JPH06350308A - 信号伝送回路 - Google Patents
信号伝送回路Info
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- JPH06350308A JPH06350308A JP14085893A JP14085893A JPH06350308A JP H06350308 A JPH06350308 A JP H06350308A JP 14085893 A JP14085893 A JP 14085893A JP 14085893 A JP14085893 A JP 14085893A JP H06350308 A JPH06350308 A JP H06350308A
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路構成が簡単で、帯域内周波数で通過損失
が小さく、ハーモニック周波数帯で損失が大きい十分な
分配性能が得られる信号伝送回路を提供することであ
る。 【構成】 ケース４内に設けられた主線路１と副線路２
とで形成される２線結合線路を有して構成される。主線
路１とケース４との間、及び副線路２とケース４との間
に、それぞれ誘電体３を挿入し、前記結合線路における
偶モードの電波伝搬定数が前記結合線路における奇モー
ドの電波伝搬定数の偶数倍となるように構成されてい
る。
が小さく、ハーモニック周波数帯で損失が大きい十分な
分配性能が得られる信号伝送回路を提供することであ
る。 【構成】 ケース４内に設けられた主線路１と副線路２
とで形成される２線結合線路を有して構成される。主線
路１とケース４との間、及び副線路２とケース４との間
に、それぞれ誘電体３を挿入し、前記結合線路における
偶モードの電波伝搬定数が前記結合線路における奇モー
ドの電波伝搬定数の偶数倍となるように構成されてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波及びミリ波
周波数帯における信号伝送回路に関し、特に周波数選択
性を有する分配器、及び合波器に関する。
周波数帯における信号伝送回路に関し、特に周波数選択
性を有する分配器、及び合波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数選択を行う従来の帯域分配器は、
図８に示すようにサーキュレータ（ＣＩＲ）１３、低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）１４、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）１５、及び終端器（ＬＯＡＤ）１０とにより構成さ
れている。増幅器（ＡＭＰ）１２から出力する信号にお
いて、帯域通過フィルタ１５の帯域内周波数の範囲の信
号は出力端子１６に出力し、低域通過フィルタ１４の遮
断周波数以上の範囲の信号はサーキュレータ１３の端子
１７に出力し、終端器１０に吸収され、増幅器１２には
反射して行かない。
図８に示すようにサーキュレータ（ＣＩＲ）１３、低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）１４、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）１５、及び終端器（ＬＯＡＤ）１０とにより構成さ
れている。増幅器（ＡＭＰ）１２から出力する信号にお
いて、帯域通過フィルタ１５の帯域内周波数の範囲の信
号は出力端子１６に出力し、低域通過フィルタ１４の遮
断周波数以上の範囲の信号はサーキュレータ１３の端子
１７に出力し、終端器１０に吸収され、増幅器１２には
反射して行かない。
【０００３】２倍波以上のハーモニック周波数の信号
は、低域通過フィルタ１４により反射され、サーキュレ
ータ１３で回転し、サーキュレータ１３の端子１７を介
して、終端器１０で吸収される。
は、低域通過フィルタ１４により反射され、サーキュレ
ータ１３で回転し、サーキュレータ１３の端子１７を介
して、終端器１０で吸収される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の帯域分配器で
は、サーキュレータ１３が全ての周波数範囲に渡って、
