JPH0636455A - 情報信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 単位時間当たりの演算処理量を減らし、低速
な演算処理にて情報信号を処理する事ができ、装置の簡
略化、低コスト化を図る事ができる情報信号処理装置を
提供する事を目的とする。 【構成】 第１の周波数を有するクロック信号に従っ
て、前記入力情報信号をサンプリングする事により形成
されるサンプルパルス信号を、前記クロック信号に従っ
て処理したり、あるいは前記サンプルパルス信号を前記
第１の周波数の１／ｎ（ｎは正の整数）の周波数を有す
るクロック信号に従って処理する様に構成する事によ
り、単位時間当たりの演算処理量を減らし、低速な演算
処理回路にて情報信号を処理する事ができ、装置の簡略
化、低コスト化を図る事ができる情報信号処理装置を提
供する事ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、情報信号を処理する装
置であって、例えばＦＭ変調された情報信号を処理する
情報信号処理装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、ＦＭ変調された情報信号を処
理する装置として、例えばビデオテープレコーダ等の様
に、ＦＭ変調された状態で磁気テープに記録されている
オーディオ信号を再生し、復調する装置がある。

【０００３】図４は従来の情報信号処理装置として、記
録媒体より再生されるＦＭ変調オーディオ信号を復調す
る復調装置の概略構成の一例を示した図である。

【０００４】図４において、不図示の磁気テープ等の記
録媒体から再生ヘッドにより再生され、ヘッドアンプに
て増幅された再生ＲＦ信号は、プリフィルタ４０１を介
して、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器４０２に
供給される。

【０００５】上記再生ＲＦ信号は、例えば図５の（ａ）
に示す様に、トラッキング制御用の４周波パイロット信
号５０１、変調色信号５０２、ＦＭ変調オーディオ信号
５０３、変調輝度信号５０４が周波数多重されている信
号である。

【０００６】また、図４のプリフィルタ４０１は、例え
ば図５の（ｂ）に示す様に、入力される再生ＲＦ信号か
らＦＭ変調オーディオ信号５０３が位置する周波数帯域
５０５のみを通過させる様な特性を有している。

【０００７】そして、Ａ／Ｄ変換器４０２は、前記プリ
フィルタ４０１より供給される信号をクロック発生器４
０３より発生される所定の周波数のクロック信号に従っ
てサンプリングする事により、サンプルパルス信号を形
成し、出力している。

【０００８】また、上記クロック発生器４０３から発生
されるクロック信号は図中の点線枠で示した復調処理ブ
ロック内の各部にも夫々供給されている。

【０００９】ところで、ここで紹介するＦＭ変調オーデ
ィオ信号の復調動作の処理周波数は、前記Ａ／Ｄ変換器
４０２において前記クロック発生器４０３より発生され
るクロック信号に従って行われるサンプリング動作のサ
ンプリング周波数となる。

【００１０】例えば、前記ＦＭ変調オーディオ信号のキ
ャリア周波数を１．５ＭＨｚ、周波数偏移を±１００Ｋ
Ｈｚとすると、前記Ａ／Ｄ変換器４０２におけるサンプ
リング周波数は、被復調信号（すなわち、ＦＭ変調オー
ディオ信号）が有する周波数成分の最大値の２倍以上に
設定する必要がある為、（１．５ＭＨｚ＋１００ＫＨ
ｚ）×２＝３．２ＭＨｚ以上となり、多少のマージンを
とって、例えば４ＭＨｚとなる。

【００１１】そして、上述の様な４ＭＨｚのサンプリン
グ周波数にて前記プリフィルタ４０１より出力される信
号を前記Ａ／Ｄ変換器４０２においてサンプリングした
場合、該Ａ／Ｄ変換器４０２からは、図５の（ｃ）に示
す様な周波数スペクトラムの信号が出力される。

