JPH063895B2 - スクランブル処理方式 - Google Patents
スクランブル処理方式Info
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- JPH063895B2 JPH063895B2 JP59257826A JP25782684A JPH063895B2 JP H063895 B2 JPH063895 B2 JP H063895B2 JP 59257826 A JP59257826 A JP 59257826A JP 25782684 A JP25782684 A JP 25782684A JP H063895 B2 JPH063895 B2 JP H063895B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスクランブル処理方式に関し、特に、交差偏波
干渉除去回路を備えた直交偏波ディジタル無線通信回線
に使用されるスクランブル処理方式に関する。
干渉除去回路を備えた直交偏波ディジタル無線通信回線
に使用されるスクランブル処理方式に関する。
マイクロ波および準ミリ波帯のディジタル無線通信回線
では、多重化端局装置から送られてくるバイポーラ形式
のディジタル多重化信号は、送信端局側に設けられた送
信信号処理装置においてまずユニポーラ信号に変換さ
れ、速度変換されて無線区間監視用パリティ・チェック
・ビット、フレーム同期信号等の付加ビットが挿入さ
れ、更に送信スペクトラムの平坦化と受信側におけるビ
ット同期の再生を容易にするためのスクランブル処理を
受けてから送信装置の変調器に送り出される。このスク
ランブル処理は、一般にシフトレジスタを用いたｍ系列
（最長線形符号系列）の符号系列発生器から得られる擬
似ランダム符号と入力信号との２を法とする和を求める
ことにより行われ、受信端局側では送信端局側と同じ擬
似ランダム符号によってデスクランブル処理が行われて
原信号が復元される。従来のディジタル無線通信方式に
おいては、直交する二つの偏波の搬送周波数は各偏波の
搬送周波数が相互に逆偏波の搬送周波数の中間になるよ
うに配置されたインターリーブ周波数配置が使用されて
おり、装置構成の単純化および量産性の向上のため、各
ディジタル多重化信号に対して同じ送信信号処理装置が
使用され、従ってスクランブル処理には同じ擬似ランダ
ム符号が用いられている。
では、多重化端局装置から送られてくるバイポーラ形式
のディジタル多重化信号は、送信端局側に設けられた送
信信号処理装置においてまずユニポーラ信号に変換さ
れ、速度変換されて無線区間監視用パリティ・チェック
・ビット、フレーム同期信号等の付加ビットが挿入さ
れ、更に送信スペクトラムの平坦化と受信側におけるビ
ット同期の再生を容易にするためのスクランブル処理を
受けてから送信装置の変調器に送り出される。このスク
ランブル処理は、一般にシフトレジスタを用いたｍ系列
（最長線形符号系列）の符号系列発生器から得られる擬
似ランダム符号と入力信号との２を法とする和を求める
ことにより行われ、受信端局側では送信端局側と同じ擬
似ランダム符号によってデスクランブル処理が行われて
原信号が復元される。従来のディジタル無線通信方式に
おいては、直交する二つの偏波の搬送周波数は各偏波の
搬送周波数が相互に逆偏波の搬送周波数の中間になるよ
うに配置されたインターリーブ周波数配置が使用されて
おり、装置構成の単純化および量産性の向上のため、各
ディジタル多重化信号に対して同じ送信信号処理装置が
使用され、従ってスクランブル処理には同じ擬似ランダ
ム符号が用いられている。
近年、周波数帯域の利用をより一層効果的にするため、
直交偏波に同一搬送周波数を用いるコチャンネル周波数
配置が注目され、この実用化のための研究開発が活発に
行われている。その一つに降雨等により直交偏波間に発