非常に広帯域で動作する必要があった。この様に広帯域
なサーキュレータは製作することが困難であり、十分に
分配性能を発揮させることが難しかった。
は、サーキュレータ１３が全ての周波数範囲に渡って、
非常に広帯域で動作する必要があった。この様に広帯域
なサーキュレータは製作することが困難であり、十分に
分配性能を発揮させることが難しかった。
【０００５】又、従来の帯域分配器は回路構成が複雑で
あり、使用サーキュレータは、非常に広い周波数帯域を
要求される為、帯域内周波数ｆ0 で通過損失が小さく、
ハーモニック周波数帯で損失が大きい十分な分配性能を
得ることが困難だった。２倍波以上のハーモニック周波
数帯の信号は帯域通過フィルタ１５を通過するので、低
域通過フィルタ１４を信号の経路に入れる必要があり、
回路が複雑で、通過損失も大きいという問題があった。
あり、使用サーキュレータは、非常に広い周波数帯域を
要求される為、帯域内周波数ｆ0 で通過損失が小さく、
ハーモニック周波数帯で損失が大きい十分な分配性能を
得ることが困難だった。２倍波以上のハーモニック周波
数帯の信号は帯域通過フィルタ１５を通過するので、低
域通過フィルタ１４を信号の経路に入れる必要があり、
回路が複雑で、通過損失も大きいという問題があった。
【０００６】本発明は、上記問題点を解決し、回路構成
が簡単で、帯域内周波数で通過損失が小さく、ハーモニ
ック周波数帯で損失が大きい十分な分配性能が得られる
信号伝送回路を提供することである。
が簡単で、帯域内周波数で通過損失が小さく、ハーモニ
ック周波数帯で損失が大きい十分な分配性能が得られる
信号伝送回路を提供することである。
【０００７】尚、ハーモニック周波数はｎ×ｆ0 で示さ
れ、ｎは２以上の整数であるが、増幅器等から出力する
ハーモニック周波数成分の電力（以下、ハーモニック電
力と呼ぶ）はｎが大きくなるに従い減少するので、実質
的にはｎ＝２の場合を考慮すれば良いと一般的に言われ
ている。従って２倍波のハーモニック電力を減少させる
ことが主な目的となっている。
れ、ｎは２以上の整数であるが、増幅器等から出力する
ハーモニック周波数成分の電力（以下、ハーモニック電
力と呼ぶ）はｎが大きくなるに従い減少するので、実質
的にはｎ＝２の場合を考慮すれば良いと一般的に言われ
ている。従って２倍波のハーモニック電力を減少させる
ことが主な目的となっている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ケース
内に設けられた主線路と副線路とで形成される２線結合
線路を有して構成される信号伝送回路において、前記主
線路と前記ケースとの間、及び前記副線路と前記ケース
との間に、それぞれ第一の誘電体と第二の誘電体を挿入
し、前記第一の誘電体又は前記第二の誘電体のいずれか
一方の比誘電率と、前記主線路と前記副線路の間のキャ
パシタンスを構成する比誘電率との比誘電率比を変化さ
せて、前記結合線路における偶モードの電波伝搬定数を
前記結合線路における奇モードの電波伝搬定数の偶数倍
としたことを特徴とする信号伝送回路が得られる。
内に設けられた主線路と副線路とで形成される２線結合
線路を有して構成される信号伝送回路において、前記主
線路と前記ケースとの間、及び前記副線路と前記ケース
との間に、それぞれ第一の誘電体と第二の誘電体を挿入
し、前記第一の誘電体又は前記第二の誘電体のいずれか
一方の比誘電率と、前記主線路と前記副線路の間のキャ
パシタンスを構成する比誘電率との比誘電率比を変化さ
せて、前記結合線路における偶モードの電波伝搬定数を
前記結合線路における奇モードの電波伝搬定数の偶数倍
としたことを特徴とする信号伝送回路が得られる。
【０００９】又、本発明によれば、ケース内に設けられ
た主線路と副線路とで形成される２線結合線路を有して
構成される信号伝送回路において、前記主線路と前記副
線路との結合部分に誘電体を挿入し、該誘電体の比誘電
率を変化させて、前記結合線路における偶モードの電波
伝搬定数を前記結合線路における奇モードの電波伝搬定
数の偶数分の一としたことを特徴とする信号伝送回路が
得られる。
た主線路と副線路とで形成される２線結合線路を有して
構成される信号伝送回路において、前記主線路と前記副
線路との結合部分に誘電体を挿入し、該誘電体の比誘電
