JPH0634596B2 - Inverter circuit - Google Patents
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- JPH0634596B2 JPH0634596B2 JP60113721A JP11372185A JPH0634596B2 JP H0634596 B2 JPH0634596 B2 JP H0634596B2 JP 60113721 A JP60113721 A JP 60113721A JP 11372185 A JP11372185 A JP 11372185A JP H0634596 B2 JPH0634596 B2 JP H0634596B2
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- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は放電灯点灯装置などの電源として用いられるチ
ョッパ部を備えたインバータ回路に関するものである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an inverter circuit including a chopper portion used as a power source for a discharge lamp lighting device or the like.
［背景技術］ 従来チョッパ部を備えたインバータ回路においては、イ
ンバータ出力の制御はチョッパ部の昇圧比を変えること
により行なっていたので、第７図の従来例に示すよう
に、インバータ部Ｂに内蔵する制御回路とは別個に、チ
ョッパ部Ａに制御回路Ｓを必要とし、コスト高の原因と
なっていた。BACKGROUND ART Conventionally, in an inverter circuit having a chopper section, the inverter output is controlled by changing the step-up ratio of the chopper section. Therefore, as shown in the conventional example of FIG. The control circuit S is required for the chopper portion A separately from the control circuit for performing the operation, which causes a high cost.
また一方、第８図に示すような２石式インバータ回路に
おいて、両スイッチ素子Ｑ2，Ｑ3のオンオフ比をアンバ
ランスにすることにより、インバータ出力を制御するこ
とが可能である。同図をさらに詳述すると、直流電源Ｅ
に２個のスイッチ素子Ｑ2およびＱ3が直列に接続され、
制御回路Ｓ２によって交互にオンオフ制御されており、
一方のスイッチ素子Ｑ2の両端に直流阻止コンデンサＣ
１を介して負荷ＬＤが接続されている。なおＬ2は負荷
に放電灯を接続した場合の限流用チョークコイルであ
り、Ｄ2およびＤ3は環流用のダイオードである。On the other hand, in the two-stone inverter circuit as shown in FIG. 8, it is possible to control the inverter output by making the on / off ratios of both switch elements Q 2 , Q 3 unbalanced. To further elaborate on this figure, the DC power source E
Two switch elements Q 2 and Q 3 are connected in series to
ON / OFF control is alternately performed by the control circuit S 2 ,
A DC blocking capacitor C is provided at both ends of one switch element Q 2.
A load LD is connected via 1 . L 2 is a choke coil for current limiting when a discharge lamp is connected to the load, and D 2 and D 3 are diodes for circulation.
第８図の回路動作を放電灯点灯回路を例として説明する
と、まず全点灯時においては、制御回路Ｓにより、両ス
イッチ素子Ｑ2，Ｑ3のオン期間とオフ期間とが等しくな
るように制御され、負荷ＬＤには両方向に対称な電流が
流れる。次に調光時においては、一方のスイッチ素子Ｑ
2のオン期間が長く、他方のスイッチ素子Ｑ3のオフ期間
が短くなるように制御される。その結果両スイッチ素子
Ｑ1，Ｑ2にはアンバランスな電流が流れ、負荷ＬＤに流
れる電流には直流バイアスがかかることになるが、この
直流分が直流素子コンデンサＣ１によってカットされる
ので、結局負荷ＬＤにはほぼ対称で全体的に波高値の低
くなった電流が流れることにより、全点灯時に比し出力
が低下するのである。第９図は第８図の回路の各部の電
圧および電流波形を示したもので、全点灯時(ａ)の負荷
電流ＩLDに比し、調光時(ｂ)の負荷電流ＩLDの波高値が
小さくなている。The circuit operation of FIG. 8 will be described by taking the discharge lamp lighting circuit as an example. First, at the time of full lighting, the control circuit S controls so that the ON periods and the OFF periods of both switch elements Q 2 and Q 3 become equal. As a result, symmetrical current flows in the load LD in both directions. Next, at the time of dimming, one switch element Q
It is controlled so that the ON period of 2 is long and the OFF period of the other switch element Q 3 is short. As a result, an unbalanced current flows through both switch elements Q 1 and Q 2 , and a DC bias is applied to the current flowing through the load LD. However, this DC component is cut by the DC element capacitor C 1 , Eventually, a current having a substantially low peak value flows in the load LD in a substantially symmetrical manner, so that the output is reduced as compared with the full lighting. Figure 9 is an illustration of each part of the voltage and current waveforms of the circuit of Figure 8, the wave of the load current I LD of the comparison to the load current I LD during full lighting (a), dimming time (b) The high price is getting smaller.
