JPH06504653A

JPH06504653A - 線形利得制御アンプ

Info

Publication number: JPH06504653A
Application number: JP4500744A
Authority: JP
Inventors: ウィートレイ、チャールズ・イー・ザ・サード
Original assignee: クァルコム・インコーポレーテッド
Priority date: 1990-10-15
Filing date: 1991-10-15
Publication date: 1994-05-26
Also published as: DE69131230D1; EP0553300B1; EP0553300A4; KR0138077B1; WO1992007424A1; AU8943091A; EP0553300A1; NO931376L; KR930703734A; FI931690A0; FI931690L; NO303039B1; US5099204A; FI931690A7; NO931376D0; CA2094133A1; MX9101591A; HK1014808A1; ATE180121T1; AU648364B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】線形利得制御アンプ発明の背景 ■、産業上の利用分野本発明はアンプ（ｘｍｐｌｉｆｉ＊ｔｓ）に関する。特に、本発明は新規で改良された無線周波数の利得制御アンプ回路に関し、その利得はデシベルで測った場合に広い利得範囲について線形である。

■、従来の技術通信ターミナルでアンプ利得を制御するために、自動利得制御（ＡＧＣ：　ｇｕｌｏ＋ｕｆｉｅ　ｇａｉｎ　ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が使用され、様々の設計方式が工夫されている。一般にこのようなアンプの利得範囲は幾分制限されるので、非常に広い信号ダイナミックレンジを扱う用途には直接使用できない。

受信器での帯域濾波に表面弾性波（ＳＡＷ：■百ｘｃｔ　１ｃｏｕｓ目Ｃｖｇｖｔ）フィルタが使用される場合、ＳＡＷフィルタから見た場合の回路のインピーダンスの選択は十分考慮しなければならない。従来、ＳＡＷフィルタの入出力部に直列接続される簡単なインダクタを使用して、ＳＡＷフィルタは外部回路とインピーダンス整合が行われる。このようなインピーダンス整合によって、一般に知られる三重通過干渉（ｔｒｉｐｌｅ　１ｎｎｓｉＩｉｎｌｅ目ｅｒｅｎｃｅ）　（Ｓ　ＡＷフィルタ内の目的信号の反射）を減少することができる。しかしこのような三重通過の減少には挿入損失の犠牲が伴う。

従来のＳＡＷフィルタを使用したときの代表的な挿入損先約２０ｄＢである。簡単なＳＡＷフィルタの理論的に可能な最小挿入損失は６ｄＢである。しかし最小挿入損失において、三重通過信号は目的信号と実質的に干渉するレベルである。

大きな利得制御を必要とし又、ＳＡＷフィルタを帯域濾波に使用する場合、制御できる有効利得範囲を最大にするには、ＳＡＷフィルタの損失を最小に押さえなければならない。

送信電力制御及び受信器のＡＧＣがシステムの動作に非常に重要となるＣＤＭＡ細胞状電話トランシーバ−などの場合、送信器及び受信器は比較的広いダイナミックレンジにわたって動作し、全制御範囲での利得変化に互いに追従しなければならない。このような状況において、受信器は最高で８０ｄＢに容易に到達する利得範囲で動作することが要求される。

ＣＤＭＡ細胞状電話トランシーバ−などのシステムでは、受信信号に応答して、ＡＧＣループは入力のｄＢ関数として出力を示す場合に、測定した信号強度が線形となる信号出力を提供しなければならない。従来のＡＧＣ回路はアンプの利得制御機能が非線形のために、一般にそのような特性を全制御範囲の中の一部でのみ示す。

