】電動機トルクＴ_mに対して基準トルクＴ_ref
をプロットすると、理想的な適合例では原点で始まって
勾配１を有する数式１のグラフを得ることができる。こ
れを図１に示す。

【００２０】回転子の時定数τ₂、τ₂＝τ'₂に対する回
転子の推定時定数τ'₂がうまく適合していない場合に
は、関数Ｔ_ref＝ｆ（Ｔ_m）の実際のプロファイルはこの
線形特性とは異なるものとなる。図１にはこの関数の非
適合時における基本特性も示してある。

【００２１】図１から明らかなように、速度制御装置
（τ'₂＜τ₂）における回転子の推定時定数τ'₂の値を
小さくすると、速度制御装置（図示せず）によって算出
される基準トルクＴ_refは過比例的に増加して与えられ
た電動機トルクＴ_mに達するが、昇降機系に加わるトル
クＴ_mは簡単に測定パラメータとして得られるような類
いのものではないため、適合を目的としてＴ_ref＝ｆ
（Ｔ_m）の関係を直接評価することは不可能である。し
かしながら（インクリメンタルシャフトエンコーダによ
って）機械の速度ω_mを測定すれば求められる間接測定
パラメータすなわち角加速度ω_mを利用することはでき
る。角加速度ω_mとトルクＴ_mとの関係は（摩擦を無視す
れば）以下の数式２によって得られる。

【００２２】

【数２】 Ｔ_m＝Ｊω_m＋Ｔ_LOAD⇔ω_m＝（Ｔ_m−Ｔ_LOAD）／Ｊ 数式２によれば、角加速度ω_mはＴ_mに基づく線形のグラ
フとなる。従って、角加速度ω_mを機械のトルクＴ_mにつ
いての測定値として用いることができる。ここで、基準
速度と実速度との間の誤差は小さいと仮定すると、ω_m
の数字的に好ましくない微分値に近似値ω_m≒ω_refを代
入することができる。ここで、ω_refはＩＭの基準角加
速度である。

【００２３】さて、理想適合状態（τ'₂＝τ₂）から始
めるとすると、（Ｔ_m＝Ｔ_ref）となる。ω≒ω_refとＴ
_refとの関係は、上述の数式２から以下の数式３によっ
て得ることができる。

【００２４】

【数３】Ｔ_ref＝Ｊω_ref＋Ｔ_LOAD 関数Ｔ_ref＝ｆ（ω_ref）のグラフは、勾配Ｊでオフセッ
トＴ_LOADの直線になる。理想適合状態τ'₂＝τ₂という
仮定が成り立たない場合には、直線の勾配とオフセット
が変わるだけであとは図１と同じことが言える。

【００２５】図２は、ＩＭのトルクについての測定値と
して使用するω_refと、速度制御装置における回転子の
推定時定数τ'₂の理想値τ₂からの偏差についての基準
トルクＴ_refとの基本的な関係を示す。

【００２６】以下の説明では、Ｔ_refおよびω_refの代わ
りにＩ_Trefおよびａ_refを制御系の内部パラメータとし
て用いる。換算基準加速度ａ_refは、定数の係数（ａ_ref
＝ω_ref×ｒ_T／ｕ）以外は基準角加速度ω_refに対応す
る。同様に、トルク形成固定子電流成分Ｉ_TrefはＴ_ref
に正比例する。トルク電流基準値Ｉ_Trefは、負荷トルク
Ｔ_LOADに正比例する静的な部分Ｉ_Tstatと、加速度トル
クＴ_ACCELERATIONまたは基準加速度ａ_refに正比例する
動的な部分Ｉ_TDYNとに分けることができる。Ｉ_Trefとａ
_refとの関係から、速度制御装置において機械の実際の
回転子の時定数τ₂の値はどの程度推定値τ'₂と一致し
ているか分かる。判定基準を展開し、値Ｉ_Trefおよびａ
_refを評価することによってτ'₂のチューニング用の測
定値を得る。本発明による適合方法の適用例の構造を図
３に示す。

【００２７】電流−加速度関係についての評価 以下の数式４に示す一次方程式によって適当な動作点の
周囲（例えばａ_max／２付近など）において関数Ｉ_Tref
＝ｆ（ａ_ref）を近似することができる。

【００２８】

【数４】Ｉ_ref≒Ａａ_ref＋Ｂ withＢ−Ｔ_LOAD ここで、係数Ａすなわち上述した直線の勾配は、選択し
た動作点を中心とした（小さな）変化についての基準加
速度ａ_refと電流Ｉ_Trefの基準値との間の増幅係数とな
る。オフセットＢは静負荷トルクＴ_LOADによって変化す
るが、τ₂＝τ'₂である場合に限ってＢはＴ_LOADに正比
例する。従って、言うまでもなく「Ａ」は速度制御装置
の回転子の時定数τ'₂のチューニングの関数となる。こ
のチューニング用の測定値として、比ｖ＝τ₂／τ'₂を
規定する。以下、数式５に示すような関係について定量
的に検討する。

【００２９】

【数５】Ａ＝Ｆ（ｖ）ただしｖ＝τ₂／τ'₂ Ｉ_Trefおよびａ_refのプロファイルについての理論的研
究 ａ_refとＩ_Trefとの一般的な関係を系の動きについての
式から得る。加速度トルクＴ_ACCELERATIONについては以
下の数式６が得られる。