率を変化させて、前記結合線路における偶モードの電波
伝搬定数を前記結合線路における奇モードの電波伝搬定
数の偶数分の一としたことを特徴とする信号伝送回路が
得られる。
【００１０】
【実施例】本発明に係る信号伝送回路（以下、マジック
Ｈと呼ぶ）の一実施例を図１〜図７を参照して説明す
る。図１（ａ）に示すように、マジックＨは、ケース４
内に等間隔をおいて所定方向に延在する誘電体３が二つ
配置され、二つの誘電体３に、それぞれ主線路１，副線
路２が備えられて構成されている。図１（ａ）の断面図
を図１（ｂ）に示す。図２（ａ），図２（ｂ）は、図１
（ａ）に示されたマジックＨの等価回路である。主線路
１と副線路２とは結合しており、従来は、その場合の偶
モードの伝搬定数γe と奇モードの伝搬定数γ0 とが等
しくなるように対策が行われてきた。即ち、この伝搬定
数γe とγ0 との差を大きくした場合の特性解析が出来
なかったために、差を大きくすることは性能劣化につな
がると思われていたからである。
Ｈと呼ぶ）の一実施例を図１〜図７を参照して説明す
る。図１（ａ）に示すように、マジックＨは、ケース４
内に等間隔をおいて所定方向に延在する誘電体３が二つ
配置され、二つの誘電体３に、それぞれ主線路１，副線
路２が備えられて構成されている。図１（ａ）の断面図
を図１（ｂ）に示す。図２（ａ），図２（ｂ）は、図１
（ａ）に示されたマジックＨの等価回路である。主線路
１と副線路２とは結合しており、従来は、その場合の偶
モードの伝搬定数γe と奇モードの伝搬定数γ0 とが等
しくなるように対策が行われてきた。即ち、この伝搬定
数γe とγ0 との差を大きくした場合の特性解析が出来
なかったために、差を大きくすることは性能劣化につな
がると思われていたからである。
【００１１】ここで、偶モードの伝搬定数γe と奇モー
ドの伝搬定数γ0 との比をＫとして、この比Ｋを変化さ
せて、マジックＨの特性解析を行った。その結果、予想
したようにアイソレーション特性及び反射減衰量特性が
劣化した。γe ＝ｋ×γ0 として、ｋを１から次第に大
きくして行くと、結合特性は１８０°のピークが減少
し、アイソレーション特性は高い周波数領域で劣化する
傾向であった。ｋの値を更に大きくし、ｋ＝２とした場
合の特性解析図を図５に示す。図５からわかるように、
アイソレーションＩＳは高い周波数で劣化し、アイソレ
ーション端子８に、θ＝３６０°の時、入力信号が全て
出力する。
ドの伝搬定数γ0 との比をＫとして、この比Ｋを変化さ
せて、マジックＨの特性解析を行った。その結果、予想
したようにアイソレーション特性及び反射減衰量特性が
劣化した。γe ＝ｋ×γ0 として、ｋを１から次第に大
きくして行くと、結合特性は１８０°のピークが減少
し、アイソレーション特性は高い周波数領域で劣化する
傾向であった。ｋの値を更に大きくし、ｋ＝２とした場
合の特性解析図を図５に示す。図５からわかるように、
アイソレーションＩＳは高い周波数で劣化し、アイソレ
ーション端子８に、θ＝３６０°の時、入力信号が全て
出力する。
【００１２】次に、本発明に係るマジックＨの特性の解
析を行うにあたっての計算方法と、該特性について説明
する。
析を行うにあたっての計算方法と、該特性について説明
する。
【００１３】図２（ａ），図２（ｂ）は、図１（ａ）に
示されたマジックＨの等価回路である。ここで、主線路
入力端子５における電圧、電流をそれぞれＶ1L，Ｉ1Lと
し、主線路出力端子６における電圧、電流をそれぞれＶ
10，Ｉ10とし、副線路入力端子７における電圧、電流を
それぞれＶ2L，Ｉ2Lとし、副線路出力端し８（アイソレ
ーション端子）における電圧、電流をそれぞれＶ20，Ｉ
20とすると、電圧と電流の関係式は数１で示される。
示されたマジックＨの等価回路である。ここで、主線路
入力端子５における電圧、電流をそれぞれＶ1L，Ｉ1Lと
し、主線路出力端子６における電圧、電流をそれぞれＶ
10，Ｉ10とし、副線路入力端子７における電圧、電流を
それぞれＶ2L，Ｉ2Lとし、副線路出力端し８（アイソレ
ーション端子）における電圧、電流をそれぞれＶ20，Ｉ
20とすると、電圧と電流の関係式は数１で示される。
【００１４】
【数１】
【００１５】入力端子５に入力した場合に、端子６に出
