JPH0646863B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0646863B2 JPH0646863B2 JP4493788A JP4493788A JPH0646863B2 JP H0646863 B2 JPH0646863 B2 JP H0646863B2 JP 4493788 A JP4493788 A JP 4493788A JP 4493788 A JP4493788 A JP 4493788A JP H0646863 B2 JPH0646863 B2 JP H0646863B2
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- power supply
- circuit
- resonance
- diode
- switching power
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の概要〕 本発明は、スイッチング電源に係り、特に、簡素で低ノ
イズとした回路に関する。
イズとした回路に関する。
スイッチング電源においては、スイッチング素子におけ
るスイッチング損失を低減して変換効率を高めることが
有効であり、その方策の一つとして、直列共振回路を用
いてスイッチング素子が導通する時の電流波形を正弦波
状とする回路方式がとられていた。
るスイッチング損失を低減して変換効率を高めることが
有効であり、その方策の一つとして、直列共振回路を用
いてスイッチング素子が導通する時の電流波形を正弦波
状とする回路方式がとられていた。
第４図は、上記従来技術の実施例であり、第５図はその
動作チャート例を示す。以下これらを参照して従来の技
術の概要を記述する。
動作チャート例を示す。以下これらを参照して従来の技
術の概要を記述する。
第４図及び第５図において、直流入力電圧Vinは入力端
子１、２に、また直流出力端子３、４には出力電流をIo
とする負荷Lがつながれている。
子１、２に、また直流出力端子３、４には出力電流をIo
とする負荷Lがつながれている。
ここで、まずスイッチング素子SW5がオンすると、第１
のダイオードD1６と共振用インダクタL1８を流れる回路
電流iL1がVin／L1の傾きで流れ始める。そして、時刻T1
において出力電流Ioと等しくなると、ダイオードD1６を
カットオフして、共振用コンデンサC1９とともに固有振
動周期を▲２π√▼L1C1とする直列共振動作を
開始して時刻T3において前記共振用インダクタ８に流れ
る回路電流iL1は零に達する。
のダイオードD1６と共振用インダクタL1８を流れる回路
電流iL1がVin／L1の傾きで流れ始める。そして、時刻T1
において出力電流Ioと等しくなると、ダイオードD1６を
カットオフして、共振用コンデンサC1９とともに固有振
動周期を▲２π√▼L1C1とする直列共振動作を
開始して時刻T3において前記共振用インダクタ８に流れ
る回路電流iL1は零に達する。
従って、この時点で前記スイッチング素子SW５をオフす
れば、ターンオン、ターンオフ時の回路電流iL1を抑制
して低損失のスイッチング動作が実現でき、また、その
繰り返し周期を調節することによって、出力を制御して
いた。
れば、ターンオン、ターンオフ時の回路電流iL1を抑制
して低損失のスイッチング動作が実現でき、また、その
繰り返し周期を調節することによって、出力を制御して
いた。
しかしながら、上記従来の技術においては、前記回路電
流iL1が零になった時点でスイッチング素子SW５をター
ンオフさせるため、その回路電流の検出器を設けるとと
もに、ターンオフさせるための専用の回路機能を設ける
必要があった。従って、その回路構成は複雑となり、簡
素な構成で安価なスイッチング電源が提供できないとい
う欠点があった。
流iL1が零になった時点でスイッチング素子SW５をター
ンオフさせるため、その回路電流の検出器を設けるとと
もに、ターンオフさせるための専用の回路機能を設ける
必要があった。従って、その回路構成は複雑となり、簡
素な構成で安価なスイッチング電源が提供できないとい
う欠点があった。
また、上記従来の構成のままで、簡素、安価なスイッチ
ング電源を構成するために、前記スイッチング素子５の
オン期間を固定する方法をとった場合には、共振用コン
デンサC1９にチョークインプット平滑回路を含む出力回
路が並列に接続されるために、前述した回路電流L1は第
５図の如く一旦零となった後に再び徐々に増加し始め
る。
ング電源を構成するために、前記スイッチング素子５の
オン期間を固定する方法をとった場合には、共振用コン
デンサC1９にチョークインプット平滑回路を含む出力回