生する交差偏波干渉を除去する問題があり、種々の方法
が提案されているが、特開昭55-133156号公報に提案さ
れている方法はディジタル無線通信方式に適した方法と
して注目される。この方法はパイロット信号を使用せ
ず、復調された二つの偏波のベースバンド信号から相関
を求めることによって交差偏波干渉を検出するものであ
り、直交する二つの偏波で送られるデータ信号は互いに
独立で無相関であるという前提によって成り立ってい
る。この前提条件は二つの偏波に対して正常にデータ信
号が入力されているときには成立し、従って干渉除去回
路は正常に動作する。しかしながら、従来方式と同様な
スクランブル処理が行われていると、Ｖ，Ｈ両偏波の多
重化端局装置からのディジタル多重化信号が共に断とな
った場合や、多重化端局装置の入力がすべて“０”とな
った場合（このような条件は回線運用中にも発生する
が、建設時の回線試験などのときに特に問題となる）に
問題が発生する。すなわち、詳しくは後述するように上
述の場合にはスクランブル処理を行う送信信号処理装置
からＶとＨの両偏波に同一符号系列が送出され、干渉除
去回路を含む受信系が誤動作をするという問題点があ
る。本発明の目的は上述の問題点を除去し、いかなる場
合でもＶ，Ｈ両偏波の送信信号処理装置から同じ符号系
列が同位相で出力されることがなく、干渉除去回路を含
む受信系に誤動作が発生しないスクランブル処理方式を
提供することである。
直交偏波に同一搬送周波数を用いるコチャンネル周波数
配置が注目され、この実用化のための研究開発が活発に
行われている。その一つに降雨等により直交偏波間に発
生する交差偏波干渉を除去する問題があり、種々の方法
が提案されているが、特開昭55-133156号公報に提案さ
れている方法はディジタル無線通信方式に適した方法と
して注目される。この方法はパイロット信号を使用せ
ず、復調された二つの偏波のベースバンド信号から相関
を求めることによって交差偏波干渉を検出するものであ
り、直交する二つの偏波で送られるデータ信号は互いに
独立で無相関であるという前提によって成り立ってい
る。この前提条件は二つの偏波に対して正常にデータ信
号が入力されているときには成立し、従って干渉除去回
路は正常に動作する。しかしながら、従来方式と同様な
スクランブル処理が行われていると、Ｖ，Ｈ両偏波の多
重化端局装置からのディジタル多重化信号が共に断とな
った場合や、多重化端局装置の入力がすべて“０”とな
った場合（このような条件は回線運用中にも発生する
が、建設時の回線試験などのときに特に問題となる）に
問題が発生する。すなわち、詳しくは後述するように上
述の場合にはスクランブル処理を行う送信信号処理装置
からＶとＨの両偏波に同一符号系列が送出され、干渉除
去回路を含む受信系が誤動作をするという問題点があ
る。本発明の目的は上述の問題点を除去し、いかなる場
合でもＶ，Ｈ両偏波の送信信号処理装置から同じ符号系
列が同位相で出力されることがなく、干渉除去回路を含
む受信系に誤動作が発生しないスクランブル処理方式を
提供することである。
本発明のスクランブル処理方式は、互いに直交する二つ
の偏波で別々の情報を伝送する直交偏波ディジタル無線
通信回線のスクランブル処理方式において、スクランブ
ル処理を施すための擬似ランダム符号が前記直交する二
つの偏波に対して互いに無相関となるように設定して構
成される。
の偏波で別々の情報を伝送する直交偏波ディジタル無線
通信回線のスクランブル処理方式において、スクランブ
ル処理を施すための擬似ランダム符号が前記直交する二
つの偏波に対して互いに無相関となるように設定して構
成される。
次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。第
１図は直交偏波ディジタル無線通信回線の送信端局側の