従って本発明の目的は、利得制御信号に応答して、線形利得制御動作を比較的広い範囲にわたり行うことができる新規で改良された増幅回路を提供することである。

本発明の他の目的は、ｄＢ利得が入力制御信号の線形関数として制御される増幅回路を提供することである。

更に本発明の他の目的は、ＳＡＷフィルタの能動的インピーダンス整合を提供し、三重通過信号の特定レベルにおいて、挿入損失を極小に押さえることである。

更に本発明の他の目的は、広いダイナミックレンジで、広い温度範囲にわたって線形利得制御ができる温度補償増幅回路を提供することである。

発明の概要本発明は、比較的広い利得範囲で線形動作できる線形アンプにより制御される新規で改良された自動利得制御回路である。本発明のアンプは２つの低価格アンプの使用を含み、これらはデュアルゲートＦＥＴアンプで、信号増幅回路としてのＳＡＷバンドパスフィルタには適切に整合していない。更に本発明によるアンプは、低周波数アンプの使用を含み、このアンプはダイオードフィードバックを有するオペアンプ（Ｏｐ−ｇｍｐ）で、信号増幅に関する線形利得制御、及び温度補償が１１０ｄＢを超える利得動作範囲で提供される。

本発明によれば増幅回路が開示され、この回路は広いダイナミックレンジにわたり線形利得制御を提供できる。一実施例による回路は、補償回路、第１アンプ、フィルタ及び第２アンプを具備する。

補償回路は受信信号の電力測定値のログ（ｌｏｇ　）に対応する線形制御信号を受信する。補償回路は制御信号に応答して、所定の補償特性に従って対応する非線形制御信号、つまり補償信号を発生する。第１アンプは補償回路に接続され、補償信号を受信し入力ＲＦ信号を受信する。第１アンプは対応する第１アンプ出力信号を提供するために、入力ＲＦ信号を補償信号によって決定される入力利得レベルで増幅する。

フィルタが第１アンプに接続され、第１アンプ出力信号を受信する。フィルタは不要な周波数成分を第１アンプ出力信号から取り除き、濾波された第１アンプ出力ＲＦ信号を提供する。

第２アンプも又補償回路に接続され補償信号を受信し、フィルタに接続され濾波された第１アンプ出力信号を受信する。

第２アンプは濾波された第１アンプ出力信号を補償信号によって決定される出力利得レベルで増幅し、対応する第２アンプ出力ＲＦ信号を提供する。

フィルタは入力及び出力インピーダンスを有し、これは第１及び第２アンプと整合させず、所定の三重通過レベルの挿入損失を減少する。補償回路は要求される広いダイナミックレンジ動作にわたり、第１及び第２アンプの装置固有の利得非線形性を線形制御信号を使用して補償する。又、補償回路は第１及び第２アンプの温度補償を提供し、利得に対する温度変化の悪影響を減少する。

図面の簡単な説明本発明の特徴、目的、及び効果は、図面を参照して示す以下の詳細な説明により明白となる。これらの図面で同一参照番号は同一要素を示す。

図１は本発明による線形化自動利得制御アンプの一実施例を示すブロック図である。

図２は図１の線形化自動利得制御アンプの概略回路構成を示す一例。

図３は図２の実施例で使用される未補償アンプ回路に固有の利得特性を示すグラフ。

図４は図２の実施例で使用される補償されたアンプの線形化された利得特性を示すグラフ。

好適実施例の詳細な説明図１は本発明による線形増幅回路の一実施例を示すブロック図である。図１の回路が実施される代表的な状況は自動利得制御（ＡＧＣ）回路である。

ＡＧＣ回路の使用はＲＦ周波数帯域で動作する受信器又は送信器を使用する通信分野で良く知られている。ＡＧＣ回路は一般に、受信信号の強度に基づき、受信信号電力を後段の信号処理のために制御し、ならびに送信器電力を制御するのに使用される。ＡＧＣ回路の場合、受信信号の強度つまり電力の測定は、ＡＧＣ信号が発生される幾つかの点で行われる。