路が並列に接続されるために、前述した回路電流L1は第
５図の如く一旦零となった後に再び徐々に増加し始め
る。
従って、この時点でスイッチング素子がオフされると共
振用インダクタに流れる電流は不連続となり、その両端
に過大なサージ電圧を発生させて、極端に大きなスパイ
ク電圧をそのつど入力及び出力に伝播するという欠点が
あり、その実施は不可能であった。
振用インダクタに流れる電流は不連続となり、その両端
に過大なサージ電圧を発生させて、極端に大きなスパイ
ク電圧をそのつど入力及び出力に伝播するという欠点が
あり、その実施は不可能であった。
本発明は、叙上の欠点を除去し、簡素な回路構成で、し
かも低ノイズなスイッチング電源を提供することを目的
とするものである。
かも低ノイズなスイッチング電源を提供することを目的
とするものである。
本発明は、 (1)スイッチング素子を用いて直流入力を直接又はトラ
ンス等を介して交番するパルスに変換し、整流平滑して
直流出力を得るスイッチング電源回路において、パルス
電圧に対し第１のダイオードと共振用インダクタとの直
列回路と、該インダクタと共振用キャパシタとを直列に
接続して一方向性の直列共振回路を構成し、前記共振用
キャパシタの両端に並列に、電源電圧の正極方向に第２
のダイオードの正極を、電源電圧の負極に第２のダイオ
ードの負極を接続するとともに、チョークコイルと平滑
用キャパシタによるチョークインプットの平滑回路を接
続することによって直流出力を得、かつ第３のダイオー
ドの正極を前記共振用インダクタの入力側の端子に接続
し、該ダイオードの負極を電源の負極に接続することに
より、前記パルス電圧が消失した後も、前記共振用イン
ダクタに流れる電流路を設け構成したスイッチング電源
回路である。
ンス等を介して交番するパルスに変換し、整流平滑して
直流出力を得るスイッチング電源回路において、パルス
電圧に対し第１のダイオードと共振用インダクタとの直
列回路と、該インダクタと共振用キャパシタとを直列に
接続して一方向性の直列共振回路を構成し、前記共振用
キャパシタの両端に並列に、電源電圧の正極方向に第２
のダイオードの正極を、電源電圧の負極に第２のダイオ
ードの負極を接続するとともに、チョークコイルと平滑
用キャパシタによるチョークインプットの平滑回路を接
続することによって直流出力を得、かつ第３のダイオー
ドの正極を前記共振用インダクタの入力側の端子に接続
し、該ダイオードの負極を電源の負極に接続することに
より、前記パルス電圧が消失した後も、前記共振用イン
ダクタに流れる電流路を設け構成したスイッチング電源
回路である。
(2)前記スイッチング素子の導通時間を一定とし、繰り
返し周期を調節することにより、出力電圧を一定とする
様に構成した特許請求の範囲１項記載のスイッチング電
源回路である。
返し周期を調節することにより、出力電圧を一定とする
様に構成した特許請求の範囲１項記載のスイッチング電
源回路である。
次に、本発明による直列共振回路を用いたスイッイング
電源を、以下図面を参照して詳細に記述する。
電源を、以下図面を参照して詳細に記述する。
第１図は本発明による第１の実施例の回路構成を示し、
第２図はその一周期の動作チャートを示す。
第２図はその一周期の動作チャートを示す。
第１図において、直流入力電圧Vinは入力端子１、２
に、また直流の出力端子３、４には、出力電流をIoとす
る負荷Ｌががつながれている。また、共振用インダクタ
L1８と負荷側チョークコイルL2 12、そして共振用コン
デンサC1９と出力を平滑する負荷側コンデンサC2 13と
の間には、L1<<L2、C1<<C2の関係が成立する構成として
いる。まず、スイッチング素子SW５を介した回路電流
は、スイッチング素子SW５をオンとすると共振用インダ
クタL1８と第一のダイオードD1６を介して回路電流iL1
としてVin/L1の傾きで流れ始める。そして、時刻T1にお
いて出力電流Ioと等しくなり、第２のダイオードD2 11
をカットオフする。
に、また直流の出力端子３、４には、出力電流をIoとす
る負荷Ｌががつながれている。また、共振用インダクタ
L1８と負荷側チョークコイルL2 12、そして共振用コン
デンサC1９と出力を平滑する負荷側コンデンサC2 13と
の間には、L1<<L2、C1<<C2の関係が成立する構成として
いる。まず、スイッチング素子SW５を介した回路電流
は、スイッチング素子SW５をオンとすると共振用インダ
クタL1８と第一のダイオードD1６を介して回路電流iL1
としてVin/L1の傾きで流れ始める。そして、時刻T1にお
いて出力電流Ioと等しくなり、第２のダイオードD2 11
をカットオフする。
ここで この時点で前記共振用インダクタL1８と共振用コンデン
