JPH06334609A - バーストモードディジタル受信器 - Google Patents
バーストモードディジタル受信器Info
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- JPH06334609A JPH06334609A JP5123673A JP12367393A JPH06334609A JP H06334609 A JPH06334609 A JP H06334609A JP 5123673 A JP5123673 A JP 5123673A JP 12367393 A JP12367393 A JP 12367393A JP H06334609 A JPH06334609 A JP H06334609A
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- circuit
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- Dc Digital Transmission (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 パッシブ・ダブル・スター光加入者伝送シス
テム等のバースト信号伝送系のための、広ダイナミック
レンジ、高感度、かつ耐環境性に優れたバーストモード
ディジタル受信器を提供する。 【構成】 一定時間内において入力パワー最大のバース
トの振幅を検出し、バーストの出力振幅を一定とする第
１の自動利得制御回路２０と、自動利得制御回路出力に
対し、識別レベル制御をバーストごとに行う自動識別レ
ベル制御回路３０、もしくは出力振幅を一定とする利得
制御をバーストごとに行う第２の自動利得制御回路を備
える。
テム等のバースト信号伝送系のための、広ダイナミック
レンジ、高感度、かつ耐環境性に優れたバーストモード
ディジタル受信器を提供する。 【構成】 一定時間内において入力パワー最大のバース
トの振幅を検出し、バーストの出力振幅を一定とする第
１の自動利得制御回路２０と、自動利得制御回路出力に
対し、識別レベル制御をバーストごとに行う自動識別レ
ベル制御回路３０、もしくは出力振幅を一定とする利得
制御をバーストごとに行う第２の自動利得制御回路を備
える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、パッシブ・ダブル・ス
ター光加入者伝送システム等の、バースト・ディジタル
信号伝送系の受信器に関する。
ター光加入者伝送システム等の、バースト・ディジタル
信号伝送系の受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】パッシブ・ダブル・スター光加入者伝送
システムの構成を図３に示す。この伝送システムでは、
局（ＣＯ）とスターカップラ５０の間において、一本の
伝送路を複数の加入者装置（ＯＮＵ）で共有して用い
る。この伝送システムの上り伝送系では、ＴＤＭＡによ
って多重化が行われるため、スターカップラ・光送信器
間の伝送路損の差、あるいは光送信器の出力パワーレベ
ル変動に伴い、受信器に入力される光パワーの急激な変
動（以下、動的なパワーレベル変動と記す）が生じるバ
ースト伝送系となる。さらに、スターカップラにおける
分岐損、スターカップラ・光受信器間の伝送路損等の設
置条件、あるいは受光部の経年変化によっても受信器に
入力されるパワーレベルの変動（以下、動的なパワーレ
ベル変動と記す）が生じる。すなわち、図３において、
一点鎖線Ａ−Ａ′より右方の部位で生じるパワーの損失
は動的なパワーレベル変動となり、一点鎖線Ａ−Ａ′よ
り左方の部位で生じるパワーの損失は動的なパワーレベ
ル変動となる。
システムの構成を図３に示す。この伝送システムでは、
局（ＣＯ）とスターカップラ５０の間において、一本の
伝送路を複数の加入者装置（ＯＮＵ）で共有して用い
る。この伝送システムの上り伝送系では、ＴＤＭＡによ
って多重化が行われるため、スターカップラ・光送信器
間の伝送路損の差、あるいは光送信器の出力パワーレベ
ル変動に伴い、受信器に入力される光パワーの急激な変
動（以下、動的なパワーレベル変動と記す）が生じるバ
ースト伝送系となる。さらに、スターカップラにおける
分岐損、スターカップラ・光受信器間の伝送路損等の設
置条件、あるいは受光部の経年変化によっても受信器に
入力されるパワーレベルの変動（以下、動的なパワーレ
ベル変動と記す）が生じる。すなわち、図３において、
一点鎖線Ａ−Ａ′より右方の部位で生じるパワーの損失
は動的なパワーレベル変動となり、一点鎖線Ａ−Ａ′よ
り左方の部位で生じるパワーの損失は動的なパワーレベ
ル変動となる。
【０００３】従来の受信器では、パワーレベルの動的変
動に追従し得る応答速度のバースト対応自動識別レベル
制御回路を用いた識別レベル制御、もしくはバースト対
応自動利得制御回路を用いた利得制御を行うことによっ
て、動的および静的なパワーレベル変動に起因して変動
し得るすべてのパワーレベル範囲のディジタル信号パル
ス列に対し、バースト開始後数ビット以内に識別レベル
をパルス振幅のほぼ中央に設定していた。
動に追従し得る応答速度のバースト対応自動識別レベル