送信信号処理装置の一構成例を示すブロック図、第２図
は受信端局側の干渉除去および波形等化回路の一構成例
を示すブロック図である。第１図において、１ｖ，１ｈ
は多重化端局装置（図示せず）から入力されるバイポー
ラ信号100v,100hをユニポーラ信号101v,101hに変換する
符号変換回路、２ｖ，２ｈはユニポーラ信号の“１”又
は“０”の数を計数して奇数か偶数かを判定するパリテ
ィ計数回路、３ｖ，３ｈはスタッフ操作によりフレーム
同期信号、パリティ・チェック・ビット等を挿入する速
度変換回路、４ｖ，４ｈは速度変換された信号102v,102
hにそれぞれスクランブル処理を施すスクランブル回
路、５ｖ，５ｈはスクランブル処理用の擬似ランダム符
号（ｍ系列の線形符号）を発生する符号系列発生器であ
って、スクランブル処理された変調入力信号102v,103h
は各偏波の送信装置（図示せず）の変調器に送られる。
Ｖ，Ｈ各偏波の各送信信号処理装置６ｖ，６ｈ及び他の
搬送周波数の各送信信号処理装置は共通のビットクロッ
ク発生器７及びフレームクロック発生器８により制御さ
れている。従来方式では各符号系列発生器５ｖ，５ｈは
すべて同じであり、Ｖ，Ｈ各偏波のスクランブル処理に
は同一の擬似ランダム符号が用いられている。
１図は直交偏波ディジタル無線通信回線の送信端局側の
送信信号処理装置の一構成例を示すブロック図、第２図
は受信端局側の干渉除去および波形等化回路の一構成例
を示すブロック図である。第１図において、１ｖ，１ｈ
は多重化端局装置（図示せず）から入力されるバイポー
ラ信号100v,100hをユニポーラ信号101v,101hに変換する
符号変換回路、２ｖ，２ｈはユニポーラ信号の“１”又
は“０”の数を計数して奇数か偶数かを判定するパリテ
ィ計数回路、３ｖ，３ｈはスタッフ操作によりフレーム
同期信号、パリティ・チェック・ビット等を挿入する速
度変換回路、４ｖ，４ｈは速度変換された信号102v,102
hにそれぞれスクランブル処理を施すスクランブル回
路、５ｖ，５ｈはスクランブル処理用の擬似ランダム符
号（ｍ系列の線形符号）を発生する符号系列発生器であ
って、スクランブル処理された変調入力信号102v,103h
は各偏波の送信装置（図示せず）の変調器に送られる。
Ｖ，Ｈ各偏波の各送信信号処理装置６ｖ，６ｈ及び他の
搬送周波数の各送信信号処理装置は共通のビットクロッ
ク発生器７及びフレームクロック発生器８により制御さ
れている。従来方式では各符号系列発生器５ｖ，５ｈは
すべて同じであり、Ｖ，Ｈ各偏波のスクランブル処理に
は同一の擬似ランダム符号が用いられている。
第２図は復調されたベースバンド信号の相関関係を利用
して交差偏波干渉を除去する特開昭55-133156号公報提
案の相関法による干渉除去回路を備えた受信回路の一構
成例のブロック図である。第２図において、検波器９
ｖ，９ｈで検波されたＶ，Ｈ各偏波の検波出力104v,104
hは、それぞれトランスバーサルフィルタで構成される
波形等化器１０ｖ，１０ｈを経て識別判定回路１１ｖ，
１１ｈに加えられ、ここで復号されてベースバンド信号
105v,105hとなり受信信号処理装置（図示せず）に送り
出される。各偏波の検波出力104v,104hはそれぞれ分岐
されて干渉除去回路（トランスバーサルフィルタにより
構成される）１２ｈ，１２ｖを経て逆偏波の信号に結合
されている。波形等化相関器１３ｖ，１３ｈ及び干渉制
御相関器１４ｖ，１４ｈは各偏波のベースバンド信号10
5v,105h及びその±ｊビット（ｊは１〜ｎの整数、但し
ｎはトランスバーサルフィルタのタップ数で決まる整
数）シフトした信号を基準信号とし、識別判定回路１１
ｖ，１１ｈからの誤差信号106v,106hとの相関を求める
ことによって、それぞれ波形歪および交差偏波干渉成分
を検出し、各誤差成分が最小となるように波形等化器お