【００３０】

【数６】

【００３１】理想適合状態（τ'₂＝τ₂）の場合におけ
る誘導電動機（図４に示す等価回路）のトルクの適応部
分は以下の数式７で示す値をとる。

【００３２】

【数７】

【００３３】速度制御装置の理想的な動特性についての
別の仮定のもとで、電流および加速度トルクについての
実際の値に上述の式で得られた基準値を代入する。

【００３４】数式６および７から、「動的」電流成分Ｉ
_TDYN（数式４参照）について以下の数式８を得る。

【００３５】

【数８】

【００３６】「静的」電流成分Ｉ_Tstatは、数式７にお
ける電流トルク関係からＩ_Tstat＝Ｔ_LOAD／（ｋ
Ｉ_flux）＝Ｂとして直接求めることができる。

【００３７】全体として、τ'₂＝τ₂の場合には以下の
数式９によって電流Ｉ_Trefを算出することができる。

【００３８】

【数９】

【００３９】係数Ａの分母ＫＩ_fluxもトルク−電流関係
の微分増幅係数と解釈することができる。ここで、比適
合状態（τ'₂≠τ₂）の場合を無視すると、ａ_refのプリ
ファクターＡは一定ではなくなり、数式９は∂Ｔ_m／∂
Ｉ_Tref＝ｋＩ_fluxを用いて以下の数式１０のように表す
ことができる。

【００４０】

【数１０】

【００４１】ＡＰは、電動機トルクＴ_mの偏導関数が求
められる動作点である。動作点では「動的」電流成分Ｉ
_TDYNの平均値を用いることができる。従って、数式４か
ら得られる係数Ａを以下の数式１１によって算出するこ
とができる。

【００４２】

【数１１】

【００４３】回転子の時定数τ₂のチューニングによる
Ａへの影響を評価できるようにするために、トルクＴ_m
に対する非適合状態による影響を考慮した一般化トルク
−電流関係を導き出さなければならない。

【００４４】一般化電流トルク式 まず、以下の数式１２に示す回転子−磁束関連座標にお
ける機械についての一般的なトルク式から説明する。

【００４５】

【数１２】

【００４６】固定子電流ｉ_lについての滑り周波数ω₂と
成分ｉ_1βおよびｉ_1αとの関係は以下の数式１３のよう
になる。

【００４７】

【数１３】

【００４８】よって、トルクは以下の数式１４のように
算出できる。

【００４９】

【数１４】

【００５０】速度制御装置は以下の数式１５に基づいて
機械の滑り周波数ω₂を特定した。

【００５１】

【数１５】

【００５２】速度制御式機械のトルクは以下の数式１６
のようになる。

【００５３】

【数１６】

【００５４】電流ｉ_1αsおよびｉ_1βsの基準値や速度制
御装置ｖ＝τ₂／τ'₂における回転子の時定数τ₂のチュ
ーニングの測定値からＴ_mのみを決定できるようにする
ために、上記数式１６における電流ｉ_1αにＩ_Trefおよ
びＩ_fluxを代入しなければならない。

【００５５】図５に示すベクトル図および基本式ｔａｎ
φ＝ω₂τ₂からの固定子電流の基準値と実測値の大きさ
は等しいという仮定（「高速」電流制御および整流
器）、さらにｔａｎφについての機械の滑り周波数に関
する数式１５に基づいて、以下の数式１７を導き出すこ
とができる。

【００５６】

【数１７】

【００５７】また、図５から代入対象となる成分ｉ_1α
について以下の数式１８を得ることができる。

【００５８】

【数１８】

【００５９】ここで、数式１９を代入し、さらにＩ_flux
についての数式１７から以下の数式２０を得ることがで
きる。

【００６０】

【数１９】

【００６１】

【数２０】

【００６２】従って、数式１６は以下の数式２１のよう
に表すことができる。

【００６３】

【数２１】

【００６４】数回にわたる変換によって、電流トルク関
係を示す最終的な形を得ることができる。これを数式２
２に示す。

【００６５】

【数２２】

【００６６】ここで、速度制御装置が最適なレベルにあ
るとすれば、τ₂＝τ'₂であって数式２２はＴ_m＝ｋＩ
_fluxＩ_Trefになる。

【００６７】判定基準について トルクＴ_mは測定量としては得られないので、回転子の
推定時定数τ'₂のチューニングによるＴ_m＝ｆ
（Ｉ_Tref，τ₂／τ'₂）の特徴線の分枝の勾配への影響
をそのまま系の適合状態についての判定基準として使用
することはできない。しかしながら、数式１１を用いれ
ば、制御系の内部パラメータとして得られる基準加速度
ａ_refと基準電流値Ｉ_Trefとの関係から上述の影響につ
いて間接的に評価することは可能である。係数Ａは勾配
を示し、より正確にいうならば動作点ＡＰにおける関数
Ｉ_Tref＝ｆ（ａ_ref）の増幅係数を示す。

【００６８】偏導関数∂Ｔ_m／∂Ｉ_Trefの算出後、Ａに
ついて以下の数式２３を得る。

【００６９】

【数２３】

【００７０】理想的な適合状態τ'₂＝τ₂の場合につい
て、数式８から得られるすでに分かっているＡについて
の式で数式２３をまとめると、Ａ＝Ｊｋ_v／（ｋ
Ｉ_flux）＝一定が得られる。

【００７１】Ｂ．適用 本発明を適用するための構成と共に計算式を少なくした
本発明のより一層簡単な形について説明する。上述した
形の方が高精度であるが、これは以下に述べる方法に比
べて処理オーバーヘッドに対して費用をかけているがた
めである。