サC1９とは、直列共振回路を構成し、前記回路電流iL1
は下記に示す如き直列共振動作を開始する。
サC1９とは、直列共振回路を構成し、前記回路電流iL1
は下記に示す如き直列共振動作を開始する。
そして 経過後の時刻T2において、回路電流iL1は再び出力電流I
oと等しくなり、また共振用コンデンサC1の端子電圧Ｖ
C1は２Vinに等しくなる。
oと等しくなり、また共振用コンデンサC1の端子電圧Ｖ
C1は２Vinに等しくなる。
さらに時刻T3となると、上記回路電流は零となり、第１
のダイオードD1６の１方向性機能により共振動作は停止
する。またこの期間T3−T1は下記の如く示される。
のダイオードD1６の１方向性機能により共振動作は停止
する。またこの期間T3−T1は下記の如く示される。
またこの時点で、チョークコイルL2 12を流れる電流源
は全て共振用コンデンサC1９の残留電荷によるものとな
り、その端子電圧ＶC1は直線的に下降し、時刻T5にて零
となり、同時に第２のダイオードD2が導通する。
は全て共振用コンデンサC1９の残留電荷によるものとな
り、その端子電圧ＶC1は直線的に下降し、時刻T5にて零
となり、同時に第２のダイオードD2が導通する。
一方、この間スイッチング素子SWはオン状態であるか
ら、前記共振用コンデンサC1９の端子電圧ＶC1が入力電
圧Vinを下廻った時刻T4から、共振用インダクタL1を介
して流れる電流iL1は として徐々に増加する。
ら、前記共振用コンデンサC1９の端子電圧ＶC1が入力電
圧Vinを下廻った時刻T4から、共振用インダクタL1を介
して流れる電流iL1は として徐々に増加する。
また、前記回路電流iL1は出力電流Ioを中心とした直列
共振動作をするため、出力電流の最大値をIo(Max)とす
れば、スイッチング素子をターンオンしてから、iL1が
零電流に達する最大期間tmaxは下記の通り示される。
共振動作をするため、出力電流の最大値をIo(Max)とす
れば、スイッチング素子をターンオンしてから、iL1が
零電流に達する最大期間tmaxは下記の通り示される。
従って、本回路においてスイッチング素子SWのオン期間
を上記tmax値の範囲内に固定すれば、時刻T6においてス
イッチング素子SWはターンオフされる。すると、上記ス
イッチング素子のターンオフによって、前述した時刻T4
後に共振用インダクタL1を介して徐々に増加する回路電
流iL1はその電流源を失う。
を上記tmax値の範囲内に固定すれば、時刻T6においてス
イッチング素子SWはターンオフされる。すると、上記ス
イッチング素子のターンオフによって、前述した時刻T4
後に共振用インダクタL1を介して徐々に増加する回路電
流iL1はその電流源を失う。
従って、従来の技術においてはその電流が不連続とな
り、共振用インダクタL1８の両端に過大なサージ電圧が
ターンオフのたびに発生するという致命的な欠点が発生
していた。
り、共振用インダクタL1８の両端に過大なサージ電圧が
ターンオフのたびに発生するという致命的な欠点が発生
していた。
これに対し、本発明によるスイッチング電源回路におい
ては、前記スイッチング素子SW5がターンオフして、前
記回路電流iL1の電流源が消失した時点で第３のダイオ
ードD3 10が導通し、入力及び出力の帰線との間に電流
路を確保した後に、徐々に回路電流が減少して自己消弧
する。従って、前述した従来例の如きサージ電圧の発生
は防止できるとともに、インダクタL1を流れる電流も負
極側に回生できる点で本発明の効果の大なるところは明
白である。
ては、前記スイッチング素子SW5がターンオフして、前
記回路電流iL1の電流源が消失した時点で第３のダイオ
ードD3 10が導通し、入力及び出力の帰線との間に電流
路を確保した後に、徐々に回路電流が減少して自己消弧
する。従って、前述した従来例の如きサージ電圧の発生
は防止できるとともに、インダクタL1を流れる電流も負
極側に回生できる点で本発明の効果の大なるところは明
白である。
また、出力電流Ioが小さい場合でも、時刻T3の値は小さ
くなっても、コンデンサC1の端子電圧ＶC1の下降傾斜が
緩やかになるため、時刻T4と時刻T6との時間差は、さほ
ど大きくならない。
くなっても、コンデンサC1の端子電圧ＶC1の下降傾斜が
緩やかになるため、時刻T4と時刻T6との時間差は、さほ
ど大きくならない。
従って、この期間の回路電流iL1の最大値はその共振動
作期間における最大振巾 に比して十分小さな値であることは明らかであり、その
スイッチング損失も十分に小さくできる。
作期間における最大振巾 に比して十分小さな値であることは明らかであり、その
スイッチング損失も十分に小さくできる。