よび干渉除去回路を制御するように構成されている。す
なわち、Ｖ偏波の識別判定回路１１ｖの誤差信号106vに
含まれる波形歪成分は、Ｖ偏波のベースバンド信号105v
及びその±ｊビットシフトした基準信号により波形等化
相関器１３ｖで検出され、波形等化器１０ｖを制御して
等化される。これに対してＨ偏波からの干渉成分はＨ偏
波のベースバンド信号105h及びその±ｊビットシフトし
た基準信号によって干渉制御相関器１４ｖで検出され、
干渉除去回路１２ｖを制御して除去される。両偏波のベ
ースバンド信号105vと105hとが無相関である場合には、
誤差信号106vの中から波形歪成分と交差偏波干渉成分を
分離して検出することができるが、105vと105hが同一符
号系列となり同一位相（２ｎビットシフト以内）となる
と、波形等化相関器１３ｖと干渉制御相関器１４ｖは基
準信号が同じとなるので波形歪成分と交差偏波成分とを
分離して検出することができなくなり、正常な動作が行
われなくなる。
して交差偏波干渉を除去する特開昭55-133156号公報提
案の相関法による干渉除去回路を備えた受信回路の一構
成例のブロック図である。第２図において、検波器９
ｖ，９ｈで検波されたＶ，Ｈ各偏波の検波出力104v,104
hは、それぞれトランスバーサルフィルタで構成される
波形等化器１０ｖ，１０ｈを経て識別判定回路１１ｖ，
１１ｈに加えられ、ここで復号されてベースバンド信号
105v,105hとなり受信信号処理装置（図示せず）に送り
出される。各偏波の検波出力104v,104hはそれぞれ分岐
されて干渉除去回路（トランスバーサルフィルタにより
構成される）１２ｈ，１２ｖを経て逆偏波の信号に結合
されている。波形等化相関器１３ｖ，１３ｈ及び干渉制
御相関器１４ｖ，１４ｈは各偏波のベースバンド信号10
5v,105h及びその±ｊビット（ｊは１〜ｎの整数、但し
ｎはトランスバーサルフィルタのタップ数で決まる整
数）シフトした信号を基準信号とし、識別判定回路１１
ｖ，１１ｈからの誤差信号106v,106hとの相関を求める
ことによって、それぞれ波形歪および交差偏波干渉成分
を検出し、各誤差成分が最小となるように波形等化器お
よび干渉除去回路を制御するように構成されている。す
なわち、Ｖ偏波の識別判定回路１１ｖの誤差信号106vに
含まれる波形歪成分は、Ｖ偏波のベースバンド信号105v
及びその±ｊビットシフトした基準信号により波形等化
相関器１３ｖで検出され、波形等化器１０ｖを制御して
等化される。これに対してＨ偏波からの干渉成分はＨ偏
波のベースバンド信号105h及びその±ｊビットシフトし
た基準信号によって干渉制御相関器１４ｖで検出され、
干渉除去回路１２ｖを制御して除去される。両偏波のベ
ースバンド信号105vと105hとが無相関である場合には、
誤差信号106vの中から波形歪成分と交差偏波干渉成分を
分離して検出することができるが、105vと105hが同一符
号系列となり同一位相（２ｎビットシフト以内）となる
と、波形等化相関器１３ｖと干渉制御相関器１４ｖは基
準信号が同じとなるので波形歪成分と交差偏波成分とを
分離して検出することができなくなり、正常な動作が行
われなくなる。
このような状態は、第１図においてバイポーラ信号100
v,100hが共に断となった場合に発生する。このときスク
ランブル回路４ｖ，４ｈの入力102v,102hは共に“０”
又は“１”の連続となるので、スクランブル回路４ｖ，
４ｈからは擬似ランダム符号がそのまま出力され、符号
系列発生器５ｖ，５ｈで発生する擬似ランダム符号が同
じであると、変調入力信号103v,103hが同一となる。こ
のような状態が発生しないようにするためには、Ｖ，Ｈ
偏波の符号系列発生器５ｖと５ｈの発生する擬似ランダ
ム符号が同一でなく無相関となるようにすればよい。な
お、バイポーラ信号100v,100hが共に断とならなくて