ＡＧＣ信号は一般に利得制御信号として可変利得アンプに提供される。そのＡＧＣ信号に応答して、アンプは受信信号に適用される利得量を調節する。アンプの利得はシステムのパラメータ又は信号強度に依存してプラス又はマイナスである。

図１に示すアンプは、補償回路１０、可変利得増幅回路１２、フィルタ１４及び可変利得増幅回路１６を含む。図１において、利得制御信号が補償回路１０に供給される。ＡＧＣが使用される場合、信号強度測定回路（図示されず）により、そのような制御信号は受信ＲＦ信号の測定された信号強度のログ、又は測定の前に周波数低化変換された場合はＩＦ倍信号線形に対応して発生される。

制御信号は入力信号として補償回路に供給され、そこで制御信号は所定の補償特性に従って修正される。補償回路１０は制御信号内の補償成分を、入力ＲＦ信号を増幅するために使用される増幅回路に固有の非線形性を補償するために提供する。従って補償回路１０は補償された制御信号を発生し、この信号は補償回路から非線形制御信号、つまり補償信号として出力される。非線形性が線形制御信号に応答して発生する場合の増幅器の利得曲線上の点を除き、補償信号は制御信号に関して一般に線形である。

ＣＤＭＡ車載電話の場合、増幅回路は８０ｄＢを超える広いダイナミックレンジで動作することが要求される。この用途に使用される増幅回路は商業的に成功するために低いコストでなければならない。このような低コスト設計では、従来技術が広い動作利得範囲で利得制御に使用されるとき、非線形利得を有するアンプ要素を使用する。このように広い動作利得範囲での車載電話の適切な動作には、補償が提供されなければならない。利得制御要素の対が使用される場合、正確な制御は特に難しい。このような用途では、受信器及び送信器にゲイン制御アンプが使用され、それらアンプは利得変化つまり調整するために互いに追従しなければならない。

好適実施例において、カスケード（ｃｘｓｃｇｄｅｄ）アンプ形式が使用され、受信信号振幅の可変利得制御が提供される。カスケード接続されるアンプの間にはフィルタが設けられ、このフィルタはＲＦ倍信号ら帯域外の周波数成分を取り除く。又、デュアルアンプはそのフィルタの能動的インピーダンス整合を提供する機能がある。

図１に示すように、増幅回路１２及び１４は、利得制御入力に補償信号を補償回路１０から受信する。増幅回路１２はＲＦ倍信号入力で受信し、補償信号によって決まる利得レベルを使用してその信号を増幅する。

フィルタ１４は一般にバンドパスフィルタであるが、周波数に応じて他のタイプのフィルタを使用することもできる。

車載電話の場合、フィルタ１４はＳＡＷフィルタとして実施される。フィルタ１４はＲＦ倍信号ら不要周波数成分を取り除く。フィルタ１４は濾波された信号をその出力に発生し、この信号は増幅回路１６の入力に供給される。増幅回路１６はその入力に濾波されたＲＦ倍信号受信し、補償信号によって決まる利得レベルでその信号を増幅する。

ＳＡＷフィルタとして実施されるフィルタ１４は固有の入出力インピーダンスを有し、このインピーダンスは適切に整合され、三重通過を許容するレベルで極小挿入損失を提供しなければならない。一般にＳＡＷフィルタは入力と出力にインダクタなどの受動成分を使用して適切なインピーダンス整合を提供し、フィルタのインピーダンスを５０Ω回路要素に適切に結合できる値に変換する。しかし、このようなインピーダンス整合の結果、理論的最小値６ｄＢより遥かに大きな挿入損失が生じる。三重通過の影響によって生じる問題を避ける約２０〜２５ｄＢのカスケードアンプ構成を使用する場合、増幅回路１２及び１６は”能動”インピーダンス整合を提供し、この整合により挿入損失は最も減少し、三重通過影響は許容できるレベルになる。従って挿入損失は１４〜１５ｄＢの更に適した範囲となる。