制御回路を用いた識別レベル制御、もしくはバースト対
応自動利得制御回路を用いた利得制御を行うことによっ
て、動的および静的なパワーレベル変動に起因して変動
し得るすべてのパワーレベル範囲のディジタル信号パル
ス列に対し、バースト開始後数ビット以内に識別レベル
をパルス振幅のほぼ中央に設定していた。
【０００４】バースト信号の受信に適した自動識別レベ
ル制御回路には１ビットで立ち上がり可能な単極性符号
・双極性符号変換回路があり、米国特許第５０２５４５
６号明細書で述べられている。また、バースト信号の受
信に適した自動利得制御回路にはリセット型自動利得制
御回路があり、１９９１年電子情報通信学会秋期全国大
会講演論文集第４分冊第６２頁で述べられている。
ル制御回路には１ビットで立ち上がり可能な単極性符号
・双極性符号変換回路があり、米国特許第５０２５４５
６号明細書で述べられている。また、バースト信号の受
信に適した自動利得制御回路にはリセット型自動利得制
御回路があり、１９９１年電子情報通信学会秋期全国大
会講演論文集第４分冊第６２頁で述べられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、自動識
別レベル制御回路あるいは高速自動利得制御回路には、
ダイナミックレンジの制約が伴う。自動識別レベル制御
回路のダイナミックレンジは、識別回路入力部における
許容最大入力振幅と最少入力振幅の比でダイナミックレ
ンジが制約され、５Ｖ単独電源操作の自動識別レベル制
御回路では２０ｄＢ（入力光パワーレベル換算）程度が
実用上の限界である。また、高速自動利得制御回路では
応答速度とダイナミックレンジがトレードオフの関係で
あり、応答速度を３〜５ビットとした前述のリセット型
自動利得制御回路では、制御回路１段あたりのダイナミ
ックレンジは１０ｄＢ（入力光パワーレベル換算）にす
ぎない。
別レベル制御回路あるいは高速自動利得制御回路には、
ダイナミックレンジの制約が伴う。自動識別レベル制御
回路のダイナミックレンジは、識別回路入力部における
許容最大入力振幅と最少入力振幅の比でダイナミックレ
ンジが制約され、５Ｖ単独電源操作の自動識別レベル制
御回路では２０ｄＢ（入力光パワーレベル換算）程度が
実用上の限界である。また、高速自動利得制御回路では
応答速度とダイナミックレンジがトレードオフの関係で
あり、応答速度を３〜５ビットとした前述のリセット型
自動利得制御回路では、制御回路１段あたりのダイナミ
ックレンジは１０ｄＢ（入力光パワーレベル換算）にす
ぎない。
【０００６】このため、動的および静的なパワーレベル
変動に起因して変動し得るすべてのパワーレベル範囲の
識別レベル制御を自動識別レベル制御回路あるいは高速
自動利得制御回路でまかなう従来のバーストモードディ
ジタル受信器では、ダイナミックレンジが本質的に大き
くとれないという欠点があった。
変動に起因して変動し得るすべてのパワーレベル範囲の
識別レベル制御を自動識別レベル制御回路あるいは高速
自動利得制御回路でまかなう従来のバーストモードディ
ジタル受信器では、ダイナミックレンジが本質的に大き
くとれないという欠点があった。
【０００７】通信用の受信器では受信感度が必要であ
り、光通信用の受信器において受信感度を向上するため
には、アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）の適
用が有効である。しかしながら、従来の受信器ではフォ
トダイオードのｐｎ接合に印加する逆バイアス電圧のフ
ィードバック制御ができないため、アバランシェ・フォ
トダイオード（ＡＰＤ）を良好な耐環境性、広ダイナミ
ックレンジで用いることが困難であるという欠点があっ
た。
り、光通信用の受信器において受信感度を向上するため
には、アバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）の適
用が有効である。しかしながら、従来の受信器ではフォ
トダイオードのｐｎ接合に印加する逆バイアス電圧のフ
ィードバック制御ができないため、アバランシェ・フォ
トダイオード（ＡＰＤ）を良好な耐環境性、広ダイナミ
ックレンジで用いることが困難であるという欠点があっ
た。
【０００８】本発明は、パッシブ・ダブル・スター光加
入者伝送システム等のバースト信号伝送系のための、広
ダイナミックレンジ、高感度、かつ耐環境性に優れたバ
ーストモードディジタル受信器を実現することを目的と
している。
入者伝送システム等のバースト信号伝送系のための、広
ダイナミックレンジ、高感度、かつ耐環境性に優れたバ
ーストモードディジタル受信器を実現することを目的と
している。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のバーストモード
ディジタル受信器では、一定時間内において入力パワー
最大のバーストの振幅を検出し、入力パワー最大のバー
ストの出力振幅を一定とする自動利得制御回路と、自動
利得制御回路出力に対し、全バーストに対する識別レベ
ルをパルス振幅の中心値に保つ識別レベル制御をバース
トごとに行う自動識別レベル制御回路を備える。
ディジタル受信器では、一定時間内において入力パワー
最大のバーストの振幅を検出し、入力パワー最大のバー