以上のことから、本考案による直列共振を用いたスイッ
チング電源においては、スイッチング素子SW5のオン期
間を前記tmax以内に固定し、その動作周期のみを調整す
るスイッチング電源を簡素に構成しても、従来の如きノ
イズが増大をし発生することなく、しかも低損失に動作
できる。
チング電源においては、スイッチング素子SW5のオン期
間を前記tmax以内に固定し、その動作周期のみを調整す
るスイッチング電源を簡素に構成しても、従来の如きノ
イズが増大をし発生することなく、しかも低損失に動作
できる。
第３図に本発明による直列共振回路を用いた第２の実施
例を示す。
例を示す。
本実施例では、直流入力電圧を入力端子111、112に接続
して、トランスT1の１次巻線N1とスイッチング素子SW5
との直列回路を接続し、そのオンオフによって２次側巻
線N2に、交番するパレス電圧を前記スイッチング素子の
オンオフの時刻通りに発生させる様にした点が、前記第
１の実施例と異なるのみであり、第２図の時刻ｔ＝０に
おいて、前記スイッチング素子をターンオンして、前記
トランスの１次巻線と２次巻線との変成比に従った順方
向のパルス電圧を出力し、また時刻ｔ＝T6において逆方
向のパルスを出力する様に構成することにより、前記第
１の実施例と全く同様の動作と効果が得られる。従っ
て、その動作の説明は省略する。
して、トランスT1の１次巻線N1とスイッチング素子SW5
との直列回路を接続し、そのオンオフによって２次側巻
線N2に、交番するパレス電圧を前記スイッチング素子の
オンオフの時刻通りに発生させる様にした点が、前記第
１の実施例と異なるのみであり、第２図の時刻ｔ＝０に
おいて、前記スイッチング素子をターンオンして、前記
トランスの１次巻線と２次巻線との変成比に従った順方
向のパルス電圧を出力し、また時刻ｔ＝T6において逆方
向のパルスを出力する様に構成することにより、前記第
１の実施例と全く同様の動作と効果が得られる。従っ
て、その動作の説明は省略する。
以上に述べた通り、本発明によるスイッチング電源回路
とすることにより、スイッチング素子のオン期間を固定
し、その動作周期のみを調節する簡素な構成とした場合
に発生する従来例の如き、共振用インダクタに流れる電
流の不連続に伴う過大ノイズの発生は防止することがで
き、しかも低損失な動作が可能となる点で、工業的に益
するところ極めて大なるものといえる。
とすることにより、スイッチング素子のオン期間を固定
し、その動作周期のみを調節する簡素な構成とした場合
に発生する従来例の如き、共振用インダクタに流れる電
流の不連続に伴う過大ノイズの発生は防止することがで
き、しかも低損失な動作が可能となる点で、工業的に益
するところ極めて大なるものといえる。
なお、本発明における共振用インダクタは、必ずしも集
中定数に限定するものではなく、配線のインダクタンス
や線輪部品のもれインダクタンス等をも包含することは
もちろんであり、また、共振用コンデンサについても、
配線或いは巻線による浮遊容量を用いてもよい。
中定数に限定するものではなく、配線のインダクタンス
や線輪部品のもれインダクタンス等をも包含することは
もちろんであり、また、共振用コンデンサについても、
配線或いは巻線による浮遊容量を用いてもよい。
第１図は、本発明による第１の実施例のスイッチング電
源回路図。 第２図は、第１図に示すスイッチング電源の動作チャー
ト図。 第３図は、本発明の第２の実施例を示すスイッチング電
源回路図。 第４図は、従来の此の種スイッチング電源回路図。 第５図は、第４図に示すスイッチング電源回路の動作チ
ャート図。 1、2、111、112…入力端子。 3、4…出力端子。 ５…スイッチング素子SW。 ６…第１のダイオードD1。 ８…共振用インダクタL1。 ９…共振用コンデンサC1。 10…第３のダイオードD3。 11…第２のダイオードD2。 12…負荷側チョークコイルL2 13…負荷側コンデンサC2。 14…出力電流Ioの方向。 15…トランスＴ。 Vin…直流入力電圧。 Ｌ…負荷。 N1…１次側巻線。 N2…２次側巻線。 Io…出力電流。 iL1…回路電流。
源回路図。 第２図は、第１図に示すスイッチング電源の動作チャー
ト図。 第３図は、本発明の第２の実施例を示すスイッチング電
源回路図。 第４図は、従来の此の種スイッチング電源回路図。 第５図は、第４図に示すスイッチング電源回路の動作チ
ャート図。 1、2、111、112…入力端子。 3、4…出力端子。 ５…スイッチング素子SW。 ６…第１のダイオードD1。 ８…共振用インダクタL1。 ９…共振用コンデンサC1。 10…第３のダイオードD3。 11…第２のダイオードD2。 12…負荷側チョークコイルL2 13…負荷側コンデンサC2。 14…出力電流Ioの方向。 15…トランスＴ。 Vin…直流入力電圧。 Ｌ…負荷。 N1…１次側巻線。 N2…２次側巻線。 Io…出力電流。 iL1…回路電流。