【００７２】図６はベクトル制御式誘導電動機のブロッ
ク図である。速度制御装置は、速度基準値、加速度基準
値、タコメータによって得られる誘導電動機の実速度、
誘導電動機回転子の時定数に応答する。速度制御装置
は、トルク電流基準値および磁束コマンドを独立に制御
して出力することによって誘導電動機の速度を制御す
る。トルク電流基準値Ｉ_Trefおよび磁束コマンドＩ_flux
は固定子電流の２つの成分である。これらの２つの成分
は固定子電流調節器に供給される。固定子電流制御部
は、固定子の三相電流のうちのＩ_uとＩ_vおよび回転子の
実測角度Ｐｈｉに応答し、逆変換回路に固定子の三相電
圧Ｕ_u、Ｕ_v、Ｕ_wを供給する。逆変換回路は固定子の三
相電流に応答して誘導電動機にＵ_u、Ｕ_v、Ｕ_wを供給す
る。

【００７３】理想的には、電動機トルクＴ_mとＴ_refとの
関係は線形かつ１：１である。図１を参照のこと。実際
には、このようなことは有り得ない。回転子の推定時定
数τ'₂の値が変化し、これに対応する電動機トルクＴ_m
およびトルク基準値Ｔ_refの値を測定すればＴ_m対Ｔ_ref
の直線は回転していることが分かる。従って、Ｔ_m対Ｔ
_ref直線の理想的な１：１関係からの変動量を決定する
ことができれば、この変動量を回転子の理想時定数τ₂
に対応して変化する回転子の推定時定数τ'₂と関連付け
ることができる。よって、実測Ｔ_m対Ｔ_ref直線と１：１
関係との間の変動量を利用して、Ｔ_m対Ｔ_ref直線を１：
１線形関係に戻すことのできる回転子の推定時定数τ'₂
を生成することができる。

【００７４】Ｔ_ref対Ｔ_mがどのように変化するか知るた
めにはＴ_mとＴ_refとを決めなければならない。Ｔ_refは
決まっているので、残っているのはＴ_mだけである。従
って、当然次のステップはＴ_mセンサを用いたＴ_mの算出
になる。しかしながら、Ｔ_mセンサを使用せずにＴ_mを算
出してコストを抑えることもできる。すなわち、より簡
単かつ低費用で得られる値、基準加速度ａ_refおよび負
荷トルクＴ_LOADに関する電動機トルクＴ_mを以下の数式
２４から求めることができる。

【００７５】

【数２４】

【００７６】このように、Ｔ_mとＴ_refがどのように変化
するかはＴ_refとＡａ_ref＋Ｔ_LOADでどのように変化する
かによって判断することができる。また、Ｔ_refはトル
ク電流基準値Ｉ_Trefに正比例していることも分かる。簡
単に言えば、Ｔ_mとＴ_refとの間の線形関係はＩ_refとａ
_ref＋Ｔ_LOADの間の線形関係によって表すこともできる
のである。電動機の速度が例えば０など一定であってト
ルク電流基準値Ｉ_Trefに加速度トルク成分が含まれない
ような場合には、トルク電流基準値Ｉ_Trefを測定するこ
とによってＴ_LOADを求めてもよい。加速度トルクが全く
なければ、必要なトルクは負荷トルクＴ_LOADに対するも
のだけになるため、負荷トルクＴ_LOADはトルク電流基準
値Ｉ_Trefに正比例する。定速では加速度トルクＴ
_ACCELERATIONは全く必要ない。従って、この直線勾配と
オフセットの変化は、理想的な回転子の時定数τ₂から
の回転子の推定時定数τ'₂の変化を示すものとなる。図
７を参照のこと。

【００７７】図７における直線は、直線Ｔ_m対Ｔ_refの回
転（図１）と全く同じように選択する回転子の推定時定
数τ'₂によって回転する。図７におけるオフセットＢ
は、加速度がなく加速度トルクも全くない状態ではトル
ク電流基準値Ｉ_Trefの値と等しい。このオフセットＢ
は、数式５において示すようにτ₂＝τ'₂である場合に
限って負荷トルクＴ_LOADに正比例する。しかしながら、
ＢはＴ_LOADと同一の符号を有する。ａ_ref＝０であって
Ｔ_m＝Ｔ_LOADである場合には数式２２および数式９を参
照のこと。τ₂＝τ'₂であるとすると、Ｔ_LOAD＝ＫＩ
_flux×Ｉ_Trefになり、Ｉ_Tref＝Ｂになる。

【００７８】図７における直線の勾配ＡをオフセットＢ
に対してプロットすると、図８および図９に示すグラフ
が得られる。この勾配Ａは数式４の勾配Ａと全く同じで
ある。図８は、回転子の推定時定数τ'₂の様々な値につ
いてのかごの上り方向への加速時または下り方向への減
速時に得られる勾配Ａ対オフセットＢのグラフである。
図９は、回転子の推定時定数τ'₂の様々な値についての
かごの下り方向への加速時または上り方向への減速時に
得られる勾配Ａ対オフセットＢのグラフである。負荷ト
ルクＴ_LOADが０より大きい図８において、回転子の推定
時定数τ'₂と勾配Ａとの関係は特徴的なものとなる。図
９において、負荷トルクＴ_LOADは０未満であり、回転子
の推定時定数τ'₂と勾配Ａとの関係は特徴的なものとな
る。よって、勾配ＡとオフセットＢとの関係は、負荷ト
ルクＴ_LOADが０より大きい場合と負荷トルクＴ_LOADが０
未満である場合について、それぞれ以下の数式２５およ
び２６で表すことができる。