ストの出力振幅を一定とする自動利得制御回路と、自動
利得制御回路出力に対し、全バーストに対する識別レベ
ルをパルス振幅の中心値に保つ識別レベル制御をバース
トごとに行う自動識別レベル制御回路を備える。
【００１０】本発明のバーストモードディジタル受信器
では、一定時間内において入力パワー最大のバーストの
振幅を検出し、入力パワー最大のバーストの出力振幅を
一定とする第１の自動利得制御回路と、第１の自動利得
制御回路出力に対して、全バーストの出力振幅を一定と
する利得制御をバーストごとに行う第２の自動利得制御
回路を備える。
では、一定時間内において入力パワー最大のバーストの
振幅を検出し、入力パワー最大のバーストの出力振幅を
一定とする第１の自動利得制御回路と、第１の自動利得
制御回路出力に対して、全バーストの出力振幅を一定と
する利得制御をバーストごとに行う第２の自動利得制御
回路を備える。
【００１１】
【作用】本発明では、ＰＤＳ（パッシブ・ダブル・スタ
ー）光ネットワークの上り回線におけるＴＤＭＡ伝送系
の光受信器として適用する場合、スターカップラにおけ
る分岐損、スターカップラ・光受信器間の伝送路損等の
設置条件に伴うパワーレベル変動、あるいは受光部の経
年劣化に伴うパワーレベル変動（静的なパワーレベル変
動）は、第１の自動利得制御回路において吸収し、スタ
ーカップラ・光送信器間の伝送路損の差、もしくは光送
信器の出力パワーレベル変動に伴う１周期内のバースト
ごとのパワーレベル変動（動的なパワーレベル変動）は
自動識別レベル制御回路もしくは第２の自動利得制御回
路において吸収することとなる。
ー）光ネットワークの上り回線におけるＴＤＭＡ伝送系
の光受信器として適用する場合、スターカップラにおけ
る分岐損、スターカップラ・光受信器間の伝送路損等の
設置条件に伴うパワーレベル変動、あるいは受光部の経
年劣化に伴うパワーレベル変動（静的なパワーレベル変
動）は、第１の自動利得制御回路において吸収し、スタ
ーカップラ・光送信器間の伝送路損の差、もしくは光送
信器の出力パワーレベル変動に伴う１周期内のバースト
ごとのパワーレベル変動（動的なパワーレベル変動）は
自動識別レベル制御回路もしくは第２の自動利得制御回
路において吸収することとなる。
【００１２】本発明では、第１の自動利得制御回路を用
いてフォトダイオードのｐｎ接合に印加する逆バイアス
電圧をフィードバック制御できるため、ＡＰＤを耐環境
性、ダイナミックレンジの問題を生じることなく使用可
能である。
いてフォトダイオードのｐｎ接合に印加する逆バイアス
電圧をフィードバック制御できるため、ＡＰＤを耐環境
性、ダイナミックレンジの問題を生じることなく使用可
能である。
【００１３】
【実施例】以下、実施例を示して本発明を詳しく説明す
る。
る。
【００１４】図１は本発明のバーストモードディジタル
受信器の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
ＡＰＤ１で光電変換されて生成したバースト信号光電流
は、トランスインピーダンスアンプ２で電圧に変換さ
れ、自動利得制御回路２０、自動識別レベル制御回路３
０を経て識別回路６に導かれ、ロジックレベルの２値符
号に変換される。自動利得制御回路２０では、差動アン
プ７によって検出された利得可変アンプ３の正相出力と
逆相出力の差電圧をピーク検出回路８で検出し、検出さ
れたピーク値と基準電圧との差を差動アンプ９で比較・
増幅し、利得可変アンプ３の利得制御端子に帰還してい
る。また、差動アンプ９の出力電圧を用いて高電圧発生
回路１３の出力電圧を制御することにより、ＡＰＤ１の
増倍率をフィードバック制御している。自動利得制御回
路２０の時定数は、差動アンプ９に外付けされた時定数
回路で設定されており、時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレ
ーム周期よりも十分長い。
受信器の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
ＡＰＤ１で光電変換されて生成したバースト信号光電流
は、トランスインピーダンスアンプ２で電圧に変換さ
れ、自動利得制御回路２０、自動識別レベル制御回路３
０を経て識別回路６に導かれ、ロジックレベルの２値符
号に変換される。自動利得制御回路２０では、差動アン
プ７によって検出された利得可変アンプ３の正相出力と
逆相出力の差電圧をピーク検出回路８で検出し、検出さ
れたピーク値と基準電圧との差を差動アンプ９で比較・
増幅し、利得可変アンプ３の利得制御端子に帰還してい
る。また、差動アンプ９の出力電圧を用いて高電圧発生
回路１３の出力電圧を制御することにより、ＡＰＤ１の
増倍率をフィードバック制御している。自動利得制御回
路２０の時定数は、差動アンプ９に外付けされた時定数
回路で設定されており、時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレ
ーム周期よりも十分長い。
【００１５】自動識別レベル制御回路３０は、１ビット
で立ち上がり可能なＤＣ結合型単極性符号・双極性符号
変換回路であり、逆相出力から正相入力へ抵抗を介して
帰還、正相出力からピーク検出回路５と抵抗を介した差