力する出力電力をＰ10、端子６に入力する入力電力をＰ
0 とし、このとき端子６における通過減衰量ＴＲは、Ｐ
10とＰ0 の比で表される。端子７に出力する出力電力を
Ｐ2lとし、このとき端子７における結合減衰量ＣＰは、
Ｐ2lとＰ0 との比で表される。端子８に出力する出力電
力Ｐ20とし、このとき端子７におけるアイソレーション
減衰量ＩＳは、Ｐ20とＰ0 との比で表される。端子５で
反射する電力をＰr とし、このとき端子５における反射
減衰量ＲＬは、Ｐr とＰ0 との比で表される。偶（ｅｖ
ｅｎ）モードと奇（ｏｄｄ）モードの伝搬定数が等しい
場合、即ちｋ＝１の場合の各端子への伝送特性を図４に
示す。尚、この場合の計算例では、結合度３ｄＢ、電源
インピーダンスをＺi とした場合に、偶モードインピー
ダンスＺe 、及び奇モードインピーダンスＺ0 の設定を
Ｚ0 ×Ｚe ＝１．１Ｚi 2 としている。
力する出力電力をＰ10、端子６に入力する入力電力をＰ
0 とし、このとき端子６における通過減衰量ＴＲは、Ｐ
10とＰ0 の比で表される。端子７に出力する出力電力を
Ｐ2lとし、このとき端子７における結合減衰量ＣＰは、
Ｐ2lとＰ0 との比で表される。端子８に出力する出力電
力Ｐ20とし、このとき端子７におけるアイソレーション
減衰量ＩＳは、Ｐ20とＰ0 との比で表される。端子５で
反射する電力をＰr とし、このとき端子５における反射
減衰量ＲＬは、Ｐr とＰ0 との比で表される。偶（ｅｖ
ｅｎ）モードと奇（ｏｄｄ）モードの伝搬定数が等しい
場合、即ちｋ＝１の場合の各端子への伝送特性を図４に
示す。尚、この場合の計算例では、結合度３ｄＢ、電源
インピーダンスをＺi とした場合に、偶モードインピー
ダンスＺe 、及び奇モードインピーダンスＺ0 の設定を
Ｚ0 ×Ｚe ＝１．１Ｚi 2 としている。
【００１６】γe ＝ｋ×γ0 と設定しているｋの値を２
とすると、各端子への伝送特性は図５となる。尚、図５
の場合の計算例は、結合度１０ｄＢに設定した場合であ
り、結合度は２本の線路結合係数により可変できるもの
である。このときのＫの値は、主線路１，副線路２の線
路キャパシタンスを構成する比誘電率をそれぞれε11，
ε22とし、線路間キャパシタンスを構成する比誘電率を
ε12とすると、数２に示すように、ε11又はε22と、ε
12との比で表される。
とすると、各端子への伝送特性は図５となる。尚、図５
の場合の計算例は、結合度１０ｄＢに設定した場合であ
り、結合度は２本の線路結合係数により可変できるもの
である。このときのＫの値は、主線路１，副線路２の線
路キャパシタンスを構成する比誘電率をそれぞれε11，
ε22とし、線路間キャパシタンスを構成する比誘電率を
ε12とすると、数２に示すように、ε11又はε22と、ε
12との比で表される。
【００１７】
【数２】
【００１８】即ち、数２からわかるように、Ｋ＝２とす
る場合には、ε11とε12の誘電率比をほぼ４にすればよ
いことがわかる。又、Ｋ＝１／２とする場合には、ε11
とε12の誘電率比をほぼ１／４にすればよいことがわか
る。尚、このときε11とε12の両方の値を変化させて、
求められるべきＫの値を設定しても良いし、ε11とε12
のいずれか一方の値を変化させて、求められるべきＫの
値を設定しても良い。又、数２において、ε11をε22に
置き換えても同様であるので、ε11の代わりにε22の値
を変化させて、求められるべきＫの値を設定しても良
い。
る場合には、ε11とε12の誘電率比をほぼ４にすればよ
いことがわかる。又、Ｋ＝１／２とする場合には、ε11
とε12の誘電率比をほぼ１／４にすればよいことがわか
る。尚、このときε11とε12の両方の値を変化させて、
求められるべきＫの値を設定しても良いし、ε11とε12
のいずれか一方の値を変化させて、求められるべきＫの
値を設定しても良い。又、数２において、ε11をε22に
置き換えても同様であるので、ε11の代わりにε22の値
を変化させて、求められるべきＫの値を設定しても良
い。
【００１９】ここで（１／ｊ）γe Ｌ＝３６０°の場合
をｆ0 とすれば、図５に示されるように、端子６におけ
る通過減衰量ＴＲは大きくなり、端子６にはほとんど出
力せず、端子７におけるアイソレーション減衰量ＩＳは