【００７９】

【数２５】

【００８０】

【数２６】

【００８１】ここで、Ａ₁は上り方向への加速時または
下り方向への減速時の図７に示す直線の勾配であり、Ａ
₂は下り方向への加速時または上り方向への減速時の図
７に示す直線の勾配；Ａ₀は回転子の推定時定数τ₂＝
τ'₂である理想的な適合時の図７に示す直線の勾配；Ｃ
₁およびＣ₂はそれぞれ図８および図９に示す直線の線形
部分の勾配である。

【００８２】Ｃ₁およびＣ₂は駆動系の慣性（回転慣性）
に関連している。この慣性は上述の数式Ｔ_M＝Ａａ_ref＋
Ｔ_LOADにおけるＡに関連している。すなわち、Ｔ＝Ｊ×
ｄωｒ／ｄｔ＋Ｔ_LOAD（回転）である。ここでＪは電動
機の駆動系の回転慣性である。この第２の式は上記の数
式の一般例である。

【００８３】ａ_refとｄωｒ／ｄｔとは等しくないため
ＡとＪとは等しくならない。誘導電動機の回転慣性に正
比例するのでＣ₁およびＣ₂はほぼ等しいと考えることが
できる。

【００８４】図６に示す直線Ｉ_Tref対ａ_refの勾配の同
じ直線のオフセットに対するグラフは、上り方向への加
速時または下り方向への減速時で負荷トルクが０より大
きい場合および下り方向への加速時または上り方向への
減速時で負荷トルクが０未満である時の勾配と回転子の
推定時定数τ'₂との特徴的な関係を示す直線となる。従
って、この勾配を判定基準として利用して回転子の推定
時定数τ'₂が回転子の実時定数τ₂にうまく適合してい
るか否かを判定できる。勾配Ａ₀を理想勾配Ａ₀,_idealか
ら減算し、これによって得られる両者の差を比例積分回
路に供給して回転子の推定時定数τ'₂を生成する。この
回転子の推定時定数は、Ｔ_m対Ｔ_ref直線を１：１線形関
係に戻すことのできるものである。

【００８５】図１０は本発明の適用例を示す図である。
機能的に図６と同様の速度制御装置は、速度基準値、加
速度基準値、電動機速度、回転子の推定時定数に応答し
て、磁束とトルクに関連する固定子電流の２つの成分を
独立に制御する。速度制御装置は１０ミリ秒のクロック
で動作して加速度基準値をサンプリングするとともに、
これに対応するトルク電流基準値Ｉ_Trefを算出する。こ
の部分は本発明のなかで昇降機の動作時に実行しなけれ
ばならない唯一の部分である。

【００８６】サンプリングしたトルク電流基準値Ｉ_Tref
および加速度基準値ａ_refの値は、Ｉ_Trefとａ_refとの線
形関係の勾配ＡとオフセットＢを算出する線形回帰ブロ
ックに供給されるまで格納される。Ａ₁は昇降機の上り
方向への加速時または下り方向への減速時における勾配
であり、Ａ₂は昇降機の下り方向への加速時または上り
方向への減速時における勾配である。Ｂは加速と減速の
両方について同一である。線形回帰ブロックは、Ｉ_Tref
対ａ_ref直線の無負荷状態での勾配を算出するブロック
にＡ₁、Ａ₂、Ｂを供給する。このブロックは、まず加速
または減速の判定基準を使用すべきであるか否かを図８
および図９に基づいて決定する。表２はＢの符号（＝負
荷トルクＴ_LOADの符号）、昇降機の移動方向および加速
度基準値とトルク電流基準値とのサンプル、加速相また
は減速相、使用する勾配の組み合わせを示す。

【００８７】

【表２】 続いてこのブロックは上記数式２５および２６からＡ₀
を算出する。Ｃ₁およびＣ₂は、線形回帰ブロックや、Ａ
₁、Ａ₂およびＢからＡ₀を算出するブロックでは得られ
ない。Ｃ₁およびＣ₂は後述するような適用時において得
られるものである。Ａ₀は次にノイズ抑制用のデジタル
フィルタに供給される。この種のデジタルフィルタはＰ
ｈｉｌｉｐｓ著『Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓ
ｙｓｔｅｍＡｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ』
第１２章に記載されている。次に、後述するような形で
得られる回転子の時定数の実際の値に対応する理想値Ａ
₀,_idealからＩ_Tref対ａ_refの直線の実際の無負荷勾配Ａ
₀を減算する。これによって得られた差を上述した文献
の第８章に記載されているような比例積分制御装置に供
給する。加算器からの差が負である場合には、回転子の
推定時定数τ′₂は小さすぎるので比例積分制御装置か
ら供給される回転子の推定時定数τ′₂の初期値を大き
くするかまたはその逆にする。回転子の推定時定数τ′
₂を増減することによって、Ｔ_m対Ｔ_refを１：１に戻す
ことができ、図６に示すベクトル制御によって磁束とト
ルクとを独立して制御することができる。