【００１２】尚、図５の（ｃ）において、５０６は前記
サンプリング周波数、５０７は前記サンプリング周波数
のナイキスト周波数である。

【００１３】そして、Ａ／Ｄ変換器４０２より出力され
るサンプルパルス信号は二分され、一方はそのまま、他
方は移相器４０４によって位相がπ／２移相された後、
除算器４０５に供給される。

【００１４】尚、ここで前記サンプルパルス信号を“Ａ
ｓｉｎθ（ｔ）”（Ａは振幅を示す）と表した場合、上
記移相器４０４を介した信号は“Ａｃｏｓθ（ｔ）”と
表され、更に除算器４０５において、供給される２つの
信号を除算する事により、“Ａｓｉｎθ（ｔ）／Ａｃｏ
ｓθ（ｔ）＝ｔａｎθ（ｔ）”の信号を出力し、更にｔ
ａｎ^-1回路４０６を介す事により“θ（ｔ）”を示す信
号が得られる。

【００１５】尚、ここで前記ＦＭ変調オーディオ信号の
キャリアの角周波数を“ωｃ”、前記ＦＭ復調されたオ
ーディオ信号を“ｆ（ｔ）”とすると、“θ（ｔ）＝ω
ｃｔ＋∫ｆ（ｔ）ｄｔ”と表されるので、微分器４０７
を介す事により“ｄθ（ｔ）／ｄｔ＝ωｃ＋ｆ（ｔ）”
となり、更に補正器４０８により直流成分に相当する
“ωｃ”を補正する事により、該補正器４０８からはＦ
Ｍ復調されたオーディオ信号“ｆ（ｔ）”が出力される
事になる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
様な従来の復調装置の構成では、図４中に点線枠で示し
た復調処理ブロック内の各部の動作を制御しているクロ
ック信号の周波数を、被復調信号（すなわち、ＦＭ変調
オーディオ信号）が持つ周波数成分の最大値の２倍以上
に設定されているサンプリング周波数と同じに設定して
おり、単位時間当りの演算処理量が多く、高速の演算処
理を行う必要がある為、高速な演算処理回路により装置
を構成する必要から非常にコスト高であり、また該復調
処理ブロックをディジタルシグナルプロセッサ等により
構成する場合には、ソフトウェアによる復調処理の実現
は非常に困難になってしまう。

【００１７】本発明は上述の様な従来の問題点を解決
し、単位時間当たりの演算処理量を減らし、低速な演算
処理回路にて情報信号を処理する事ができ、装置の簡略
化、低コスト化を図る事ができる情報信号処理装置を提
供する事を目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明の情報信号処理装
置は、所定の周波数帯域を有する情報信号を入力し、第
１の周波数の半分の周波数のｎ倍（ｎは正の整数）の周
波数が前記入力された情報信号の周波数帯域より低い周
波数帯域に位置し、かつ前記第１の周波数の半分の周波
数の（ｎ＋１）倍（ｎは正の整数）の周波数が前記入力
された情報信号の周波数帯域より高い周波数帯域に位置
する様な第１の周波数を有するクロック信号に従って、
前記入力された情報信号をサンプリングする事により、
サンプルパルス信号を出力するサンプリング手段と、前
記サンプリング手段より出力されるサンプルパルス信号
を、前記第１の周波数を有するクロック信号に従って処
理するサンプルパルス信号処理手段とを有するものであ
り、また、所定の周波数帯域を有する情報信号を入力
し、入力された情報信号を第１の周波数を有するクロッ
ク信号に従ってサンプリングする事により、サンプルパ
ルス信号を出力するサンプリング手段と、前記サンプリ
ング手段より出力されるサンプルパルス信号を、前記第
１の周波数の１／ｎ（ｎは正の整数）の周波数を有する
クロック信号に従って処理するサンプルパルス信号処理
手段とを有するものである。

【００１９】

【作用】上述の構成によれば、単位時間当たりの演算処
理量を減らし、低速な演算処理回路にて情報信号を処理
する事ができ、装置の簡略化、低コスト化を図る事がで
きる情報信号処理装置を提供する事を目的とする。