動アンプ４でトランスインピーダンスアンプ系を構成し
ている。自動識別レベル制御回路３０の最大許容入力電
圧振幅は、自動利得制御回路２０の定常時の出力電圧振
幅と等しく設定されている。ダイナミックレンジは、最
大出力電圧振幅１Ｖと最小出力電圧振幅のオフセット限
界で定まっており、入力光パワーレベル換算で２０ｄＢ
である。また、自動識別レベル制御の立ち下がり時間短
縮のため、ピーク検出回路５をバーストの終了時に外部
入力パルスによって数ビットでリセットするためのリセ
ット回路１４を設けている。
で立ち上がり可能なＤＣ結合型単極性符号・双極性符号
変換回路であり、逆相出力から正相入力へ抵抗を介して
帰還、正相出力からピーク検出回路５と抵抗を介した差
動アンプ４でトランスインピーダンスアンプ系を構成し
ている。自動識別レベル制御回路３０の最大許容入力電
圧振幅は、自動利得制御回路２０の定常時の出力電圧振
幅と等しく設定されている。ダイナミックレンジは、最
大出力電圧振幅１Ｖと最小出力電圧振幅のオフセット限
界で定まっており、入力光パワーレベル換算で２０ｄＢ
である。また、自動識別レベル制御の立ち下がり時間短
縮のため、ピーク検出回路５をバーストの終了時に外部
入力パルスによって数ビットでリセットするためのリセ
ット回路１４を設けている。
【００１６】差動アンプ１０、ピーク検出回路１１、差
動アンプ１２はＤＣオフセットキャンセラを構成してお
り、ＡＰＤ１への入力が無い場合に自動識別レベル制御
回路３０へ入力される正逆相の入力電圧の差が０となる
ように動作する。時定数は自動利得制御回路２０と同様
に差動アンプ１２に外付けされた時定数回路で設定され
ており、この時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレーム周期よ
りも十分長い。
動アンプ１２はＤＣオフセットキャンセラを構成してお
り、ＡＰＤ１への入力が無い場合に自動識別レベル制御
回路３０へ入力される正逆相の入力電圧の差が０となる
ように動作する。時定数は自動利得制御回路２０と同様
に差動アンプ１２に外付けされた時定数回路で設定され
ており、この時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレーム周期よ
りも十分長い。
【００１７】次に、図４を用い、プリアサインのＴＤＭ
Ａ伝送系において、入力パワーレベルの大きなチャンネ
ルが新たに加入してきた場合の動作を説明する。図４は
図１で用いられている自動利得制御回路２０の正相入出
力波形を示す波形説明図である。
Ａ伝送系において、入力パワーレベルの大きなチャンネ
ルが新たに加入してきた場合の動作を説明する。図４は
図１で用いられている自動利得制御回路２０の正相入出
力波形を示す波形説明図である。
【００１８】時刻ｔ2 以前においては、バースト電圧パ
ルス列ａ1 ，ａ2 を入力電圧とするチャンネル（ｃｈ．
Ａ）とバースト電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 を入力電圧とす
るチャンネル（ｃｈ．Ｃ）の２つのチャンネルだけが加
入しており、バースト電圧パルス列ａ1 ，ａ2 の方がバ
ースト電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 よりも振幅が大きいた
め、ピーク検出回路８ではバースト電圧パルス列ａ1 ，
ａ2 のパルス振幅に相当する電圧が検出され、バースト
電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 のパルス振幅に相当する電圧は
無視される。そのため、フィードバック型自動利得制御
回路２０の出力として、ｃｈ．Ａに対応する出力電圧パ
ルス列ａ′1 ，ａ′2 が設定電圧出力Ｖ0に等しくなっ
ており、設定出力電圧Ｖ0 は自動識別レベル制御回路３
０の最大許容入力電圧振幅と等しいため、パルス列ａ′
1 ，ａ′2 、パルス列ｃ′1 ，ｃ′2 とも自動識別レベ
ル制御回路のダイナミックレンジ内に収まっている。
ルス列ａ1 ，ａ2 を入力電圧とするチャンネル（ｃｈ．
Ａ）とバースト電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 を入力電圧とす
るチャンネル（ｃｈ．Ｃ）の２つのチャンネルだけが加
入しており、バースト電圧パルス列ａ1 ，ａ2 の方がバ
ースト電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 よりも振幅が大きいた
め、ピーク検出回路８ではバースト電圧パルス列ａ1 ，
ａ2 のパルス振幅に相当する電圧が検出され、バースト
電圧パルス列ｃ1 ，ｃ2 のパルス振幅に相当する電圧は
無視される。そのため、フィードバック型自動利得制御
回路２０の出力として、ｃｈ．Ａに対応する出力電圧パ
ルス列ａ′1 ，ａ′2 が設定電圧出力Ｖ0に等しくなっ
ており、設定出力電圧Ｖ0 は自動識別レベル制御回路３
０の最大許容入力電圧振幅と等しいため、パルス列ａ′
1 ，ａ′2 、パルス列ｃ′1 ，ｃ′2 とも自動識別レベ
ル制御回路のダイナミックレンジ内に収まっている。
【００１９】時刻ｔ2 直後のフレームから、ｃｈ．Ａ、