このように２石式インバータ回路の両スイッチ素子のオ
ンオフ比を変化させることによって、出力電流を制御す
ることが可能であるが、オンオフ比を余り大きく変化さ
せると、スイッチ素子として使用するトランジスタの一
方の電力損失が大きくなる上に、共振条件との関係でス
イッチ素子と並列に接続されているダイオードが誤動作
し易くなるなどの問題を生じるために、実際にはインバ
ータのオンオフ比を変化させるだけでは、負荷出力の幅
広い制御は難しいという問題があった。In this way, the output current can be controlled by changing the on / off ratio of both switch elements of the two-stone inverter circuit. However, if the on / off ratio is changed too much, one of the transistors used as the switch element will be changed. In addition to the large power loss of, the diode connected in parallel with the switch element tends to malfunction due to the resonance condition.In practice, changing the on / off ratio of the inverter is not enough. However, there is a problem that it is difficult to control the load output in a wide range.
［発明の目的］ 本発明は上記の問題点に鑑み為されたものであり、その
目的とするところは、チョッパ部を備えたインバータ回
路において、チョッパ部およびインバータ部の各スイッ
チ素子の制御回路を簡略化でき、しかもインバータ出力
を幅広く制御できるような回路構成を提供するにある。[Object of the Invention] The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a control circuit for each switching element of a chopper section and an inverter section in an inverter circuit including a chopper section. It is to provide a circuit configuration that can be simplified and that can control the inverter output widely.
［発明の開示］ しかして本発明インバータ回路は、直流電源にチョーク
コイルと第１のスイッチ素子を直列接続し、第１のスイ
ッチ素子の両端にダイオードと平滑コンデンサを直列接
続してなるチョッパ部と、上記平滑コンデンサの両端を
入力端とし、交互にオンオフ制御される第２および第３
のスイッチ素子を備えたインバータ部とよりなるインバ
ータ回路において、第１のスイッチ素子と第３のスイッ
チ素子に同一のオンデューティの制御信号を与えると共
に、第２および第３のスイッチ素子のオンオフ比を可変
にした制御回路を備えたものであって、チョッパ部とイ
ンバータ部の制御回路を共通化すると共に、そのオンオ
フ比を同時に変化させるするようにした点に特徴を有す
るものである。DISCLOSURE OF THE INVENTION The inverter circuit of the present invention, however, includes a choke coil and a first switch element connected in series to a DC power supply, and a chopper section in which a diode and a smoothing capacitor are connected in series at both ends of the first switch element. A second and a third that are alternately turned on and off with both ends of the smoothing capacitor as input ends.
In the inverter circuit including the inverter unit including the switch element, the first switch element and the third switch element are provided with the same on-duty control signal, and the on / off ratios of the second and third switch elements are changed. It is provided with a variable control circuit, and is characterized in that the control circuits of the chopper section and the inverter section are made common and the on / off ratio thereof is changed at the same time.
第１図は本発明インバータ回路の基本構成図を示したも
ので、直流電源Ｅを昇圧または降圧する１石式チョッパ
部Ａと、ハーフブリッジ型などの２石式インバータ部Ｂ
と、インバータ出力を供給される放電灯などの負荷ＬＤ
と、チョッパ部Ａとインバータ部Ｂとに共通の制御回路
Ｄとで構成される。FIG. 1 shows a basic configuration diagram of an inverter circuit of the present invention. A one-stone chopper portion A for stepping up or stepping down a DC power source E and a two-stone inverter portion B of a half bridge type or the like.
And a load LD such as a discharge lamp that is supplied with inverter output
And a control circuit D common to the chopper section A and the inverter section B.