も、同一符号系列が入力されれば同様の状態が発生す
る。バイポーラ信号100v,100hを送り出している多重化
端局装置においても、通常、無入力信号時にビット同期
信号の再生を容易にするためスクランブル処理が行われ
ており、多重化端局装置の入力のすべてが回線不使用の
ときには、スクランブル処理用の同一符号系列が送られ
てくることがある。
v,100hが共に断となった場合に発生する。このときスク
ランブル回路４ｖ，４ｈの入力102v,102hは共に“０”
又は“１”の連続となるので、スクランブル回路４ｖ，
４ｈからは擬似ランダム符号がそのまま出力され、符号
系列発生器５ｖ，５ｈで発生する擬似ランダム符号が同
じであると、変調入力信号103v,103hが同一となる。こ
のような状態が発生しないようにするためには、Ｖ，Ｈ
偏波の符号系列発生器５ｖと５ｈの発生する擬似ランダ
ム符号が同一でなく無相関となるようにすればよい。な
お、バイポーラ信号100v,100hが共に断とならなくて
も、同一符号系列が入力されれば同様の状態が発生す
る。バイポーラ信号100v,100hを送り出している多重化
端局装置においても、通常、無入力信号時にビット同期
信号の再生を容易にするためスクランブル処理が行われ
ており、多重化端局装置の入力のすべてが回線不使用の
ときには、スクランブル処理用の同一符号系列が送られ
てくることがある。
符号系列発生器５ｖ，５ｈの発生する擬似ランダム符号
を無相関とする方法は種々考えられる。符号系列発生器
が第３図に示すようなＮ段のシフトレジスタ（図にはＮ
＝７の場合を示す）を使用した単純型の符号系列発生器
である場合には、(1)リセット信号１０７（フレームク
ロック信号）によって設定される各シフトレジスタSi
（ｉは１〜７）の初期値入力１０８の状態を変えること
により、二つのｍ系列符号間のビット位相を大幅に（線
路長の差、フェージングによる伝搬時間差およびトラン
スバーサルフィルタのタップ数を考慮して誤動作の条件
が発生しないようなビット数以上）シフトさせる方法、
(2)半加算器１５に結合される帰還タップの場所を変更
または半加算器の数を変更して異なったｍ系列符号を発
生させる方法、(3)シフトレジスタの段数Ｎを変える方
法などがある。なお、第３図の１０９はビットクロック
信号である。
を無相関とする方法は種々考えられる。符号系列発生器
が第３図に示すようなＮ段のシフトレジスタ（図にはＮ
＝７の場合を示す）を使用した単純型の符号系列発生器
である場合には、(1)リセット信号１０７（フレームク
ロック信号）によって設定される各シフトレジスタSi
（ｉは１〜７）の初期値入力１０８の状態を変えること
により、二つのｍ系列符号間のビット位相を大幅に（線
路長の差、フェージングによる伝搬時間差およびトラン
スバーサルフィルタのタップ数を考慮して誤動作の条件
が発生しないようなビット数以上）シフトさせる方法、
(2)半加算器１５に結合される帰還タップの場所を変更
または半加算器の数を変更して異なったｍ系列符号を発
生させる方法、(3)シフトレジスタの段数Ｎを変える方
法などがある。なお、第３図の１０９はビットクロック
信号である。
実際の直交偏波ディジタル無線通信回線においては、現
用回線の外に予備回線が設けられており、現用から予備
回線への回線切替には無ビット誤りの同期切替方式が採
用されている。この同期切替は、送信端局側では通常ス
クランブル処理された後、すなわち第１図のスクランブ
ル回路４ｖ，４ｈの後で行われる。従って、Ｖ，Ｈ偏波
の多数の現用回線に対して予備回線を設ける場合に、各
予備回線にＶ，Ｈ両偏波の現用回線が任意に切り替えら
れるためには、スクランブル処理に必要な無相関な擬似
ランダム符号としては、第４図(a)に示すように現用回
線Ｖ１，Ｖ２……Ｖｋに対応するＡ１，Ａ２……Ａｋ、