図２は図１の増幅回路の実施例を更に詳細に示す。補償回路１００はＡＧＣ信号を受信し、その信号に応答して適切な補正を発生する。その結果生じる補償信号は補償回路１００から増幅回路１２０及び１６０に出力される。

増幅回路１２０はＩＦ倍信号受信し、その信号を補償信号によって決まる利得レベルで増幅する。増幅されたＩＦ倍信号フィルタ１５０に出力され、そこで帯域通過濾波され、増幅回路１６０に出力される。増幅回路１６０は増幅され濾波されたＩＦ倍信号受信し、その信号は補償信号によって決まる利得レベルで増幅される。増幅されたＩＦ倍信号増幅回路１６０から後段の処理のために出力される。

補償回路１００は、演算増幅器つまりオペアンプ１０２を含み、このオペアンプは入力抵抗１０４を介してＡＧＣ信号を受信する反転入力を有する。反転入力は又、非線形フィードバック回路を介してオペアンプ１０２の出力に接続される。

このフィードバック回路は直列接続された抵抗１０６及びダイオード１０８を具備し、これらは可変抵抗１１０と並列に接続される。オペアンプ１０２の非反転入力には、ダイオード１１２を介した参照電圧つまりバイアス電圧が提供される。

この電圧は供給電圧ｖＣＣから抵抗１１４を介して供給される。抵抗１０４．１０６及び１１４は同一抵抗値で例えば１０にΩである。一方、可変抵抗１１０は遥かに大きな値を提供でき、例えば５０にΩである。

補償回路１００の動作において、ＡＧＣ電圧がオペアンプ１０２の非反転入力に発生しているバイアス電圧より高いと、並列構成の抵抗１０６及び可変抵抗１１０は、入力抵抗１０４と共に（Ｒ１０６／／Ｒ１１０／Ｒ１０４）　、オペアンプ１０２の動作に関する第１スロープ利得を設定する。ＡＧＣ電圧がバイアス電圧より低いとき、可変抵抗１１０は入力抵抗１０４と共に（ＲＩＩＯ／Ｒ１０４）　、オペアンプ１０２の動作に関する第２の利得曲線を設定する。更にダイオード１０８及び１１４は、ダイオード１０８つまりフィードパ・ツクに影響している温度で変化し、同様にダイオード１１４及びバイアス電圧に影響している温度で変化するダイオードで、同一タイプのものが望ましい。ダイオード１１４の代わりに、サーミスタのような温度に反応する素子を使用しても良い。

オペアンプ１０２の非反転入力に発生しているバイアス電圧は、この分野で知られている数多くの異なるレベル及び異なる方法で発生できる。

補償回路１００によって発生した補償信号はオペアンプ１０２から増幅回路１２０及び１６０に出力される。増幅回路１２０は一般にデュアルゲートＦＥＴアンプ１２２で構成される。このアンプ１２２は抵抗１２４を介してオペアンプ１０２の出力に接続されるゲート（Ｇ１）を具備し、このゲート（Ｇ１）は又コンデンサ１２６を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１２２の他のゲート（Ｇ２）は可変コンデンサ１２８を介して入力ＩＦ倍信号受信し、そして並列構成の抵抗１３０、可変コンデンサ１３２及びインダクタ１３４を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１２２のソース（Ｓ）は並列構成の抵抗１３６及びコンデンサ１３８を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１２２のドレイン（Ｄ）は並列構成の抵抗１４０及びインダクタ１４２を介して電源＋ＶＣＣに接続され、更に可変コンデンサ１４４を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１２２のドレイン（Ｄ）は又ＳＡＷフィルタ１５０の人力に接続される。