【００２０】

【実施例】以下、本発明を本発明の実施例を用いて説明
する。

【００２１】図１は本発明の第１実施例として、本発明
を適用した復調装置の概略構成を示した図である。

【００２２】図１において、クロック発生器１０３から
は前記図４に示す従来の復調装置と同様に、周波数が４
ＭＨｚのクロック信号が発生され、発生されたクロック
信号は更に分周器１０９によって周波数が半分に分周さ
れる事により、周波数が２ＭＨｚのクロック信号とされ
た後、再生ＲＦ信号をプリフィルタ１０１を介す事によ
り分離されるＦＭ変調オーディオ信号のサンプリングク
ロック信号としてＡ／Ｄ変換器１０２に供給されると共
に、復調処理制御クロック信号として図１中の点線枠１
１０で示した復調処理ブロック内の各部に供給される。

【００２３】尚、図２の（ａ）は前記クロック発生器１
０３より発生される周波数が４ＭＨｚのクロック信号の
出力波形を、図２の（ｂ）は前記分周器１０９より出力
される周波数が２ＭＨｚのクロック信号の出力波形を示
した図である。

【００２４】図３は図１における各部の信号の周波数ス
ペクトラムを示した図である。

【００２５】図３の（ａ）において、３０１は前記プリ
フィルタ１０１からＡ／Ｄ変換器１０２に供給されるＦ
Ｍ変調オーディオ信号で、３０２のキャリア周波数を中
心としたベッセル関数で表される周波数成分を有してい
る。

【００２６】そして、本実施例では、周波数がナイキス
ト周波数のｎ倍（ｎは正の整数）で、かつ前記ＦＭ変調
オーディオ信号の周波数帯域よりも低い周波数帯域に位
置する周波数３０３と、周波数がナイキスト周波数の
（ｎ＋１）倍（ｎは正の整数）で、かつ前記ＦＭ変調オ
ーディオ信号の周波数帯域よりも高い周波数帯域に位置
する周波数３０４とを設定し、前記分周器１０９より出
力されるクロック信号を前記周波数３０４と同じ周波数
に設定するものとする。

【００２７】例えば、ｎ＝１の場合には、周波数３０３
がナイキスト周波数となる為、周波数３０４が図３の
（ｂ）に示すサンプリングクロック信号３０５の周波数
となり、該サンプリングクロック信号３０５によりＡ／
Ｄ変換器１０２を駆動し、ＦＭ変調オーディオ信号をサ
ンプリングする事により、該Ａ／Ｄ変換器１０２より出
力されるサンプルパルス信号の周波数スペクトラムは図
３の（ｂ）に示す様に、ＦＭ変調オーディオ信号がナイ
キスト周波数を対称に折り返された状態となる。

【００２８】また、サンプリングクロック信号の周波数
を上述の様に設定する場合には、再生ＲＦ信号における
周波数３０３以下の周波数成分と周波数３０４以上の周
波数成分とをプリフィルタ１０１によって十分に減衰さ
せておく。

【００２９】ところで、図３の（ｂ）に示す周波数スペ
クトラムに注目すると、この周波数スペクトラムはキャ
リア周波数３０６のＦＭ変調オーディオ信号３０７をサ
ンプリングクロック信号３０５に従ってサンプリングす
る事により得られるサンプルパルス信号の周波数スペク
トラムと同じと考えて良く、前記Ａ／Ｄ変換器１０２を
前記サンプリングクロック信号３０５に従って駆動する
事により得られるサンプルパルス信号を、前記周波数３
０４のクロック信号に従って、復調処理回路により復調
処理すれば、従来の復調装置により得られる復調信号と
同等の復調信号を、従来の復調装置よりも低い周波数の
クロック信号にて動作する低コストな復調処理回路にて
得る事ができる。