第２図は本発明回路の一実施例を示したものである。同
図において、直線電源ＥにチョークコイルＬ1と第１の
スイッチ素子Ｑ1を直列接続さると共に、第１のスイッ
チ素子Ｑ1の両端に第のダイオードＤ1と平滑コンデンサ
Ｃ0とが直列接続することにより、チョッパ部Ａが構成
されている。インバータ部Ｂはチョッパ部Ａの平滑コン
デンサＣ0の両端を入力端とし、これに第２および第３
のスイッチ素子Ｑ2，Ｑ3を直列接続すると共に、各スイ
ッチ素子Ｑ2，Ｑ3と逆方向並列に第２および第３のダイ
オードＤ2，Ｄ3を接続し、さらに第２のスイッチ素子Ｑ
2の両端に直流阻止コンデンサＣ1を介して負荷ＬＤを接
続することによって構成されている。制御回路Ｓはチョ
ッパ部Ａとインバータ部Ｂの各スイッチ素子Ｑ1，Ｑ2，
Ｑ3をオンオフ制御するものであり、第１のスイッチ素
子Ｑ1と第３のスイッチ素子Ｑ3に同一のオンデューティ
の制御信号を与えると共に、第２および第３のスイッチ
素子Ｑ2，Ｑ3のオンオフ比を任意に設定可能としたもの
である。FIG. 2 shows an embodiment of the circuit of the present invention. In the figure, a choke coil L 1 and a first switch element Q 1 are connected in series to a linear power source E, and a first diode D 1 and a smoothing capacitor C 0 are connected in series at both ends of the first switch element Q 1. By doing so, the chopper portion A is configured. The inverter section B has both ends of the smoothing capacitor C 0 of the chopper section A as input terminals, and the second and third terminals are connected to the both ends.
Of the switching elements Q 2 and Q 3 are connected in series, and the second and third diodes D 2 and D 3 are connected in reverse parallel to the switching elements Q 2 and Q 3 , respectively, and the second switching element Q
It is configured by connecting a load LD to both ends of 2 via a DC blocking capacitor C 1 . The control circuit S includes switch elements Q 1 , Q 2 ,
Q 3 is controlled to be turned on and off, and the same on-duty control signal is applied to the first switch element Q 1 and the third switch element Q 3 , and the second and third switch elements Q 2 and Q 3 The on / off ratio can be set arbitrarily.
第３図は第２図の回路の動作を示したもので、最大出力
時(ａ)には、インバータ部の両スイッチ阻止Ｑ2，Ｑ3は
それぞれ５０％のオンデューティで制御されている。こ
のときチョッパ部Ａにおいては、スイッチ素子Ｑ1のオ
ン期間に直流電流ＥからチョークコイルＬ1と第１のス
イッチ素子Ｑ1とに電流が流れて、それによりチョーク
コイルＬ1にエネルギが蓄積され、このエネルギにより
スイッチ素子Ｑ1のオフ期間にダイオードＤ1を通じて平
滑コンデンサＣ0が充電される。このとき平滑コンデン
サＣ0に供給された電圧をＥaとする。インバータ部Ｂに
おいては、スイッチ素子Ｑ2の両端電圧ｅ0は交流成分ｅ
1と直流成分Ｅ1との和であり、第２図に示したように、
この直流成分Ｅ1が直流阻止コンデンサＣ1に加わり、負
荷ＬＤには交流成分ｅ1のみが印加される。FIG. 3 shows the operation of the circuit of FIG. 2, and at the maximum output (a), both switch blockings Q 2 and Q 3 of the inverter section are controlled with 50% on-duty. In this case chopper unit A, the DC current E during the ON period of the switching element Q 1 current flows to the switching element to Q 1 choke coil L 1 and the first, energy is accumulated so that the choke coil L 1 This energy charges the smoothing capacitor C 0 through the diode D 1 during the off period of the switch element Q 1 . At this time, the voltage supplied to the smoothing capacitor C 0 is Ea. In the inverter section B, the voltage e 0 across the switching element Q 2 is equal to the AC component e 0.
It is the sum of 1 and the DC component E 1, and as shown in FIG.
This DC component E 1 is added to the DC blocking capacitor C 1, and only the AC component e 1 is applied to the load LD.