ｃｈ．Ｃの２つのチャンネルに加えてバースト電圧パル
ス列ｂ1 ，ｂ2 を入力電圧とする第３のチャンネル（ｃ
ｈ．Ｂ）が加入している。ただし、バースト電圧パルス
列ｂ1 ，ｂ2 の方がバースト電圧パルス列ａ1 ，ａ2 よ
りも振幅が大きい。ｃｈ．Ｂの加入直後ではｃｈ．Ａに
対する出力電圧パルス列ａ2 が設定出力電圧Ｖ0 に等し
くなるように利得可変アンプ３の利得がフィードバック
制御されているため、ｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パル
ス列ｂ′2 は設定出力電圧Ｖ0 よりも大きく、自動識別
レベル制御回路３０の最大許容入力電圧振幅を越えてい
る。このため、ｃｈ．Ｂは加入直後では識別回路６で正
しく２値符号に変換されない。しかるに、自動利得制御
回路２０は、ピーク検出回路８がバースト電圧パルス列
ｂ2 ，ｂ3 ，・・・，ｂN のパルス振幅に相当する電圧
を検出し、ｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パルス列
ｂ′2 ，ｂ′3 ，・・・，ｂ′N が設定出力電圧Ｖ0 に
等しくなったところで安定となる。安定となるまでの時
定数は差動アンプ９に外付けされた時定数回路で定まっ
ている。したがって、出力電圧パルス列ｂ′5 に示すよ
うに、時刻ｔ2 の後、数フレームから数１００フレーム
以内にはｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パルス列ｂ′N も
自動識別レベル制御回路のダイナミックレンジ内に収ま
り、識別回路６で正しく２値符号に変換されることとな
る。
ｃｈ．Ｃの２つのチャンネルに加えてバースト電圧パル
ス列ｂ1 ，ｂ2 を入力電圧とする第３のチャンネル（ｃ
ｈ．Ｂ）が加入している。ただし、バースト電圧パルス
列ｂ1 ，ｂ2 の方がバースト電圧パルス列ａ1 ，ａ2 よ
りも振幅が大きい。ｃｈ．Ｂの加入直後ではｃｈ．Ａに
対する出力電圧パルス列ａ2 が設定出力電圧Ｖ0 に等し
くなるように利得可変アンプ３の利得がフィードバック
制御されているため、ｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パル
ス列ｂ′2 は設定出力電圧Ｖ0 よりも大きく、自動識別
レベル制御回路３０の最大許容入力電圧振幅を越えてい
る。このため、ｃｈ．Ｂは加入直後では識別回路６で正
しく２値符号に変換されない。しかるに、自動利得制御
回路２０は、ピーク検出回路８がバースト電圧パルス列
ｂ2 ，ｂ3 ，・・・，ｂN のパルス振幅に相当する電圧
を検出し、ｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パルス列
ｂ′2 ，ｂ′3 ，・・・，ｂ′N が設定出力電圧Ｖ0 に
等しくなったところで安定となる。安定となるまでの時
定数は差動アンプ９に外付けされた時定数回路で定まっ
ている。したがって、出力電圧パルス列ｂ′5 に示すよ
うに、時刻ｔ2 の後、数フレームから数１００フレーム
以内にはｃｈ．Ｂに対応する出力電圧パルス列ｂ′N も
自動識別レベル制御回路のダイナミックレンジ内に収ま
り、識別回路６で正しく２値符号に変換されることとな
る。
【００２０】ＰＤＳ光加入者伝送システムにおいて、ス
ターカップラ・光送信器間の伝送路損の差、もしくは光
送信器の出力パワーレベル変動に伴う１周期内のバース
トごとのパワーレベル変動（動的なパワーレベル変動）
は１５ｄＢ程度であり、自動識別レベル制御回路３０の
ダイナミックレンジ２０ｄＢよりは小さい。したがっ
て、入力電圧パルス列ａN ，ｂN ，ｃN 間の振幅の比率
も最大で１５ｄＢ（光パワーレベル換算）である。ま
た、可変利得アンプ３は最大出力電圧ＶM までの範囲内
では線形に動作するため、出力電圧パルス列ａ′N ，
ｂ′N ，ｃ′N 間の振幅の比率は、入力電圧パルス列ａ
N ，ｂN ，ｃN 間の振幅の比率と等しく、最大で１５ｄ
Ｂである。しかも、出力電圧パルス列ａ′N ，ｂ′N ，
ｃ′N のうちで振幅最大のパルス列ｂ′N の振幅電圧は
自動識別レベル制御回路３０の最大許容入力電圧振幅に
等しい。したがって、パルス列ａ′N ，ｂ′N ，ｃ′N
とも、入力電圧パルス列ｂN の振幅の大小にかかわら
ず、言い換えるとスターカップラにおける分岐損、スタ
ーカップラ・光受信器間の伝送路損等の設置条件に伴う
パワーレベル変動、あるいは受光部の経年劣化に伴うパ
ワーレベル変動（静的なパワーレベル変動）の大小にか
かわらず、自動識別レベル制御回路のダイナミックレン
ジ内に収まっている。また、ｃｈ．Ｂの加入に伴って利
得可変アンプ３の利得が変化している状況においても、
ｃｈ．Ａおよびｃｈ．Ｃに対応する出力電圧パルス列
ａ′2 ，ａ′3 ，ａ′4 およびｃ′2 ，ｃ′3 ，ｃ′4
は自動識別レベル制御回路のダイナミックレンジ内に収
まっており、ｃｈ．Ｂの加入によって既存のチャンネル
で符号誤りが生じることはない。
ターカップラ・光送信器間の伝送路損の差、もしくは光
送信器の出力パワーレベル変動に伴う１周期内のバース
トごとのパワーレベル変動（動的なパワーレベル変動）
は１５ｄＢ程度であり、自動識別レベル制御回路３０の
ダイナミックレンジ２０ｄＢよりは小さい。したがっ