【００３０】ところで、上述の場合、サンプリングクロ
ック信号の３０５の周波数を“Ａ”、プリフィルタ１０
１より供給されるＦＭ変調オーディオ信号３０１のキャ
リア周波数３０２を“Ｂ”、サンプリングにより折り返
された状態のＦＭ変調オーディオ信号３０７のキャリア
周波数３０６を“Ｃ”とすると、“Ｃ＝Ａ−Ｂ”であ
り、本実施例では“Ａ”＝２ＭＨｚ、“Ｂ”＝１．５Ｍ
Ｈｚであるので、“Ｃ”＝５００ＫＨｚとなる。

【００３１】尚、図１における復調処理ブロック１１０
内の各部の動作については従来の復調装置と同様である
ので、ここでは詳細な説明を省略する。

【００３２】また、本実施例では従来の復調装置との差
異を明確にする為に、クロック発生器１０３より発生さ
れるクロック信号を分周器１０９を用いて分周し、Ａ／
Ｄ変換器１０２及び復調処理ブロック１１０内の各部に
供給する様に構成したが、クロック発生器１０３におい
て周波数が２ＭＨｚのクロック信号を発生させ、分周器
１０９を用いずにＡ／Ｄ変換器１０２及び復調処理ブロ
ック１１０内の各部に供給する様に構成しても良い。

【００３３】以上説明した様に、本実施例に示した復調
装置においては、ＦＭ変調オーディオ信号を入力し、ナ
イキスト周波数のｎ倍（ｎは正の整数）の周波数が前記
入力されたＦＭ変調オーディオ信号の周波数成分より低
い周波数帯域に位置し、かつ前記ナイキスト周波数の
（ｎ＋１）倍（ｎは正の整数）の周波数が前記入力され
たＦＭ変調オーディオ信号の周波数成分より高い周波数
帯域に位置する様な周波数を有するサンプリングクロッ
ク信号に従って、前記入力されたＦＭ変調オーディオ信
号をサンプリングする事により得られるサンプリングパ
ルス信号を、前記サンプリングクロック信号と同じ周波
数を有するクロック信号に従って復調処理する様に構成
する事により、該復調処理における単位時間当たりの演
算処理量を減らし、低速な演算処理回路にてＦＭ変調オ
ーディオ信号を復調処理する事ができ、装置の簡略化、
低コスト化を図る事ができる様になる。

【００３４】図６は本発明の第２実施例として、本発明
を適用した復調装置の概略構成を示した図である。尚、
図６において、前記図１に示した第１実施例と同様の構
成要素には、同じ符番を付す。

【００３５】図６において、クロック発生器１０３から
は前記図４に示す従来の復調装置と同様に、周波数が４
ＭＨｚのクロック信号が発生され、発生されたクロック
信号は二分され、一方は再生ＲＦ信号をプリフィルタ１
０１を介す事により分離されるＦＭ変調オーディオ信号
のサンプリングクロック信号として、そのままＡ／Ｄ変
換器１０２に供給され、他方は分周器１０９によって周
波数が半分に分周される事により、周波数が２ＭＨｚの
クロック信号とされた後、復調処理制御クロック信号と
して、図６中の点線枠１１０で示した復調処理ブロック
内の各部に供給される。

【００３６】尚、前記クロック発生器１０３より発生さ
れる周波数が４ＭＨｚのクロック信号の出力波形は前記
図２の（ａ）に示す様になり、前記分周器１０９より出
力される周波数が２ＭＨｚのクロック信号の出力波形は
前記図２の（ｂ）に示す様になる。

【００３７】ところで、上述の様に、前段のＡ／Ｄ変換
器１０２を周波数が４ＭＨｚのサンプリングクロック信
号に従って動作させる事によりＦＭ変調オーディオ信号
を４ＭＨｚの周期でサンプリングした場合、該Ａ／Ｄ変
換器１０２より出力されるサンプルパルス信号波形は図
７の（ａ）に示す様になり、また、後段の復調処理ブロ
ック１１０内の各部を周波数が２ＭＨｚの復調制御クロ
ック信号に従って動作させる事により、２ＭＨｚの周期
で復調処理を行った場合、該復調処理ブロック１１０内
の各部にて処理されサンプルパルス信号波形は図７の
（ｂ）に示す様になる。