これに対して第３図(ｂ)は、インバータ部Ｂの第２のス
イッチ素子Ｑ2のオン期間を長く、第３のスイッチ素子
Ｑ3のオン期間を短くした場合を示しており、チョッパ
部Ａの第１のスイッチ素子Ｑ1のオン期間も、スイッチ
素子Ｑ3と同様に短くなっている。その結果チョークコ
イルＬ1に蓄積されるエネルギも(ａ)の場合より少なく
なり、平滑コンデンサＣ0に供給される電荷も少なくな
って、その端子電圧Ｅbも(ａ)の場合のＥaより小さくな
る。これはインバータ部Ｂから見れば入力電圧が低下し
たことになる。さらにインバータ部Ｂにおいて、直流分
がカットされるために交流成分ｅ1の全体的な波高値が
一層低くなり、負荷ＬＤに供給される電力がそれだけ低
下することになる。このように構成すれば、オンオフ比
を余り大きくしなくても、チョッパ部Ａによる出力制御
とインバータ部Ｂによる出力制御の効果が相乗されて、
幅広い出力制御あるいは調光が可能となるのである。On the other hand, FIG. 3 (b) shows a case where the ON period of the second switch element Q 2 of the inverter section B is made long and the ON period of the third switch element Q 3 is made short, and the chopper section is shown. The ON period of the first switch element Q 1 of A is also short like the switch element Q 3 . As a result, the energy stored in the choke coil L 1 becomes smaller than that in the case of (a), the electric charge supplied to the smoothing capacitor C 0 also becomes smaller, and the terminal voltage Eb becomes smaller than Ea in the case of (a). . This means that the input voltage has decreased when viewed from the inverter section B. Further, in the inverter section B, since the direct current component is cut, the overall peak value of the alternating current component e 1 is further lowered, and the electric power supplied to the load LD is reduced accordingly. According to this structure, the effects of the output control by the chopper unit A and the output control by the inverter unit B are synergized without increasing the on / off ratio too much.
A wide range of output control or dimming becomes possible.
第４図は本発明を放電灯点灯回路に応用した他の実施例
を示したもので、第２図におけるチョッパ部Ａの第１の
スイッチ素子Ｑ1とインバータ部Ｂの第３のスイッチ素
子Ｑ3とを共用させたものであり、それと同時に第１の
ダイオードＤ1と第２のダイオードＤ2とが共用されてい
る。この構成において、両スイッチ素子Ｑ2，Ｑ3のオン
オフ比を可変にした点が本発明の特徴とするところであ
り、きわめて簡単な回路構成で深い調光を可能にしてい
る。なおコンデンサＣ2は限流用チョークコイルＬ2とで
共振回路を形成するためのものである。FIG. 4 shows another embodiment in which the present invention is applied to a discharge lamp lighting circuit. The first switch element Q 1 of the chopper section A and the third switch element Q of the inverter section B in FIG. 2 are shown. 3 is shared, and at the same time, the first diode D 1 and the second diode D 2 are shared. In this configuration, the on / off ratio of both switch elements Q 2 and Q 3 is made variable, which is a feature of the present invention, which enables deep dimming with an extremely simple circuit configuration. The capacitor C 2 is for forming a resonance circuit with the current limiting choke coil L 2 .
さらに第５図の実施例は、プッシュプル型のインバータ
部Ｂにチョッパ部Ａを組み合わせて、スイッチ素子Ｑ2
を共用させたものである。Furthermore, in the embodiment shown in FIG. 5, a push-pull type inverter unit B is combined with a chopper unit A to provide a switching element Q 2
Is shared.
第６図は第５図の回路の動作を示したもので、第２図あ
るいは第３図の場合と同様に、オンデューティ５０％の
(ａ)図に比し、(ｂ)図の調光時においては、平滑コンデ
ンサＣ0の端子電圧が低くなり(Ｅa≧Ｅb)、さらに直流
成分がカットされて、出力電圧ｅ0の波高値が低下す
る。なお本実施例では負荷電流検出回路Ｆを追加して、
制御回路Ｓへフィードバックをかけることにより負荷電
流を安定化している。FIG. 6 shows the operation of the circuit shown in FIG. 5. As in the case of FIG. 2 or FIG.
In contrast to the figure (a), during dimming in the figure (b), the terminal voltage of the smoothing capacitor C 0 becomes low (Ea ≧ Eb), and further the direct current component is cut, and the peak value of the output voltage e 0 is cut. Is reduced. In this embodiment, a load current detection circuit F is added,
The load current is stabilized by applying feedback to the control circuit S.