Claims (2)
- 【請求項１】スイッチング素子を用いて直流入力を直接
又はトランス等を介して交番するパルスに変換し、整流
平滑して直流出力を得るスイッチング電源回路におい
て、パルス電圧に対し第１のダイオードと共振用インダ
クタとの直列回路と、該インダクタと共振用コンデンサ
とを直列に接続して一方向性の直列共振回路を構成し、
前記共振用コンデンサの両端に並列に、電源電圧の正極
方向に第２のダイオードの正極を、電源電圧の負極に第
２のダイオードの負極を接続するとともに、チョークコ
イルと平滑用コンデンサによるチョークインプットの平
滑回路を接続することによって直流出力を得、かつ第３
のダイオードの正極を前記共振用インダクタの入力側の
端子に接続し、第３のダイオードの負極を電源の負極に
接続することにより、前記パルス電圧が消失した後も、
前記共振用インダクタに流れる電流路を設けたことを特
徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】前記スイッチング素子の導通時間を一定と
し、繰り返し周期を調節することにより、出力電圧を一
定とする様に構成したことを特徴とする特許請求の範囲
１項記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4493788A JPH0646863B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4493788A JPH0646863B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01218352A JPH01218352A (ja) | 1989-08-31 |
| JPH0646863B2 true JPH0646863B2 (ja) | 1994-06-15 |
Family
ID=12705397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4493788A Expired - Lifetime JPH0646863B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0646863B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3611794B2 (ja) * | 2001-02-13 | 2005-01-19 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| JP4349017B2 (ja) | 2003-07-09 | 2009-10-21 | ウシオ電機株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた高圧放電ランプ点灯装置 |
| JP4345385B2 (ja) | 2003-07-15 | 2009-10-14 | ウシオ電機株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた高圧放電ランプ点灯装置 |
| JP2005051845A (ja) | 2003-07-30 | 2005-02-24 | Ushio Inc | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた高圧放電ランプ点灯装置 |
| JP5533250B2 (ja) * | 2010-05-21 | 2014-06-25 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP6037971B2 (ja) * | 2013-08-09 | 2016-12-07 | 三菱電機株式会社 | 降圧チョッパ回路 |
| JP6775743B1 (ja) * | 2019-12-09 | 2020-10-28 | 大西 徳生 | 絶縁形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1988
- 1988-02-26 JP JP4493788A patent/JPH0646863B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01218352A (ja) | 1989-08-31 |
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