０になるので入力端子５に入力した電力は全て出力端子
８に出力することがわかる。ハーモニック周波数である
２×ｆ0 の周波数は（１／ｊ）γe Ｌ＝７２０°の特性
となり、図５に示されるように、端子８におけるアイソ
レーション減衰量ＩＳは大きくなり、逆に端子６におけ
る通過減衰量ＴＲは０になるので、端子５の入力電力
は、２×ｆ0 のハーモニック周波数では、全て端子６に
出力することがわかる。尚、２×ｆ0 以上の周波数帯で
は、ｆ0 の奇数倍の周波数では端子８に出力し、偶数倍
の周波数では端子６に出力する。
をｆ0 とすれば、図５に示されるように、端子６におけ
る通過減衰量ＴＲは大きくなり、端子６にはほとんど出
力せず、端子７におけるアイソレーション減衰量ＩＳは
０になるので入力端子５に入力した電力は全て出力端子
８に出力することがわかる。ハーモニック周波数である
２×ｆ0 の周波数は（１／ｊ）γe Ｌ＝７２０°の特性
となり、図５に示されるように、端子８におけるアイソ
レーション減衰量ＩＳは大きくなり、逆に端子６におけ
る通過減衰量ＴＲは０になるので、端子５の入力電力
は、２×ｆ0 のハーモニック周波数では、全て端子６に
出力することがわかる。尚、２×ｆ0 以上の周波数帯で
は、ｆ0 の奇数倍の周波数では端子８に出力し、偶数倍
の周波数では端子６に出力する。
【００２０】図３に、本発明に係るマジックＨを増幅器
（ＡＭＰ）１２の出力部に接続したブロック図を示す。
マジックＨの入力端子５は増幅器（ＡＭＰ）１２の出力
部に接続されている。端子６，端子７にはそれぞれ終端
器１０，終端器１１が接続されている。上記構成によ
り、従来の場合と比較して、サーキュレータ、低域通過
フィルタが使用されていないので構成も簡単となる。
又、上記したように２×ｆ0 の周波数成分の信号は、端
子８におけるアイソレーション減衰量ＩＳが大きくなる
ため、端子８からは出力せず、端子６から出力される。
即ち、端子８からは基本波及びｆ0 の奇数倍の周波数成
分の信号のみが出力されるため、２倍波周波数成分の信
号を、基本波及びｆ0 の奇数倍の周波数成分の信号から
分離、除去することができる。尚、本発明のマジックＨ
は、γe ＝ｋγ0 とし、ｋ＝２の場合に２倍波周波数が
分離されることを示したが、ｋが偶数倍の場合にも電波
の反復性から同様な性能が得られる。
（ＡＭＰ）１２の出力部に接続したブロック図を示す。
マジックＨの入力端子５は増幅器（ＡＭＰ）１２の出力
部に接続されている。端子６，端子７にはそれぞれ終端
器１０，終端器１１が接続されている。上記構成によ
り、従来の場合と比較して、サーキュレータ、低域通過
フィルタが使用されていないので構成も簡単となる。
又、上記したように２×ｆ0 の周波数成分の信号は、端
子８におけるアイソレーション減衰量ＩＳが大きくなる
ため、端子８からは出力せず、端子６から出力される。
即ち、端子８からは基本波及びｆ0 の奇数倍の周波数成
分の信号のみが出力されるため、２倍波周波数成分の信
号を、基本波及びｆ0 の奇数倍の周波数成分の信号から
分離、除去することができる。尚、本発明のマジックＨ
は、γe ＝ｋγ0 とし、ｋ＝２の場合に２倍波周波数が
分離されることを示したが、ｋが偶数倍の場合にも電波
の反復性から同様な性能が得られる。
【００２１】本発明に係るマジックＨの他の実施例を図
６及び図７を参照して説明する。図６はマジックＨの内
部構造を示した図であり、図７は図６のＡ−Ａ´線断面
図である。奇モードが主体となる主線路１（図６では見
えない）と副線路２の結合部分に誘電体３が挿入固定さ
れている。線路間結合キャパシタンスＣ12（図２（ｂ）
参照）を構成する誘電体３の比誘電率ε12を変え、Ｋの
値を１／２，１／４というように偶数分の一にして、奇
モードの伝搬定数γ0 が偶モードの伝搬定数γe より大
きくなるようにする。例えば、γe ＝ｋγ0 とし、ｋ＝
１／２にした場合、基本波の２倍波周波数成分が分離さ
れることが判明した。尚、Ｋの値が１／Ｎ（Ｎは２以上
の偶数）のときも上記同様に基本波の２倍波周波数成分
が分離される。
６及び図７を参照して説明する。図６はマジックＨの内
部構造を示した図であり、図７は図６のＡ−Ａ´線断面
図である。奇モードが主体となる主線路１（図６では見
えない）と副線路２の結合部分に誘電体３が挿入固定さ