て、入力電圧パルス列ａN ，ｂN ，ｃN 間の振幅の比率
も最大で１５ｄＢ（光パワーレベル換算）である。ま
た、可変利得アンプ３は最大出力電圧ＶM までの範囲内
では線形に動作するため、出力電圧パルス列ａ′N ，
ｂ′N ，ｃ′N 間の振幅の比率は、入力電圧パルス列ａ
N ，ｂN ，ｃN 間の振幅の比率と等しく、最大で１５ｄ
Ｂである。しかも、出力電圧パルス列ａ′N ，ｂ′N ，
ｃ′N のうちで振幅最大のパルス列ｂ′N の振幅電圧は
自動識別レベル制御回路３０の最大許容入力電圧振幅に
等しい。したがって、パルス列ａ′N ，ｂ′N ，ｃ′N
とも、入力電圧パルス列ｂN の振幅の大小にかかわら
ず、言い換えるとスターカップラにおける分岐損、スタ
ーカップラ・光受信器間の伝送路損等の設置条件に伴う
パワーレベル変動、あるいは受光部の経年劣化に伴うパ
ワーレベル変動（静的なパワーレベル変動）の大小にか
かわらず、自動識別レベル制御回路のダイナミックレン
ジ内に収まっている。また、ｃｈ．Ｂの加入に伴って利
得可変アンプ３の利得が変化している状況においても、
ｃｈ．Ａおよびｃｈ．Ｃに対応する出力電圧パルス列
ａ′2 ，ａ′3 ，ａ′4 およびｃ′2 ，ｃ′3 ，ｃ′4
は自動識別レベル制御回路のダイナミックレンジ内に収
まっており、ｃｈ．Ｂの加入によって既存のチャンネル
で符号誤りが生じることはない。
【００２１】第１の実施例では、静的なパワーレベル変
動は自動利得制御回路２０において吸収し、自動識別レ
ベル制御回路３０において吸収しているのと等価であ
る。このため、動的および静的なパワーレベル変動に起
因して変動し得るすべてのパワーレベル範囲の識別レベ
ル制御を自動識別レベル制御回路で吸収している従来の
バーストモードディジタル受信器よりも、ダイナミック
レンジが大幅に向上している。また、ＡＰＤ１を、自動
利得制御回路２０による増倍率のフィードバック制御で
耐環境性、ダイナミックレンジの問題を生じることなく
用いているため、耐環境性およびダイナミックレンジの
問題でｐｉｎフォトダイオードしか適用できない従来の
バーストモードディジタル受信器よりも、受信感度が１
０ｄＢ程度向上している。
動は自動利得制御回路２０において吸収し、自動識別レ
ベル制御回路３０において吸収しているのと等価であ
る。このため、動的および静的なパワーレベル変動に起
因して変動し得るすべてのパワーレベル範囲の識別レベ
ル制御を自動識別レベル制御回路で吸収している従来の
バーストモードディジタル受信器よりも、ダイナミック
レンジが大幅に向上している。また、ＡＰＤ１を、自動
利得制御回路２０による増倍率のフィードバック制御で
耐環境性、ダイナミックレンジの問題を生じることなく
用いているため、耐環境性およびダイナミックレンジの
問題でｐｉｎフォトダイオードしか適用できない従来の
バーストモードディジタル受信器よりも、受信感度が１
０ｄＢ程度向上している。
【００２２】図２は本発明のバーストモードディジタル
受信器の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
ｐｉｎフォトダイオード２１で光電変換されて生成した
バースト信号光電流は、トランスインピーダンスアンプ
２で電圧に変換され、第１の自動利得制御回路２０、第
２の自動利得制御回路４０を経て識別回路６に導かれ、
ロジックレベルの２値符号に変換される。第１の自動利
得制御回路２０では、利得可変アンプ３の出力電圧をピ
ーク検出回路８で検出し、検出されたピーク値と基準電
圧との差を差動アンプ９で比較・増幅し、利得可変アン
プ３の利得制御端子に帰還している。第１の自動利得制
御回路２０の時定数は、差動アンプ９に外付けされた時
定数回路で設定されており、時定数はＴＤＭＡ伝送系の
フレーム周期よりも十分長いことは第１の実施例と同じ
である。
受信器の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
ｐｉｎフォトダイオード２１で光電変換されて生成した
バースト信号光電流は、トランスインピーダンスアンプ
２で電圧に変換され、第１の自動利得制御回路２０、第
２の自動利得制御回路４０を経て識別回路６に導かれ、
ロジックレベルの２値符号に変換される。第１の自動利
得制御回路２０では、利得可変アンプ３の出力電圧をピ
ーク検出回路８で検出し、検出されたピーク値と基準電
圧との差を差動アンプ９で比較・増幅し、利得可変アン
プ３の利得制御端子に帰還している。第１の自動利得制
御回路２０の時定数は、差動アンプ９に外付けされた時
定数回路で設定されており、時定数はＴＤＭＡ伝送系の
フレーム周期よりも十分長いことは第１の実施例と同じ
である。
【００２３】第２の自動利得制御回路４０では、利得可
変アンプ１５の出力電圧をピーク検出回路１６で検出
し、検出されたピーク値と基準電圧との差を差動アンプ
１７で比較・増幅し、利得可変アンプ１５の利得制御端
子に帰還している。第１の自動利得制御回路４０の時定
数は、ピーク検出回路１６の応答速度で定まっているた
め立ち上がりと立ち下がりで著しく異なり、立ち上がり
は５ビット、立ち下がりは１０００ビット以上である。
ピーク検出回路１６の立ち下がり速度短縮化による立ち