オペアンプ１０２の出力によって決定するゲート（Ｇｌ）の電圧はＦＥＴ１２２の利得レベルを制御する。入力ＩＦ倍信号ＦＥＴ１２２で決まる利得レベルで増幅され、その出力電圧がＳＡＷフィルタ１５０の入カドランスジューサー（図示されず）を介して発生する。並列構成の抵抗１４０及びインダクタ１４２の値は、ドレイン（Ｄ）に発生しているＦＥＴ１２２の出力インピーダンスと共に、この回路のインピーダンスがＳＡＷフィルタ１５０から見たときのソースインピーダンスを供給するように選択される。

それは調整済みの簡単なマツチングネットワークで示すことができ、完全なＳＡＷフィルタの総合的な挿入損失（ＩＬ）はほぼ次のようになる。

ここでＧ、は音響アドミタンス（ＳＣ…ｔｉｃ　Ｉｄ＋ｏ…１ｎｃｔ）の実数部Ｇ　はソース及び負荷アドミタンスの実数部器又、完全なフィルタの三重通過応答（ＴＴＲ：　ｔｒｉｐｌ＜　１ｒｘｎｓｉｔ　ｒｕｐｏｕｅ）は次のように示すことができる。

式（１）及び（２）によって示される関係を用いて、主要信号に対する３０ｄＢのの三重通過応答に関して、１２ｄＢの挿入損失を計算できる。

増幅回路１６０は増幅回路１２０と同様の方法で構成できる。増幅回路１６０はデュアルゲートＦＥＴアンプ１６２を具備し、このＦＥＴはＦＥＴ１２２と同一であることが望ましい。アンプ１６２はゲート（Ｇｌ）を有し、このゲートは抵抗１６４を介してオペアンプ１０２の出力に接続され、又コンデンサー６６を介してグランドに接続される。ＦＥＴｌ６２のゲート（Ｇ２）はＳＡＷフィルター５０の出力に接続され、濾波され増幅されたＩＦ倍信号それからの出力）を受信し、並列構成の抵抗１７０、可変コンデンサ１７２及びインダクタ１７４を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１６２のソース（Ｓ）は並列構成の抵抗１７６及びコンデンサ１７８を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１６２のドレイン（Ｄ）は並列構成の抵抗１８０及びインダクタ１８２を介して電源電圧＋ＶＣＣに接続され、又可変コンデンサ１８４を介してグランドに接続される。ＦＥＴ１６２の出力は可変コンデンサ１８６を介して提供され、又ＦＥＴ１６２のドレイン（Ｄ）に接続されている。

オペアンプ１０２の出力によって決まるゲート（Ｇｌ）の電圧は、前述同様にＦＥＴ１６２の利得レベルを制御する。

ＳＡＷフィルタ１５０からのＩＦ信号出力はＦＥＴ１６２で決まる利得レベルで増幅され、その出力電圧は可変コンデンサ１８６の出力に発生する。並列構成の抵抗１７０及びインダクタ１７２の値は、ゲート（Ｇ２）に現われているＦＥＴ１６２の入力インピーダンスと共に、この回路のインピーダンスがＳＡＷフィルタ１５０の出力インピーダンスに適切な負荷を与えるように選択される。

ＦＥＴの出力インピーダンスは一般にその入力インピーダンスより大きい。増幅回路１２０において、抵抗１４０は回路の出力インピーダンスがＳＡＷフィルタ１５０の入力に整合するように設定するために使用される。増幅回路１６０１：おいて、抵抗１７０は回路の入力インピーダンスがＳＡＷフィルタ１５０の出力インピーダンスに整合するように設定するために使用される。抵抗１７０の値は抵抗１４０の値より小さい。なぜなら、ＦＥＴの入力インピーダンスはその出力インピーダンスより大きいからである。アンプに選択された抵抗のこの不整合によって、ＦＥＴの入力及び出力インピーダンスの違いが補償され、あらゆる回路要素に対してインピーダンスが補償される。本実施例において、ＦＥＴインピーダンスの違いに合せてそのインピーダンスが設定される抵抗の値は厳密なものではない。勿論、トランス整合技術を用いて更に大きな利得を実現できる。