【００８８】本発明における初期化はＣ₁、Ｃ₂およびＡ
₀,_idealの決定にもからんでいる。

【００８９】図１１は、Ａ₀を決定するための装置のブ
ロック図である。まず、負荷トルクＴ_LOADをゼロに設定
すなわちかご室の重量とかごの負荷を釣り合い重りと釣
り合わせる。例えば誘導電動機用の識別アルゴリズムな
どを利用して回転子の推定時定数τ′₂をτ₂の実際の値
に設定する。この実際の値は例えばＨ．Ｓｃｈｉｅｒｌ
ｉｎｇ著、Ｐｒｏｃ．ｏｆ Ｔｈｉｒｄ Ｉｎｔｅｒｎ
ａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｐｏｗ
ｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｖａｒｉａｂ
ｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｄｒｉｖｅ第２８７頁、『Ｓｅｌｆ
−ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｆ
ｅａｔｕｒｅ ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ
−ｆｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖ
ｅｓ』ＩＥＥＥ、Ｌｏｎｄｏｎ（１９８８年７月）など
に記載されているような自己規定手順において得ること
ができる。かごを移動させ、トルク電流基準値Ｉ_Trefと
加速度基準値ａ_refとをサンプリングする。Ｂは０であ
るので、数式２５と２６の間には差はなく、Ａ₀,_ideal
は線形回帰ブロックから供給される。

【００９０】図１２は、回転子の推定時定数τ′₂の理
想適合状態下にあるベクトル制御装置の理想値τ₂に対
するブロック図である。ここで２つの初期化ランを取
る、すなわち、空のかごを０未満の負荷トルクで上昇さ
せてＣ₂を決め、空のかごを０より大きい負荷トルクで
下降させてＣ₁を決定する。トルク電流基準値Ｉ_Trefお
よび加速度基準値ａ_refをサンプリングし、Ａ₀,_idealと
共にＡ₁、Ａ₂、Ｂを算出ブロックに供給し、Ｃ₁＝（Ａ₁
−Ａ₀,_ideal）／Ｂ（負荷トルクＴ_LOADは０より大き
い）およびＣ₂＝（Ａ₂−Ａ₀,_ideal）／Ｂ（負荷トルク
Ｔ_LOADは０未満）を得る。

【００９１】図１３は、回転子の推定時定数τ′₂およ
び固定子温度を昇降機の動作回数に対してプロットした
図である。回転子の時定数τ′₂は回転子の温度に正比
例するため、この図は本発明が回転子の時定数を正しく
推定していることを証明する良い例となる。固定子の温
度は、定常状態では、回転子の温度と同じである。ま
た、回転子の温度を変えるためには固定子の温度を回転
子の温度の特性についての基準として用いることができ
る。

【００９２】Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇの誘導電動機の識別
アルゴリズムに代わるアルゴリズムを以下に示す。

【００９３】Ｃ．誘導機のパラメータ識別 １．機械モデル この識別アルゴリズムは、Ｗ．Ｌｅｏｎｈａｒｄ著『Ｃ
ｏｎｔｒｏｌ ｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｄｒｉｖｅ
ｓ』、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ（Ｓｐｒｉｎｇ
ｅｒ出版）、Ｂｅｒｌｉｎ， Ｈｅｉｄｅｌｂｅｒｇ，
Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ， Ｔｏｋｙｏ（１９８５年）に記
載されているような周知の誘導電動機モデルとは若干異
なる誘導電動機モデルに基づいている。以下の数式は本
発明で使用するモデルを示すものである。これらの数式
から、軸（ａ）および（ｂ）を有する座標系を使用した
固定子固定座標における静止状態での誘導電動機がどの
ようなものか分かる。ここで、（ａ）は直線Ｒ、Ｓ、Ｔ
を有する三相電動機についての相のうちの１つの電動機
相Ｒを示す。

【００９４】

【数２７】

【００９５】

【数２８】

【００９６】このモデルは逆変換回路制御式昇降機の駆
動制御装置を調節するために利用することもできる。数
式２７および２８に示されるように、完全モデルを説明
するために使用するパラメータは４つある。これらのパ
ラメータは、固定子の抵抗Ｒ₁、回転子の時定数τ₂、全
漏れインダクタンスＬ_σ、そして従来のモデルでは使わ
れていないがこれら３つのパラメータから誘導できるパ
ラメータＬ_Rである。Ｌ_R＝Ｌ_H ²／Ｒ²であって、Ｌ_Hはメ
インインダクタンス、Ｒ₂は回転子の抵抗である。等価
回路を図４に示す。

【００９７】全漏れインダクタンスＬ_σについては、本
発明の一部ではないがＨ．Ｓｃｈｉｅｒｌｉｎｇ著、博
士論文１９８７第６１〜６５頁『Ｓｅｌｆ−Ｃｏｍｍｉ
ｓｓｉｏｎｉｎｇ−−Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｆｅａｔｕｒｅ
ｏｆ Ｍｏｄｅｒｎ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｆｅｄ Ｉ
ｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ』、Ｓｉ
ｅｍｅｎｓ ＡＧ（西ドイツ）およびＨ．Ｓｃｈｉｅｒ
ｌｉｎｇ著『Ｓｅｌｂｓｔｅｉｎｓｔｅｌｌｅｎｄｅｓ
ａｎｄ ｓｅｌｂｓｔａｎｐａｓｓｅｎｄｅｓ Ａｎ
ｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｓｙｓｔｅｍ ｆｕｒ ｄｉｅ
Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｍａｓｃｈｉｎｅ ｍｉｔ Ｐｕ
ｌｓｑｅｃｈｓｅｌｒｉｃｈｔｅｒ』（Ｔｅｃｈｎｉｃ
ａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｄａｒｍｓｔａｄ
ｔ，西ドイツ）に記載されているアルゴリズムを利用し
て識別する。