下がり時間低減はバースト内の許容同符号連続ビット数
の低減を招くため、ピーク検出回路１６を、リセット回
路１８を用いてバーストの終了時に外部入力パルスによ
ってリセットすることで立ち下がり時間を短縮してい
る。かくして、第２の自動利得制御回路４０ではバース
トごとの自動利得制御が行われる。
変アンプ１５の出力電圧をピーク検出回路１６で検出
し、検出されたピーク値と基準電圧との差を差動アンプ
１７で比較・増幅し、利得可変アンプ１５の利得制御端
子に帰還している。第１の自動利得制御回路４０の時定
数は、ピーク検出回路１６の応答速度で定まっているた
め立ち上がりと立ち下がりで著しく異なり、立ち上がり
は５ビット、立ち下がりは１０００ビット以上である。
ピーク検出回路１６の立ち下がり速度短縮化による立ち
下がり時間低減はバースト内の許容同符号連続ビット数
の低減を招くため、ピーク検出回路１６を、リセット回
路１８を用いてバーストの終了時に外部入力パルスによ
ってリセットすることで立ち下がり時間を短縮してい
る。かくして、第２の自動利得制御回路４０ではバース
トごとの自動利得制御が行われる。
【００２４】ピーク検出回路１１、差動アンプ１２、電
圧制御電流源１９はＤＣオフセットキャンセラを構成し
ており、ｐｉｎフォトダイオード２１への入力が無い場
合の第２の自動利得制御回路４０の出力電圧が電源電圧
変動・温度変動に追従した一定の値となるように動作す
る。時定数は第１の自動利得制御回路２０と同様に差動
アンプ１２に外付けされた時定数回路で設定されてお
り、この時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレーム周期よりも
十分長いことも第１の実施例と同様である。
圧制御電流源１９はＤＣオフセットキャンセラを構成し
ており、ｐｉｎフォトダイオード２１への入力が無い場
合の第２の自動利得制御回路４０の出力電圧が電源電圧
変動・温度変動に追従した一定の値となるように動作す
る。時定数は第１の自動利得制御回路２０と同様に差動
アンプ１２に外付けされた時定数回路で設定されてお
り、この時定数はＴＤＭＡ伝送系のフレーム周期よりも
十分長いことも第１の実施例と同様である。
【００２５】第２の実施例においては、光電変換素子と
してｐｉｎフォトダイオードを用いているが、差動アン
プ９の出力電圧を用いて高電圧発生回路の出力電圧を制
御することにより、増倍率をフィードバック制御しなが
らＡＰＤを用いることも可能であり、ＡＰＤを用いるこ
とによって受信感度が向上する。逆に、第１の実施例に
おいて、光電変換素子としてｐｉｎフォトダイオードを
用いることも可能である。
してｐｉｎフォトダイオードを用いているが、差動アン
プ９の出力電圧を用いて高電圧発生回路の出力電圧を制
御することにより、増倍率をフィードバック制御しなが
らＡＰＤを用いることも可能であり、ＡＰＤを用いるこ
とによって受信感度が向上する。逆に、第１の実施例に
おいて、光電変換素子としてｐｉｎフォトダイオードを
用いることも可能である。
【００２６】
【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれば
パッシブ・ダブル・スター光加入者伝送システム等のバ
ースト信号伝送系のための、広ダイナミックレンジ、高
感度、かつ耐環境性に優れたバーストモードディジタル
受信器を実現することができ、きわめて有用である。
パッシブ・ダブル・スター光加入者伝送システム等のバ
ースト信号伝送系のための、広ダイナミックレンジ、高
感度、かつ耐環境性に優れたバーストモードディジタル
受信器を実現することができ、きわめて有用である。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の適用されるパッシブ・ダブル・スター
光加入者伝送システムの構成を示すブロック図である。
光加入者伝送システムの構成を示すブロック図である。
【図４】第１の自動利得制御回路の入出力波形を示す波
形説明図である。
形説明図である。
１ ＡＰＤ ２ トランスインピーダンスアンプ ３，１５ 利得可変アンプ ４，７，９，１０，１２，１７ 差動アンプ ５，８，１１，１６ ピーク検出回路 １３ 高電圧発生回路 １４，１８ リセット回路 １９ 電圧制御電流源 ２０，４０ 自動利得制御回路 ２１ ｐｉｎフォトダイオード ３０ 自動識別レベル制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】一定時間内において入力パワー最大のバー
ストの振幅を検出し、入力パワー最大のバーストの出力
振幅を一定とする自動利得制御回路と、 自動利得制御回路出力に対し、全バーストに対する識別
レベルをパルス振幅の中心値に保つ識別レベル制御をバ
ーストごとに行う自動識別レベル制御回路と、を備える
ことを特徴とするバーストモードディジタル受信器。 - 【請求項２】一定時間内において入力パワー最大のバー
ストの振幅を検出し、入力パワー最大のバーストの出力
振幅を一定とする第１の自動利得制御回路と、 第１の自動利得制御回路出力に対して、全バーストの出
力振幅を一定とする利得制御をバーストごとに行う第２
の自動利得制御回路と、 を備えることを特徴とするバーストモードディジタル受