【００３８】すなわち、前段のＡ／Ｄ変換器１０２から
は図７の（ａ）に示す様に４ＭＨｚのサンプリング周期
でサンプルパルス信号が出力されるが、後段の復調処理
ブロック１１０内の各部では該Ａ／Ｄ変換器１０２より
出力されるサンプルパルス信号を前記サンプリング周期
の半分の２ＭＨｚの周期にて復調処理する為、前記Ａ／
Ｄ変換器１０２より４ＭＨｚのサンプリング周期で出力
されるサンプルパルス信号を一つ置きにしか処理できな
い事になり、該復調処理ブロック１１０内の各部にて処
理されるサンプルパルス信号は図７の（ｂ）に示す様に
なり、これは、Ａ／Ｄ変換器１０２より４ＭＨｚのサン
プリング周期にて出力されるサンプルパルス信号を前記
復調処理ブロック１１０の動作周期である２ＭＨｚのタ
イミングにて再サンプリングしている事と等化となる。

【００３９】従って、図６の各部の信号の周波数スペク
トラムは図８に示す様に、前記プリフィルタ１０１から
Ａ／Ｄ変換器１０２に供給されるＦＭ変調オーディオ信
号は図８の（ａ）に示す様に、１．５ＭＨｚのキャリア
周波数を中心としたベッセル関数で表される周波数成分
を有し、また、周波数が４ＭＨｚのサンプリングクロッ
ク信号に従って該ＦＭ変調オーディオ信号をサンプリン
グするＡ／Ｄ変換器１０２より出力されるサンプルパル
ス信号は図８の（ｂ）に示す様に、２ＭＨｚのナイキス
ト周波数８０１を対称に折り返された状態となる。

【００４０】そして、周波数が２ＭＨｚの復調処理制御
クロック信号に従って復調処理を行う後段の復調処理ブ
ロック１１０内の各部にて処理されるサンプルパルス信
号は図８の（ｃ）に示す様に、前述の様に再サンプリン
グされる前のサンプルパルス信号の周波数成分が１ＭＨ
ｚ以上であるので、再サンプリングされる事により、１
ＭＨｚのナイキスト周波数８０２の低域周波数側にも信
号が折り返された状態となる。

【００４１】ところで、上述の場合、再サンプリングさ
れる事により１ＭＨｚのナイキスト周波数８０２の低域
周波数側に折り返された信号成分のキャリア周波数に相
当する周波数は５００ＫＨｚとなる。

【００４２】また、再サンプリングする周波数を上述の
様に設定する場合には、再生ＲＦ信号における周波数８
０２以下の周波数成分と周波数８０１以上の周波数成分
とをプリフィルタ１０１によって十分に減衰させてお
く。

【００４３】ところで、図８の（ｃ）に示す周波数スペ
クトラムに注目すると、この周波数スペクトラムは、５
００ＫＨｚのキャリア周波数のＦＭ変調オーディオ信号
を周波数が２ＭＨｚのサンプリングクロック信号に従っ
てサンプリングする事により得られるサンプルパルス信
号の周波数スペクトラムと同じと考えて良く、前記Ａ／
Ｄ変換器１０２を周波数が４ＭＨｚのサンプリングクロ
ック信号に従って駆動する事により得られるサンプルパ
ルス信号を、周波数が２ＭＨｚのクロック信号に従っ
て、復調処理回路により復調処理すれば、該復調処理回
路を従来の復調装置よりも低い周波数のクロック信号に
て動作させ、単位時間当たりの演算処理量を減らす事が
できると共に、従来の復調装置により得られる復調信号
と同等の復調信号を従来の復調装置よりも低い周波数の
クロック信号にて得る事ができる。