図３は増幅回路の利得特性を示すグラフで、ＡＧＣ信号の補正が無い場合である。実線及び点線は各々、実際の利得特性曲線及び所望の利得特性曲線である。この回路は約−４０ｄＢから約２０ｄＢの利得値について直線制御利得をｄＢで有する。従って未補償の増幅回路は６０ｄＢの動作範囲を提供し、ｄＢ利得はアンプの利得制御入力に与えられた入力電圧の線形関数である。−４０ｄＢ以下の領域では、実際の利得は所望利得曲線の所望される直線から著しく逸れている。

本発明が所望利得曲線について改良された校正を提供しようとする部分は、この −４０ｄＢ以下の領域である。

図４は増幅回路の利得特性を示すグラフで、ＡＧＣ信号の補正が有る場合である。実線と点線は前と同様に、各々実際の利得特性曲線と所望線形利得特性曲線である。回路は約−７５ｄＢから約１０ｄＢの利得値について、ｄＢで直線制御利得を有する。従って補償された増幅回路は、約８５ｄＢの動作領域を提供し、ｄＢ利得はアンプの利得制御入力に与えられた入力電圧の線形関数である。−７５ｄＢ以下の領域では、実際の利得は、未補償回路より、利得曲線の所望直線利得に非常に接近している。従って本発明の増幅回路に対して補償されたＡＧＣ信号を提供することで、入力ＡＧＣ信号の線形関数に一致する拡張されたｄＢ利得制御が可能であることが分かる。

以上の好適実施例の説明は、当業者が本発明を実施できるように提供された。当業者は様々の修正を本実施例に施すことができ、ここで定義された原則は発明的発想によらずにそのような実施例に適用できる。従つて本発明は本明細書に示した実施例に限定されるものではなく、ここで開示された原則及び新奇な特徴が示す範囲に対応するものである。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成５年４月１５日