［発明の効果］ 上述のように本発明によれば、１石式チョッパ部と２石
式インバータ部とよりなるインバータ回路において、チ
ョッパ部のスイッチ素子とインバータ部の一方のスイッ
チ素子に同一のオンデューティの制御信号を与えると共
に、インバータ部の両スイッチ素子のオンオフ比を可変
にしたものであるから、チョッパ部とインバータ部の制
御回路を共通化することができ、回路構成が簡単になる
上に、他に支障を生じることなく効果的にインバータ出
力を制御することができるという利点がある。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, in an inverter circuit including a one-stone chopper section and a two-stone inverter section, the switch element of the chopper section and one switch element of the inverter section have the same ON state. Since the duty control signal is given and the on / off ratio of both switch elements of the inverter section is made variable, the control circuit of the chopper section and the inverter section can be made common and the circuit configuration becomes simpler. Another advantage is that the inverter output can be effectively controlled without causing any trouble.
第１図は本発明の原理を示すブロック図、第２図は本発
明の実施例を示す回路図、第３図は同上の動作を示す波
形図、第４図は本発明の他の実施例を示す回路図、第５
図はさらに他の実施例を示す回路図、第６図は同上の動
作を示す波形図、第７図は従来例の回路図、第８図は他
の従来例の回路図、第９図は同上の動作を示す波形図で
ある。Ｅは直流電源、Ａはチョッパ部、Ｂはインバータ
部、ＬＤは負荷、Ｓは制御回路、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3はスイ
ッチ素子、Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3はダイオード、Ｃ0は平滑コン
デンサ、Ｃ1は直流阻止コンデンサ、Ｃ2はコンデンサ、
Ｌ1，Ｌ2はチョークコイル。1 is a block diagram showing the principle of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation of the same, and FIG. 4 is another embodiment of the present invention. Circuit diagram showing the fifth
6 is a circuit diagram showing still another embodiment, FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of the same, FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional example, FIG. 8 is a circuit diagram of another conventional example, and FIG. It is a wave form diagram which shows operation | movement same as the above. E is a DC power supply, A is a chopper part, B is an inverter part, LD is a load, S is a control circuit, Q 1 , Q 2 , and Q 3 are switch elements, D 1 , D 2 , and D 3 are diodes, and C 0 is Smoothing capacitor, C 1 is a DC blocking capacitor, C 2 is a capacitor,
L 1 and L 2 are choke coils.
Claims (2)
チ素子を直列接続し、第１のスイッチ素子の両端にダイ
オードと平滑コンデンサを直列接続してなるチョッパ部
と、上記平滑コンデンサの両端を入力端とし、交互にオ
ンオフ制御される第２および第３のスイッチ素子を備え
たインバータ部とよりなるインバータ回路において、第
１のスイッチ素子と第３のスイッチ素子に同一のオンデ
ューティの制御信号を与えると共に、第２および第３の
スイッチ素子のオンオフ比を可変にした制御回路を備え
て成ることを特徴とするインバータ回路。1. A chopper part in which a choke coil and a first switch element are connected in series to a DC power source, and a diode and a smoothing capacitor are connected in series to both ends of the first switch element, and both ends of the smoothing capacitor are input. In an inverter circuit including an inverter section having second and third switching elements that are alternately turned on and off and are turned on and off alternately, the same on-duty control signal is applied to the first switching element and the third switching element. In addition, an inverter circuit comprising a control circuit in which the on / off ratios of the second and third switch elements are variable.
インバータ部における第３のスイッチ素子とを１個のス
イッチ素子で共用せしめて成ることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のインバータ回路。2. The inverter circuit according to claim 1, wherein the first switch element in the chopper section and the third switch element in the inverter section are shared by one switch element. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113721A JPH0634596B2 (en) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | Inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113721A JPH0634596B2 (en) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | Inverter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61273184A JPS61273184A (en) | 1986-12-03 |
| JPH0634596B2 true JPH0634596B2 (en) | 1994-05-02 |
Family
ID=14619457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60113721A Expired - Lifetime JPH0634596B2 (en) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | Inverter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634596B2 (en) |
-
1985
- 1985-05-27 JP JP60113721A patent/JPH0634596B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61273184A (en) | 1986-12-03 |
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