【００４４】尚、図６における復調処理ブロック１１０
内の各部の動作については従来の復調装置と同様である
ので、ここでは詳細な説明を省略する。

【００４５】以上説明した様に、本実施例に示した復調
装置においてはＦＭ変調オーディオ信号を入力し、入力
されたＦＭ変調オーディオ信号を所定の周波数を有する
サンプリングクロック信号に従ってサンプリングする事
により得られるサンプリングパルス信号を前記サンプリ
ングクロック信号の周波数の１／ｎ（ｎは正の整数）の
周波数を有する復調制御クロック信号に従って復調処理
する様に構成する事により、該復調処理を行う回路を低
い周波数のクロック信号にて動作させ、単位時間当たり
の演算処理量を減らす事ができると共に、低速な演算処
理回路にてＦＭ変調オーディオ信号を復調処理する事が
でき、装置の簡略化、低コスト化を図る事ができ、また
該復調処理を行う回路をディジタルシグナルプロセッサ
等により構成する場合でも、ソフトウェアによる復調処
理の実現が容易になる。

【００４６】

【発明の効果】以上説明した様に、本発明によれば、単
位時間当たりの演算処理量を減らし、低速な演算処理回
路にて情報信号を処理する事ができ、装置の簡略化、低
コスト化を図る事ができる情報信号処理装置を提供する
事ができる様になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例として、本発明を適用した
復調装置の概略構成を示した図である。

【図２】図１に示した復調装置におけるクロック信号の
波形を示した図である。

【図３】図１に示した復調装置における各部の信号の周
波数スペクトラムを示した図である。

【図４】従来の情報信号処理装置として、記録媒体より
再生されるＦＭ変調オーディオ信号を復調する復調装置
の概略構成の一例を示した図である。

【図５】図４に示した復調装置における各部の信号の周
波数スペクトラムを示した図である。

【図６】本発明の第２実施例として、本発明を適用した
復調装置の概略構成を示した図である。

【図７】図６に示した復調装置におけるサンプルパルス
信号の波形を示した図である。

【図８】図６に示した復調装置における各部の信号の周
波数スペクトラムを示した図である。

【符号の説明】

１０３ クロック発生器 １０９ 分周器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の周波数帯域を有する情報信号を入
   力し、第１の周波数の半分の周波数のｎ倍（ｎは正の整
   数）の周波数が前記入力された情報信号の周波数帯域よ
   り低い周波数帯域に位置し、かつ前記第１の周波数の半
   分の周波数の（ｎ＋１）倍（ｎは正の整数）の周波数が
   前記入力された情報信号の周波数帯域より高い周波数帯
   域に位置する様な第１の周波数を有するクロック信号に
   従って、前記入力された情報信号をサンプリングする事
   により、サンプルパルス信号を出力するサンプリング手
   段と、 前記サンプリング手段より出力されるサンプルパルス信
   号を、前記第１の周波数を有するクロック信号に従って
   処理するサンプルパルス信号処理手段とを有する事を特
   徴とする情報信号処理装置。
2. 【請求項２】 所定の周波数帯域を有する情報信号を入
   力し、入力された情報信号を第１の周波数を有するクロ
   ック信号に従ってサンプリングする事により、サンプル
   パルス信号を出力するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段より出力されるサンプルパルス信
   号を、前記第１の周波数の１／ｎ（ｎは正の整数）の周
   波数を有するクロック信号に従って処理するサンプルパ
   ルス信号処理手段とを有する事を特徴とする情報信号処
   理装置。
3. 【請求項３】 前記情報信号はＦＭ変調されたオーディ
   オ信号であり、前記サンプルパルス信号処理手段は前記
   ＦＭ変調されたオーディオ信号を復調処理するものであ
   る事を特徴とする請求項１及び請求項２記載の情報信号
   処理装置。