現用回線Ｈ１，Ｈ２……Ｈｋに対応するＢ１，Ｂ２……
Ｂｋ、予備回線ＳＰ１に対応するＣ及び予備回線ＳＰ２
に対応するＤの（２ｋ＋２）種類が必要となる。これに
対して同期切替を第１図のスクランブル回路４ｖ，４ｈ
の前で行うようにすれば、無相関な擬似ランダム符号の
種類は第４図(b)に示すようにＡ，Ｂの２種類でよい。
又、最近注目されている一つの無線装置で複数の無線搬
送波を伝送するマルチキャリヤ方式において、予備回線
としてＶ，Ｈ両偏波を使用する第５図(a)のキャリヤ配
置で、現用回線Ｖ１……Ｖｋ及びＨ１……Ｈｋの任意の
キャリヤを予備回線ＳＰのＶ，Ｈ偏波の任意のキャリヤ
に切り替えて接続できるようにすると、スクランブル処
理に必要な擬似ランダム符号の種類は図に示す（８ｋ＋
２）種類が必要となる（現用回線Ｖ１の４キャリヤに対
応する擬似ランダム符号A11，A12，A13，A14，……現用
回線Ｖｋの４キャリヤに対応する擬似ランダム符号Ａk
1，Ａk2，Ａk3，Ａk4と、現用回線Ｈ１の４キャリヤに
対応する擬似ランダム符号B11，B12，B13，B14，……現
用回線Ｈｋの４キャリヤに対応する擬似ランダム符号Ｂ
k1，Ｂk2，Ｂk3，Ｂk4の８ｋ種類と、予備回線ＳＰに対
応する擬似ランダム符号Ｃ，Ｄの２種類）。これに対し
て擬似ランダム符号の種類を増やさないためには、前述
のように同期切替を各キャリヤのスクランブル回路の前
で行うようにするか、切替の範囲は多少限定されるが、
第５図(b)のように現用回線Ｖ１……Ｖｋ及びＨ１……
Ｈｋの各キャリヤに付されている番号１〜４が、予備回
線ＳＰの４キャリヤに付されている番号１〜４に対応し
て切り替わるようにすれば、擬似ランダム符号は２種類
でよい。第５図(b)の方式は互に直交するＶ，Ｈ偏波の
各キャリヤを隣接する二周波数について同時に予備回線
で救済することができ、フェージング救済の観点からは
有効な方法と思われる。
用回線の外に予備回線が設けられており、現用から予備
回線への回線切替には無ビット誤りの同期切替方式が採
用されている。この同期切替は、送信端局側では通常ス
クランブル処理された後、すなわち第１図のスクランブ
ル回路４ｖ，４ｈの後で行われる。従って、Ｖ，Ｈ偏波
の多数の現用回線に対して予備回線を設ける場合に、各
予備回線にＶ，Ｈ両偏波の現用回線が任意に切り替えら
れるためには、スクランブル処理に必要な無相関な擬似
ランダム符号としては、第４図(a)に示すように現用回
線Ｖ１，Ｖ２……Ｖｋに対応するＡ１，Ａ２……Ａｋ、
現用回線Ｈ１，Ｈ２……Ｈｋに対応するＢ１，Ｂ２……
Ｂｋ、予備回線ＳＰ１に対応するＣ及び予備回線ＳＰ２
に対応するＤの（２ｋ＋２）種類が必要となる。これに
対して同期切替を第１図のスクランブル回路４ｖ，４ｈ
の前で行うようにすれば、無相関な擬似ランダム符号の
種類は第４図(b)に示すようにＡ，Ｂの２種類でよい。
又、最近注目されている一つの無線装置で複数の無線搬
送波を伝送するマルチキャリヤ方式において、予備回線
としてＶ，Ｈ両偏波を使用する第５図(a)のキャリヤ配
置で、現用回線Ｖ１……Ｖｋ及びＨ１……Ｈｋの任意の
キャリヤを予備回線ＳＰのＶ，Ｈ偏波の任意のキャリヤ
に切り替えて接続できるようにすると、スクランブル処
理に必要な擬似ランダム符号の種類は図に示す（８ｋ＋
２）種類が必要となる（現用回線Ｖ１の４キャリヤに対
応する擬似ランダム符号A11，A12，A13，A14，……現用
回線Ｖｋの４キャリヤに対応する擬似ランダム符号Ａk
1，Ａk2，Ａk3，Ａk4と、現用回線Ｈ１の４キャリヤに
対応する擬似ランダム符号B11，B12，B13，B14，……現
用回線Ｈｋの４キャリヤに対応する擬似ランダム符号Ｂ
k1，Ｂk2，Ｂk3，Ｂk4の８ｋ種類と、予備回線ＳＰに対
応する擬似ランダム符号Ｃ，Ｄの２種類）。これに対し
て擬似ランダム符号の種類を増やさないためには、前述