Claims

【特許請求の範囲】

１．増幅回路において、制御信号を入力して、その信号に対応する補償信号を所定補償特性に従って発生する補償手段と、入力信号及び前記補償信号を入力し、前記補償信号によって決定される入力利得レベルで前記入力信号を増幅し、それに対応する入力増幅手段出力信号を提供する入力増幅手段と、前記入力増幅手段出力信号を入力及び濾波するフィルタ手段と、前記濾波された入力増幅手段出力信号及び前記補償信号を入力し、前記濾波された入力増幅手段出力信号を前記補償信号によって決定される出力利得レベルで増幅し、それに対応する出力増幅手段出力信号を提供する出力増幅手段と、を具備することを特徴とする増幅回路。
２．請求項１記載の増幅回路において、前記フィルタ手段は所定の入力及び出力インピーダンスを有し、前記入力増幅手段は更に、前記フィルタ手段入力インピーダンスを整合させるために、選択された出力インピーダンスを提供し、及び前記出力増幅手段は更に、前記フィルタ手段出力インピーダンスを整合するために、選択された入力インピーダンスをを提供することを特徴とする増幅回路。
３．請求項１記載の増幅回路において、前記フィルタ手段は表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタを具備することを特徴とする増幅回路。
４．請求項３記載の増幅回路において、前記入力及び出力増幅手段は各々ＦＥＴアンプを具備することを特徴とする増幅回路。
５．請求項４記載の増幅回路において、前記フィルタは所定の入力及び出力インピーダンスを有し、前記入力増幅手段ＦＥＴアンプは所定の出力インピーダンスを有し、このインピーダンスは前記フィルタ入力インピーダンスに整合されており、及び前記出力増幅手段ＦＥＴアンプは、前記フィルタの出力インピーダンスに整合された所定の入力インピーダンスを有することを特徴とする増幅回路。
６．広いダイナミックレンジにわたり線形利得制御を提供できる自動利得制御（ＡＧＣ）増幅回路において、ＡＧＣ信号を入力できる入力、及び出力を有する補償回路と、複数入力と出力の対を有する第１アンプであって、前記第１アンプの一方の入力は、前記補償回路出力に接続され、前記第１アンプの他方の入力は入力信号を入力でき、入力及び出力を有するフィルタであって、前記フィルタの入力は前記第１アンプ出力に接続され、複数入力及び出力の対を有する第２アンプであって、前記第２アンプの一方の入力は前記補償回路出力に接続され、前記第２アンプの他方の入力は前記フィルタ出力に接続され、を具備することを特徴とする回路。
７．請求項６記載の回路において、前記フィルタは表面弾性波（ＳＡＷ）帯域通過フィルタを具備することを特徴とする回路。
８．請求項６記載の回路において、前記第１及び第２アンプはデュアルゲートＦＥＴアンプを具備することを特徴とする回路。
９．請求項７記載の回路において、前記第１及び第２アンプはデュアルゲートＦＥＴアンプを具備することを特徴とする回路。
１０．請求項９記載の回路において、前記第１増幅ＦＥＴアンプは更に、前記第１アンプ出力に接続される第１インピーダンス整合回路を具備し、前記フィルタの入力インピーダンスを前記フィルタの三重通過応答の所定レベルに関して整合させ、及び前記第２増幅ＦＥＴアンプは更に、前記第１アンプ出力の前記他方の入力に接続される第２インピーダンス整合回路を具備し、この整合回路は前記フィルタの出力インピーダンスを前記フィルタの三重通過応答の前記所定レベルに関して整合させ、ここで前記フィルタは、前記第１インピーダンス整合回路と共に前記第１増幅ＦＥＴにより確定するインピーダンスレベル、及び前記２インピーダンス整合回路と共に前記第２増幅ＦＥＴにより確定するインピーダンスレベルに対応する挿入損失を有することを特徴とする回路。
１１．請求項６記載の回路において、前記補償回路は、参照電圧を入力できる非反転入力と、ＡＧＣ信号を入力できる反転入力、及び出力を有するオペアンプと、前記オペアンプ出力及び前記反転入力の間に設けられる非線形フィードバックネットワークとを具備することを特徴とする回路。
１２．請求項１１記載の回路であって、前記非反転入力に接続される温度補償手段を更に具備し、この温度補償手段は前記非反転入力に与えられた前記参照電圧のレベルを制御することを特徴とする回路。
１３．請求項９記載の回路において、前記補償回路は、参照電圧を入力できる非反転入力と、ＡＧＣ信号を入力できる反転入力、及び出力を有するオペアンプと、前記オペアンプ出力及び前記反転入力の間に設けられる非線形フィードバックネットワークとを具備することを特徴とする回路。
１４．請求項１３記載の回路において、前記非反転入力に接続される補償手段を更に具備し、この補償手段は前記非反転入力に与えられた前記参照電圧のレベルを制御することを特徴とする回路。
１５．広いダイナミックレンジにわたり、線形利得制御を増幅回路に提供する方法において、線形制御信号に応答して、それに対応する補償信号を所定の補正特定に従って発生し、前記補償信号により決定される入力利得レベルで入力を増幅し、それに対応する増幅された第１信号を提供し、前記増幅された第１信号を濾波し、及び前記補償信号によって決定される出力利得レベルで前記濾波され増幅された第１信号を増幅し、それに対応する増幅された第２信号を提供し、以上の行程を具備することを特徴とする方法。
１６．請求項１５記載の方法において、前記入力信号は第１アンプによって増幅され、前記増幅された第１信号は所定の入力及び出力インピーダンスを有するフィルタによって濾波され、及び前記濾波され増幅された第１信号は第２アンプによって増幅され、更に前記方法は前記フィルタに対してフィルタの三重通過応答に関する前記第１及び第２アンプのインピーダンス整合を提供することを特徴とする方法。