れている。線路間結合キャパシタンスＣ12（図２（ｂ）
参照）を構成する誘電体３の比誘電率ε12を変え、Ｋの
値を１／２，１／４というように偶数分の一にして、奇
モードの伝搬定数γ0 が偶モードの伝搬定数γe より大
きくなるようにする。例えば、γe ＝ｋγ0 とし、ｋ＝
１／２にした場合、基本波の２倍波周波数成分が分離さ
れることが判明した。尚、Ｋの値が１／Ｎ（Ｎは２以上
の偶数）のときも上記同様に基本波の２倍波周波数成分
が分離される。
【００２２】ｋ＝１／２にした場合の伝送特性を計算し
た結果の一例が図７である。図７で示されるように、
（１／ｊ）γe Ｌ＝１８０°の場合に、入力端子５に入
力した電力は端子８に全て出力し、（１／ｊ）γe Ｌ＝
３６０°の場合に端子６に出力する。これはｋ＝２の場
合と同じ様に、基本周波数ｆ0 を１８０°の位置に長さ
Ｌを調整すれば、２倍波の周波数成分は分離されて、基
本波と異なる端子に出力することを示している。この場
合にも、ｋを２以上の偶数分の１と設定すれば角度が偶
数分の１シフトするので、２倍波に対する分離特性は存
続する。
た結果の一例が図７である。図７で示されるように、
（１／ｊ）γe Ｌ＝１８０°の場合に、入力端子５に入
力した電力は端子８に全て出力し、（１／ｊ）γe Ｌ＝
３６０°の場合に端子６に出力する。これはｋ＝２の場
合と同じ様に、基本周波数ｆ0 を１８０°の位置に長さ
Ｌを調整すれば、２倍波の周波数成分は分離されて、基
本波と異なる端子に出力することを示している。この場
合にも、ｋを２以上の偶数分の１と設定すれば角度が偶
数分の１シフトするので、２倍波に対する分離特性は存
続する。
【００２３】以上説明した如く、偶モードと奇モードの
伝搬定数の比ｋを偶数倍又は偶数分の１と設定した場合
に、マジックＨの出力は、基本波周波数及び奇数倍のハ
ーモニック周波数と偶数倍のハーモニック周波数とに分
離され、別の端子に出力することができる。
伝搬定数の比ｋを偶数倍又は偶数分の１と設定した場合
に、マジックＨの出力は、基本波周波数及び奇数倍のハ
ーモニック周波数と偶数倍のハーモニック周波数とに分
離され、別の端子に出力することができる。
【００２４】以上、ｋ＝２及び１／２で行ったが，ｋが
その値の付近でも基本特性が広帯域である為、同様な特
性が得られる。
その値の付近でも基本特性が広帯域である為、同様な特
性が得られる。
【００２５】尚、本実施例では、分離性能について説明
したが、本発明は、入出力が可逆であるから合成性能を
も有している。即ち、図２（ａ）における端子８に基本
周波数を入力し、端子６に２倍波周波数を入力すると両
波は合成されて端子５に出力される。
したが、本発明は、入出力が可逆であるから合成性能を
も有している。即ち、図２（ａ）における端子８に基本
周波数を入力し、端子６に２倍波周波数を入力すると両
波は合成されて端子５に出力される。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、偶モードの伝搬定数と
奇モードの伝搬定数を偶数倍又は偶数分の１とすること
により、奇数周波数成分と偶数周波数成分とを分離し、
別々の端子に取り出すことが可能となり、帯域内周波数
ｆ0 で通過損失が小さく、ハーモニック周波数帯で損失
が大きい十分な分配性能を得ることができる。
奇モードの伝搬定数を偶数倍又は偶数分の１とすること
により、奇数周波数成分と偶数周波数成分とを分離し、
別々の端子に取り出すことが可能となり、帯域内周波数
ｆ0 で通過損失が小さく、ハーモニック周波数帯で損失
が大きい十分な分配性能を得ることができる。
【００２７】又、帯域通過フィルタ，低域通過フィル
タ，及びサーキュレータを信号の経路に入れないで２倍
波以上のハーモニック周波数帯の信号を分離することが
可能となったので、回路構成が簡単になり、帯域通過フ
ィルタ及び低域通過フィルタにおける通過損失をなくす
ことができる。
タ，及びサーキュレータを信号の経路に入れないで２倍
波以上のハーモニック周波数帯の信号を分離することが
可能となったので、回路構成が簡単になり、帯域通過フ
ィルタ及び低域通過フィルタにおける通過損失をなくす
ことができる。
【図１】図１（ａ）は、本発明の信号伝送回路の内部構