【００９８】２．全漏れインダクタンスＬσの識別 数式２７においてｉ_1a＝０およびΨ_2a ^B＝０に設定する
と、以下の数式２９が得られる。

【００９９】

【数２９】

【０１００】これらの前提条件のもとで、電動機電圧と
電流の偏差から全漏れインダクタンスを算出することが
できる。さて、低電圧域におけるパルス制御式逆変換回
路の上述したような誤差をなくすために、＞１００Ｖの
範囲の高電圧を電動機に印加しなければならないので実
際の設定電圧は所望の値に対応する。電流は極めて急速
に高くなるので測定時間は短く、Ψ_2a ^B＝０はほぼ満た
される。もう１つの条件であるｉ_1a＝０を満たすため
に、電流のゼロ交点で測定を行う。

【０１０１】この測定を実際に行い得るのは、図１４に
示すように印加電圧とこの電圧によって生じる電動機電
流の存在する時間内になる。

【０１０２】時刻ｔ₀において、正の電圧がａ方向に電
動機に印加される。時刻ｔ₁において電流は予め定めら
れた限界値に達する。この限界値は電動機の定格電流に
よって変わるが、安全上の理由から０．５Ｉ_ratedまで
に制限されている。続いて電圧は０まで降下し、誘導機
の電流は周波数変換器の中間コンデンサを介して放電さ
れる。コンデンサにおける電圧の上昇は吸収エネルギす
なわち電動機の吸収エネルギＥ＝０．５ｉ²Ｌおよびコ
ンデンサの吸収エネルギＥ＝０．５（Ｕ＋ｄＵ）²Ｃに
基づいて算出することができる。

【０１０３】無負荷状態について見ると、中間回路電圧
Ｕ＝５４０Ｖであり、全漏れインダクタンスは、ここで
用いた電動機におけるＣ＝１ｍＦで最大３０ｍＨにな
る。また、電圧上昇Ｕｄ＝２．７８Ｖ＝０．５％が得ら
れる。これは十分許容できる値である。

【０１０４】次に、時刻ｔ₂において、負の電圧Ｕ_aが電
動機に印加される。電流はもう１つの予め定められた負
の限界値まで降下する。これによって電圧は再び０にな
り、インダクタは放電し、全漏れインダクタンスの識別
は終了する。時刻ｔ₂とｔ₃の間に、電動機電流のゼロ交
点が検出される。このゼロ交点近辺のある時間ｄｔにつ
いて電動機の電流を決定し、そこから全漏れインダクタ
ンスＬ_σ＝Ｕ₂ｄｔ／ｄｉ₂を求める。

【０１０５】本発明では残りのパラメータＲ₁、τ₂、Ｌ
_Rを求めるための識別アルゴリズムについても説明す
る。このアルゴリズムは、電動機の固定子電圧および固
定子電流が全て定常状態にある時に効を奏する。固定子
の電流および電圧が定常値にあるということは、単に電
流および電圧を印加してこれがなくなるまで遷移させる
には十分であると思われるだけの時間待っているだけで
簡単に確認することができる。

【０１０６】３．残りのパラメータの識別 周波数変換器を用いることで大きさおよび方位に基づい
て電圧フェーザ（phaser)を予め設定することができ
る。従って、周波数変換器に供給される定格電圧フェー
ザを適当に変化させることで識別に必要な周波数ωの出
力周波数変換器ａｃ電圧Ｕ_1aを達成することができる。
しかしながら、周波数変換器内で発生する作用（最小起
動時間、むだ時間）の影響で、実際に設定される出力電
圧対所望の公称値の基本波に位相のシフトが起こる。低
電圧では、この位相シフトはここで使用した周波数変換
器については５〜１０°に達する。したがって、くどい
ようではあるが公称電圧を識別用の基準値として使用す
ることは不可能である。

【０１０７】この問題に対する解決策の１つとして、電
動機に図１５に示すように正弦電圧Ｕ_1aではなく方形波
を供給すればよい。

【０１０８】図１５に示す矩形の固定子電圧Ｕ_1aは電動
機が静止状態にある時に供給する。電動機がトルクを発
生せず止まったままでいるようにするために、もう１つ
の固定子電圧成分Ｕ_1bはゼロに設定しておく。固定子の
電圧曲線は基本波ωと高調波とからなる。ωは時間Ｔ
（図１参照）からω＝２π／Ｔによって導かれる。

【０１０９】図１６は、図１５の固定子電圧ｕ_1aから得
られる電動機の固定子電流ｉ_1aを示す。固定子電流ｉ_1a
の曲線はｕ_1aの正負によって増減される指数関数からな
る。

【０１１０】図１７は、ｔａｎφを算出する本発明の一
部を示す。角度φは電動機の固定子電圧の基本周波数と
固定子電流との間の位相角を意味する。ｔａｎφは本発
明のさらに他の部分で使用する。逆変換回路（３）は基
本波ω₁（４）の所望の固定子電圧を誘導電動機（５）
に供給する。固定子電圧は図１に示すものと同一であ
る。Ａ／Ｄ変換器（７）を利用して時間Ｔで電動機の固
定子電流（６）をサンプリングしてブロック（８）およ
び（９）に供給する。ブロック（８）は、以下の数式３
０に基づいて値ｙ_cを算出する。