のように同期切替を各キャリヤのスクランブル回路の前
で行うようにするか、切替の範囲は多少限定されるが、
第５図(b)のように現用回線Ｖ１……Ｖｋ及びＨ１……
Ｈｋの各キャリヤに付されている番号１〜４が、予備回
線ＳＰの４キャリヤに付されている番号１〜４に対応し
て切り替わるようにすれば、擬似ランダム符号は２種類
でよい。第５図(b)の方式は互に直交するＶ，Ｈ偏波の
各キャリヤを隣接する二周波数について同時に予備回線
で救済することができ、フェージング救済の観点からは
有効な方法と思われる。
上述の説明においては、Ｖ，Ｈ偏波の送信信号処理装置
が第１図に示すように共通のビット及びフレームクロッ
クで動作する場合について述べたが、共通クロックでな
く独立のクロックで動作する場合もＶ，Ｈ偏波のスクラ
ンブル処理用擬似ランダム符号が同じであれば受信側で
同様の誤動作が発生する恐れがある。この場合には、前
述した符号系列発生器の信号を無相関とする三つの方法
のうち、(1)の位相をシフトさせる方法は適用すること
ができない。又、第２図には干渉除去回路をベースバン
ド帯に設けた例を示したが、ＩＦ帯に設けてもよく、直
交変調を使用する場合も同様である。
が第１図に示すように共通のビット及びフレームクロッ
クで動作する場合について述べたが、共通クロックでな
く独立のクロックで動作する場合もＶ，Ｈ偏波のスクラ
ンブル処理用擬似ランダム符号が同じであれば受信側で
同様の誤動作が発生する恐れがある。この場合には、前
述した符号系列発生器の信号を無相関とする三つの方法
のうち、(1)の位相をシフトさせる方法は適用すること
ができない。又、第２図には干渉除去回路をベースバン
ド帯に設けた例を示したが、ＩＦ帯に設けてもよく、直
交変調を使用する場合も同様である。
以上詳細に説明したように、本発明のスクランブル処理
方式によれば、相関法による交差偏波干渉除去回路を備
えた直交偏波ディジタル無線通信回線において、Ｖ，Ｈ
両偏波の入力信号が同時に断となった場合や、同一符号
系列の信号が入力された場合でも、受信端局側で誤動作
を起こす心配がなく、正常な動作が保証される効果があ
る。
方式によれば、相関法による交差偏波干渉除去回路を備
えた直交偏波ディジタル無線通信回線において、Ｖ，Ｈ
両偏波の入力信号が同時に断となった場合や、同一符号
系列の信号が入力された場合でも、受信端局側で誤動作
を起こす心配がなく、正常な動作が保証される効果があ
る。
第１図は本発明が適用される直交偏波ディジタル無線通
信回線の送信端局側の送信信号処理装置の構成例を示す
ブロック図、第２図は受信端局側の干渉除去および波形
等化回路の構成例を示すブロック図、第３図は擬似ラン
ダム符号を発生する符号系列発生器の一実施例のブロッ
ク図、第４図(a)及び(b)は直交偏波ディジタル無線通信
回線における各搬送波に対する擬似ランダム符号の配置
の実施例を示す説明図、第５図(a)及び(b)はマルチキャ
リヤ方式の場合の擬似ランダム符号の配置の実施例を示
す説明図である。 １ｖ，１ｈ……符号変換回路、２ｖ，２ｈ……パリティ
計数回路、３ｖ，３ｈ……速度変換回路、４ｖ，４ｈ…
…スクランブル回路、５ｖ，５ｈ……符号系列発生器、
６ｖ，６ｈ……送信信号処理装置、７……ビットクロッ
ク発生器、８……フレームクロック発生器、９ｖ，９ｈ
……検波器、10v,10h……波形等化器、11v,11h……識別
判定回路、12v,12h……干渉除去回路、13v,13h……波形
等化相関器、14v,14h……干渉制御相関器、１５……半
加算器。
信回線の送信端局側の送信信号処理装置の構成例を示す
ブロック図、第２図は受信端局側の干渉除去および波形
等化回路の構成例を示すブロック図、第３図は擬似ラン
ダム符号を発生する符号系列発生器の一実施例のブロッ
ク図、第４図(a)及び(b)は直交偏波ディジタル無線通信