造を示した図であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−
Ａ′線断面図である。
造を示した図であり、図１（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−
Ａ′線断面図である。
【図２】図２（ａ）は、本発明の信号伝送回路の等価回
路を示した図であり、図２（ｂ）は、図２（ａ）の信号
伝送回路における主線路、副線路、及び線路間のキャパ
シタンスを考慮した等価回路を示した図である。
路を示した図であり、図２（ｂ）は、図２（ａ）の信号
伝送回路における主線路、副線路、及び線路間のキャパ
シタンスを考慮した等価回路を示した図である。
【図３】本発明の信号伝送回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】従来の信号伝送回路の特性を示した図である。
【図５】本発明の信号伝送回路の特性を示した図であ
る。
る。
【図６】図６（ａ）は、本発明の信号伝送回路の他の実
施例における内部構造を示した図であり、図６（ｂ）
は、図６（ａ）のＡ−Ａ′線断面図である。
施例における内部構造を示した図であり、図６（ｂ）
は、図６（ａ）のＡ−Ａ′線断面図である。
【図７】本発明の信号伝送回路の他の実施例の特性を示
した図である。
した図である。
【図８】従来の信号伝送回路の他の実施例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１ 主線路 ２ 副線路 ３ 誘電体 ４ ケース ５ 主線路入力端子 ６ 主線路出力端子 ７ 副線路入力端子 ８ 副線路出力端子 ９ カバー １０，１１ 終端器 １２ 増幅器 １３ サーキュレータ １４ 低域通過フィルタ １５ 帯域通過フィルタ １６ 帯域通過フィルタの出力端子 １７ サーキュレータの端子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年７月１４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】図２（ａ），図２（ｂ）は、図１（ａ）に
示されたマジックＨの等価回路である。ここで、主線路
入力端子５における電圧、電流をそれぞれＶ１Ｌ’Ｉ
１Ｌとし、主線路出力端子６における電圧、電流をそれ
ぞれＶ１０’Ｉ１０とし、副線路入力端子７における電
圧、電流をそれぞれＶ２Ｌ’Ｉ２Ｌとし、副線路出力端
子８（アイソレーション端子）における電圧、電流をそ
れぞれＶ２０’Ｉ２０とすると、電圧と電流の関係式は
数１で示される。
示されたマジックＨの等価回路である。ここで、主線路
入力端子５における電圧、電流をそれぞれＶ１Ｌ’Ｉ
１Ｌとし、主線路出力端子６における電圧、電流をそれ
ぞれＶ１０’Ｉ１０とし、副線路入力端子７における電
圧、電流をそれぞれＶ２Ｌ’Ｉ２Ｌとし、副線路出力端
子８（アイソレーション端子）における電圧、電流をそ
れぞれＶ２０’Ｉ２０とすると、電圧と電流の関係式は
数１で示される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】入力端子５に入力した場合に、端子６に出
力する出力電力をＰ１０、端子５に入力する入力電力を
Ｐ０とし、このとき端子６における通過減衰量ＴＲは、
Ｐ１０とＰ０の比で表される。端子７に出力する出力電
力をＰ２１とし、このとき端子７における結合減衰量Ｃ
Ｐは、Ｐ２１とＰ０との比で表される。端子８に出力す
る出力電力Ｐ２０とし、このとき端子７におけるアイソ
レーション減衰量ＩＳは、Ｐ２０とＰ０との比で表され
る。端子５で反射する電力をＰｒとし、このとき端子５
における反射減衰量ＲＬは、ＰｒとＰ０との比で表され
る。偶（ｅｖｅｎ）モードと奇（ｏｄｄ）モードの伝搬
定数が等しい場合、即ちｋ＝１の場合の各端子への伝送
特性を図４に示す。尚、この場合の計算例では、結合度
３ｄＢ、電源インピーダンスをＺｉとした場合に、偶モ
ードインピーダンスＺｅ、及び奇モードインピーダンス
Ｚ０の設定をＺ０×Ｚｅ＝１．１Ｚｉ ２としている。
力する出力電力をＰ１０、端子５に入力する入力電力を
Ｐ０とし、このとき端子６における通過減衰量ＴＲは、
Ｐ１０とＰ０の比で表される。端子７に出力する出力電