【０１１１】

【数３０】

【０１１２】数式３０において、ｉ_1a［ｋ］はｉ_1aをサ
ンプリングした値である。次にサンプリングされる値は
ｉ_1a［ｋ＋１］というふうになっていく。最初の値はｉ
_1a［０］である。最後の値はｉ_1a［Ｔ／ｔ_clock−１］
である。ブロック（８）の出力はｙ_cosであり、ｙ_cの最
終値に等しい。すなわち、以下の数式３１が得られる。

【０１１３】

【数３１】

【０１１４】このように数式３０および数式３１は、時
間的に連続した式の離散形態になっている。

【０１１５】

【数３２】

【０１１６】ｉ_fund：ｉ_1a（ｔ）の基本周波数の振幅 数式３２は以下のようにして導き出される。

【０１１７】ブロック（９）はブロック（８）での動作
と同じようにして、数式３３、３４、３５に基づいてｙ
_sin の値を算出する（数式３０、３１、３２参照）。

【０１１８】

【数３３】

【０１１９】

【数３４】

【０１２０】

【数３５】

【０１２１】ブロック（１６）は除算を含む。このブロ
ックは数式３６に基づいてｔａｎφを算出する。

【０１２２】

【数３６】

【０１２３】図１８参照。全手順をｎ回実行する。ここ
で、ｎは図１において説明したような固定子の電圧曲線
を電動機に供給する毎に得られるサンプルの数である。
基本周波数ωの値は毎回変化する。従って、全繰り返し
の結果は、基本周波数ωと適当なｔａｎφの値のｎ対か
らなる集合であり、以下の数式３７のように表すことが
できる。

【０１２４】

【数３７】

【０１２５】本願明細書の以下の説明は、実測値Ｌ_σお
よび数式３７を使用して残りの電動機のパラメータ
Ｒ₁、Ｌ_Rおよびτ₂を推定するアルゴリズムを示すもの
である。定常状態の場合には、電動機モデル（数式２
７、２８）から数式３８のようにして固定子の複素イン
ピーダンスＺ（ω）を導き出すことができる。

【０１２６】

【数３８】

【０１２７】インピーダンスＺ（ω）の実成分および仮
想成分は以下の数式３９で示すようになる。

【０１２８】

【数３９】

【０１２９】さらに変換すると以下の数式４０のように
なる。

【０１３０】

【数４０】

【０１３１】インピーダンス量｜Ｚ（ω）｜の仮想部分
はゼロである（この量は実数である）ので、以下の数式
４１が得られる。

【０１３２】

【数４１】

【０１３３】数式３８を数式４１に代入し、Ｒ（ω）お
よびＸ（ω）を数式２７および２８のパラメータに置き
換えると、非線形式として以下の数式４２が得られる。

【０１３４】

【数４２】

【０１３５】この数式４２は以下の数式４３〜５７に示
すようにして得たものである。

【０１３６】

【数４３】

【０１３７】

【数４４】

【０１３８】

【数４５】

【０１３９】

【数４６】

【０１４０】

【数４７】

【０１４１】

【数４８】

【０１４２】

【数４９】

【０１４３】

【数５０】

【０１４４】

【数５１】

【０１４５】

【数５２】

【０１４６】

【数５３】

【０１４７】

【数５４】

【０１４８】

【数５５】

【０１４９】

【数５６】

【０１５０】

【数５７】

【０１５１】この数式４７は数式３７のｎ動作点につい
て書き替えることができる。書き替えによって得られる
結果は以下の数式５８に示すようなｎ個の非線形式にな
る。

【０１５２】

【数５８】

【０１５３】数式５８に示す式において、パラメータＬ
_σ、ｔａｎφおよびωは分かっており、パラメータ
Ｒ₁、Ｌ_R、τ₂が抜けている。これらの足りないパラメ
ータは数式４２を満たさなければならない。実際には、
Ｌ_σおよびｔａｎφには測定誤差があるため数式４２に
示す条件ｆ（Ｒ₁，Ｌ_R，τ₂）＝０を正確に満たすこと
は不可能である。

【０１５４】また、ここでは測定による影響の他にも機
械モデルの設定時の抜けなども原因となる。従って、足
りないパラメータは数式４２を正確に満足させるのでは
なく近似させるのである。有効な近似値についての判定
基準はｆ（Ｒ₁，Ｌ_R，τ₂）の二乗の最小化である(最小
二乗法)。すなわち、以下の数式５９のようになる。

【０１５５】

【数５９】

【０１５６】最小二乗法によって、１つ前のパラメータ
集合（Ｒ₁，Ｌ_R，τ₂）［ｋ］から新しいパラメータ集
合（Ｒ₁，Ｌ_R，τ₂）［ｋ＋１］を算出するための繰り
返しパターンを構築することができる。推定した初期値
（Ｒ₁，Ｌ_R，τ₂）［０］がＲ₁、Ｌ_R、τ₂を近似するの
に適したものであれば、このアルゴリズムは足りないパ
ラメータＲ₁，Ｌ_R，τ₂に収束する。

【０１５７】これらのパラメータを図１８に示すように
昇降機の電動機駆動装置に供給する。ベクトル制御用に
は、回転子の時定数を速度制御装置に供給する。

【０１５８】上述した実施例には本発明の趣旨および範
囲を逸脱することなく様々な修正を加えることができ
る。

【０１５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
以下のような効果が得られる。

【０１６０】（ａ）十分に適合したベクトル制御によっ
て移動時間を短縮し、かつ快適な乗り心地を達成でき
る。

【０１６１】（ｂ）固定子の電圧を測定せずに回転子の
時定数を得ることができる。

【０１６２】（ｃ）アルゴリズムを直線上で発揮でき、
余計な移動時間の原因となる時間的な遅れはなくなる。

【０１６３】（ｄ）Ｉ_Trefおよびａ_refの算出に実行中
にほんのわずかな計算時間を加えるだけでよく、殆どの
計算は静止時に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ｔ_ref対Ｔ_mのグラフである。