回線における各搬送波に対する擬似ランダム符号の配置
の実施例を示す説明図、第５図(a)及び(b)はマルチキャ
リヤ方式の場合の擬似ランダム符号の配置の実施例を示
す説明図である。 １ｖ，１ｈ……符号変換回路、２ｖ，２ｈ……パリティ
計数回路、３ｖ，３ｈ……速度変換回路、４ｖ，４ｈ…
…スクランブル回路、５ｖ，５ｈ……符号系列発生器、
６ｖ，６ｈ……送信信号処理装置、７……ビットクロッ
ク発生器、８……フレームクロック発生器、９ｖ，９ｈ
……検波器、10v,10h……波形等化器、11v,11h……識別
判定回路、12v,12h……干渉除去回路、13v,13h……波形
等化相関器、14v,14h……干渉制御相関器、１５……半
加算器。
Claims (1)
- 【請求項１】互いに直交する二つの偏波で別々の情報を
伝送する直交偏波ディジタル無線通信回線のスクランブ
ル処理方式において、スクランブル処理を施すための疑
似ランダム符号が前記直交する二つの偏波に対して互い
に無相関となるように設定されていることを特徴とする
スクランブル処理方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59257826A JPH063895B2 (ja) | 1984-12-06 | 1984-12-06 | スクランブル処理方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59257826A JPH063895B2 (ja) | 1984-12-06 | 1984-12-06 | スクランブル処理方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61135247A JPS61135247A (ja) | 1986-06-23 |
| JPH063895B2 true JPH063895B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=17311660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59257826A Expired - Lifetime JPH063895B2 (ja) | 1984-12-06 | 1984-12-06 | スクランブル処理方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063895B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3089726B1 (fr) * | 2018-12-11 | 2020-11-13 | Thales Sa | Procédé de confusion de la signature électronique émise par un radar, et dispositif d’émission/réception adapté pour sa mise en œuvre |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5819050A (ja) * | 1981-07-27 | 1983-02-03 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 集線多重通信方式 |
-
1984
- 1984-12-06 JP JP59257826A patent/JPH063895B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61135247A (ja) | 1986-06-23 |
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