力をＰ２１とし、このとき端子７における結合減衰量Ｃ
Ｐは、Ｐ２１とＰ０との比で表される。端子８に出力す
る出力電力Ｐ２０とし、このとき端子７におけるアイソ
レーション減衰量ＩＳは、Ｐ２０とＰ０との比で表され
る。端子５で反射する電力をＰｒとし、このとき端子５
における反射減衰量ＲＬは、ＰｒとＰ０との比で表され
る。偶（ｅｖｅｎ）モードと奇（ｏｄｄ）モードの伝搬
定数が等しい場合、即ちｋ＝１の場合の各端子への伝送
特性を図４に示す。尚、この場合の計算例では、結合度
３ｄＢ、電源インピーダンスをＺｉとした場合に、偶モ
ードインピーダンスＺｅ、及び奇モードインピーダンス
Ｚ０の設定をＺ０×Ｚｅ＝１．１Ｚｉ ２としている。
Claims (2)
- 【請求項１】 ケース内に設けられた主線路と副線路と
で形成される２線結合線路を有して構成される信号伝送
回路において、前記主線路と前記ケースとの間、及び前
記副線路と前記ケースとの間に、それぞれ第一の誘電体
と第二の誘電体を挿入し、前記第一の誘電体又は前記第
二の誘電体のいずれか一方の比誘電率と、前記主線路と
前記副線路の間のキャパシタンスを構成する比誘電率と
の比誘電率比を変化させて、前記結合線路における偶モ
ードの電波伝搬定数を前記結合線路における奇モードの
電波伝搬定数の偶数倍としたことを特徴とする信号伝送
回路。 - 【請求項２】 ケース内に設けられた主線路と副線路と
で形成される２線結合線路を有して構成される信号伝送
回路において、前記主線路と前記副線路との結合部分に
誘電体を挿入し、該誘電体の比誘電率を変化させて、前
記結合線路における偶モードの電波伝搬定数を前記結合
線路における奇モードの電波伝搬定数の偶数分の一とし
たことを特徴とする信号伝送回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5140858A JP2565084B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 信号伝送回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5140858A JP2565084B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 信号伝送回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350308A true JPH06350308A (ja) | 1994-12-22 |
| JP2565084B2 JP2565084B2 (ja) | 1996-12-18 |
Family
ID=15278383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5140858A Expired - Lifetime JP2565084B2 (ja) | 1993-06-11 | 1993-06-11 | 信号伝送回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2565084B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
| JP2010193368A (ja) * | 2009-02-20 | 2010-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | 方向性結合器 |
-
1993
- 1993-06-11 JP JP5140858A patent/JP2565084B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
| JP2010193368A (ja) * | 2009-02-20 | 2010-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | 方向性結合器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2565084B2 (ja) | 1996-12-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19960806 |