【図２】Ｔ_ref対ω_ref〜ωのグラフである。

【図３】本発明のブロック図である。

【図４】誘導電動機等価回路である。

【図５】Ｉ_Tref対Ｉ_fluxのグラフである。

【図６】ベクトル制御式誘導電動機のブロック図であ
る。

【図７】Ｉ_Tref対ａ_refのグラフである。

【図８】Ａ対Ｂのグラフである。

【図９】Ａ対Ｂのグラフである。

【図１０】本発明を説明するためのブロック図である。

【図１１】初期化方法において使用する回路のブロック
図である。

【図１２】初期化方法において使用する回路のブロック
図である。

【図１３】回転子の推定時定数τ′₂および固定子温度
（℃）対昇降機の数を示すグラフである。

【図１４】誘導電動機の全漏れインダクタンスＬ_σの識
別に使用する固定子の電流および電圧波形を示すグラフ
である。

【図１５】回転子の時定数τ₂、回転子の抵抗Ｒ₁および
パラメータＬ_Rを識別するために使用する固定子の電圧
を示すグラフである。

【図１６】回転子の時定数τ₂、回転子の抵抗Ｒ₁および
パラメータＬ_Rを識別するために使用する固定子の電流
を示すグラフである。

【図１７】タンジェントφ対固定子周波数ωのグラフで
ある。

【図１８】タンジェントφを得るための回路のブロック
図である。

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トルク電流基準値の２つの値と加速度基
   準値の２つの値をサンプリングし、 前記加速度基準値と前記トルク電流基準値との間の無負
   荷時の線形関係の勾配を求め、 前記勾配を回転子の実時定数に関する理想勾配から減算
   して差動信号を得、 前記差動信号に応答して回転子の推定時定数を得る昇降
   機駆動用誘導電動機回転子の推定時定数供給方法。
2. 【請求項２】 昇降機の駆動装置が回転子の時定数の実
   際の値に応答する時には、前記理想勾配は前記勾配の値
   になるため、前記理想勾配は前記回転子の実時定数に関
   連している請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時
   定数供給方法。
3. 【請求項３】 電動機トルクを得、 トルク基準値を得、 前記電動機トルクと前記トルク基準値との間の線形関係
   の勾配の回転子理想時定数に関する理想勾配からの変動
   量を示す信号を得、 前記信号に応答して回転子の推定時定数を得る昇降機駆
   動用誘導機回転子の推定時定数供給方法。
4. 【請求項４】 トルク電流基準値によって前記トルク基
   準値を近似的に得る請求項１記載の誘導電動機用回転子
   の推定時定数供給方法。
5. 【請求項５】 トルク電流基準値によって前記トルク基
   準値を近似的に得る請求項３記載の誘導電動機用回転子
   の推定時定数供給方法。
6. 【請求項６】 加速度基準値および負荷トルクの符号に
   応答して前記電動機トルクを近似的に得る請求項１記載
   の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
7. 【請求項７】 加速度基準値および負荷トルクの符号に
   応答して前記電動機トルクを近似的に得る請求項３記載
   の誘導電動機用回転子の推定時定数供給方法。
8. 【請求項８】 前記勾配は誘導機が無負荷状態の時に得
   られる請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定時定数
   供給方法。
9. 【請求項９】 前記勾配は誘導機が無負荷状態の時に得
   られる請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定時定数
   供給方法。
10. 【請求項１０】 昇降機の駆動装置が回転子の時定数の
    実際の値に応答する時には、前記理想勾配は前記勾配の
    値になるため、前記理想勾配は前記回転子の実時定数に
    関連している請求項１記載の誘導電動機用回転子の推定
    時定数供給方法。
11. 【請求項１１】 昇降機の駆動装置が回転子の時定数の
    実際の値に応答する時には、前記理想勾配は前記勾配の
    値になるため、前記理想勾配は前記回転子の実時定数に
    関連している請求項３記載の誘導電動機用回転子の推定
    時定数供給方法。
12. 【請求項１２】 負荷トルクが０より大きい時には前記
    信号は第１の値となり、負荷トルクが０未満の時には前
    記信号は第２の値となる請求項１記載の誘導電動機用回
    転子の推定時定数供給方法。
13. 【請求項１３】 負荷トルクが０より大きい時には前記
    信号は第１の値となり、負荷トルクが０未満の時には前
    記信号は第２の値となる請求項３記載の誘導電動機用回
    転子の推定時定数供給方法。
14. 【請求項１４】 トルク電流基準値をサンプリングする
    ための手段と、 加速度基準値をサンプリングするための手段と、 前記誘導機が無負荷状態の時の前記トルク電流基準値と
    前記加速度基準値との間の線形関係の勾配を得るための
    手段と、 前記無負荷状態の勾配を回転子の実時定数に関連した理
    想無負荷勾配から減算して差動信号を供給する加算器
    と、 前記差動信号に応答して回転子の推定時定数を供給する
    ための手段と、を有する誘導機用回転子の時定数供給装
    置。
15. 【請求項１５】 前記手段は比例積分回路である請求項
    １４記載の装置。