信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5123673A JPH06334609A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | バーストモードディジタル受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5123673A JPH06334609A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | バーストモードディジタル受信器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06334609A true JPH06334609A (ja) | 1994-12-02 |
Family
ID=14866472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5123673A Pending JPH06334609A (ja) | 1993-05-26 | 1993-05-26 | バーストモードディジタル受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06334609A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100630089B1 (ko) * | 2002-04-15 | 2006-09-27 | 삼성전자주식회사 | 차동 출력 구조의 버스트모드 광 수신기 |
| JP2007110231A (ja) * | 2005-10-11 | 2007-04-26 | Fujitsu Ltd | 光受信回路 |
| JP2008010991A (ja) * | 2006-06-27 | 2008-01-17 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光受信用増幅器およびそれを用いた光受信器 |
| JP2009141722A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-06-25 | Renesas Technology Corp | Ｏｏｂ検出回路およびシリアルａｔａシステム |
| JP2009218852A (ja) * | 2008-03-11 | 2009-09-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | バースト光信号受信方法および装置 |
| JP2010157911A (ja) * | 2008-12-26 | 2010-07-15 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信器 |
| JP2014165644A (ja) * | 2013-02-25 | 2014-09-08 | Nec Corp | 光受信器および光受信方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217739A (ja) * | 1986-03-19 | 1987-09-25 | Fujitsu Ltd | アバランシエ・ホトダイオ−ドのバイアス電圧制御回路 |
| JPH03139887A (ja) * | 1989-10-25 | 1991-06-14 | Nec Corp | Ａｐｄバイアス電圧制御方式 |
| JPH03273720A (ja) * | 1990-03-22 | 1991-12-04 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信装置 |
-
1993
- 1993-05-26 JP JP5123673A patent/JPH06334609A/ja active Pending
Patent Citations (3)
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| US7809286B2 (en) | 2005-10-11 | 2010-10-05 | Fujitsu Limited | Optical receiver for regeneration of optical signal |
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| US8199858B2 (en) | 2007-12-07 | 2012-06-12 | Renesas Electronics Corporation | OOB (out of band) detection circuit and serial ATA system |
| JP2009218852A (ja) * | 2008-03-11 | 2009-09-24 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | バースト光信号受信方法および装置 |
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