JPH06506070A - スペクトル補間および高速コードブックサーチを有する音声コーダおよび方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 スペクトル補問および高速コードブックサーチを有する音声コーダおよび方法 発明の分野 本発明は一般的には通信信号の高品質および低ビットレートの符号化に関し、か つ、より特定的には、リニア予測符号化技術におけるかつ音声コーダにおけるよ り効率の良い音声信号の符号化に関する。

発明の背景 コード駆動リニア予測（Ｃｏｄｅ−Ｅｘｃｉｔｅｄ　Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉ ｃｔｉｏｎ：ＣＥＬＰ）は広く使用されている低ビットレートの音声符号化技術 である。典型的には、ＣＥＬＰを使用した音声コーダは音声波形の冗長性を除去 するために長期間（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）および短期間（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ ）のリニア予測を活用することにより、かつ駆動信号（ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ　 ｓｉｇｎａｌ）とも称される予測残留信号を表すために必要なビットレートを低 減するためにベクトル量子化技術を使用することにより音声信号の効率的な符号 化を達成する。

ＣＥＬＰ形音声コーダは典型的には１組の駆動コードベクトル、ゲインアジャス タ、長期間シンセシスフィルタ、および短期間シンセシスフィルタを含むコード ブックを含んでいる。選択された駆動コードベクトルの指数、量子化ゲインおよ び長期間および短期間シンセシスフィルタのパラメータはデジタル符号化信号の 再生のために送信または記憶される。前記短期間シンセシスフィルタのパラメー タは、典型的には入力信号のリニア予測符号化（Ｌ　Ｐ　Ｇ）分析によって得ら れるが、信号スペクトル情報を伝達しかつ典型的にはビットレートの制約のため 各時間フレームに一度更新されかつ送信される。しかしながら、ＬＰＧパラメー タをそのような区分的な（ｐｉｅｃｅｗｉｓｅ）様式で更新することはしばしば フレーム境界で短期間シンセシスフィルタの不連続性を生じる結果となる。２つ の隣接する音声フレームの間でのＬＰＧシンセシスフィルタのパラメータのリニ ア補間が前に送信ビットレートを増大することなくスペクトルの遷移を滑らかに するために示唆されてきた。

しかしながら、そのような補間の従来の手法はエンコーディングにおける複雑さ を大幅に増大することにつながる。

フィルタ遷移を滑らかにするという目標を達成するのみならず、エンコーディン グの複雑さが少ないより効率的な補間方法を開発する必要性が存在する。

発明の概要 実質的に信号を再現するための装置、システム、および方法が提供され、前記信 号は引き続く時間インターバルに区分され、各時間インターバルの信号区分は１ 組のベクトルを有する代表的な入力基準信号を有し、かつ各々の時間インターバ ルの信号区分の各々の代表的な入力基準信号に対して少なくとも第１の代表的な 電気信号を有する。前記方法、システム、および装置は、少なくともコードブッ クメモリ、必要な場合にはゲインアジャスタ、少なくとも第１のシンセシスフィ ルタを有するシンセシスユニット、コンバイナ、および少なくとも第１の知覚的 重み付はフィルタを有する知覚的重み付はユニットを有する少なくとも１つのコ ードブックユニットを使用し、少なくとも前記信号を実質的に再現するために１ 組の関連する合成された信号ベクトルを発生するために前記代表的な入力基準信 号の電気的信号を利用する。

シンセシスユニットは前記少なくとも第１のシンセシスフィルタのための１組の 補間されていないパラメータを得るために選択された時間信号区分に対して各々 の代表的な入力基準信号のための少なくとも第１の代表的な電気的信号を利用す る。前記少なくとも第１のシンセシスユニットは、前記少なくとも第１のシンセ シスフィルタを使用して、対応するインパルス応答表現を得、かつ次に各々の選 択された隣接時間信号区分のおよびその直後の現在の時間信号区分のインパルス 応答を補間して所望のサブパーティションのための１組の補間されたシンセシス フィルタを提供する。前記補間されたシンセシスフィルタは所望のサブパーティ ションに対して対応する組の補間された知覚的重み付はフィルタを提供し、それ によって隣接区分の各々の対の間でのシンセシスフィルタおよび知覚的重み付は フィルタの滑らかな遷移が得られる。前記コードブックユニットは前記１組の基 準信号ベクトル、前記関連する組の補間されたシンセシスフィルタおよび前記現 在の時間信号区分に対する前記関連する組の補間された知覚的重み付はフィルタ を使用して前記少なくとも第１のコードブックメモリから対応する組の最適の駆 動コードベクトルを選択する。

さらに、各々の所望の入力基準信号ベクトルに対し、（１）前記コードブックユ ニットの少なくとも第１のコードブックメモリから特定の駆動コードベクトルが 提供され、前記コードブックメモリは前記代表的な入力ベクトルに応答してそこ に記憶された１組の駆動コードベクトルを有し、（２）必要な場合には、前記特 定の駆動コードベクトルに応答して、前記ゲインアジャスタがそのコードベクト ルを選択された駆動ゲイン係数で乗算して実質的に各々の代表的な入力基準信号 ベクトルに対する代表的な電気的信号のエネルギとの相関を実質的に提供し、（ ３）前記対応する補間されたシンセシスフィルタは、前記特定のゲインによって 乗算された特定の駆動コードベクトルに応答して、合成された信号ベクトルを生 成し、（４）前記コンバイナは、前記合成された信号ベクトルにおよび前記入力 基準信号ベクトルに応答して、合成された信号ベクトルをそれに関連する入力基 準信号ベクトルから減算して対応する再現エラーベクトルを得、（５）補間され た知覚的重み付はユニットは、前記対応する再現エラーベクトルに応答して、対 応する知覚的重み付けされた２乗エラーを決定し、（６）セレクタは、前記対応 する知覚的重み付け２乗エラーに応答して、それが他のコードベクトルによって 生成される全ての他のエラーよりも小さいことを決定する知覚的重み付け２乗エ ラーを有するコードベクトルの指数を記憶し、（７）前記装置、システムおよび 方法は前記コードブックメモリにおける各駆動コードベクトルに対して前記ステ ップ（１）、（２）、（３）、（４）、（５）および（６）を反復しかつこれら のステップを高速コードブックサーチ方法を使用して実行し、関連する入力基準 信号ベクトルに対する最適の駆動コードベクトルを決定し、そしてコードブック ユニットは引き続き、必要な場合には、前記１組の選択されたゲインによって乗 算された前記組の選択された最適駆動コードベクトルを対応する組の補間された シンセシスフィルタに入力して前記与えられた入力基準信号に対して関連する組 の合成された信号ベクトルを生成し実質的に入力信号を再現する。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明を使用するデジタル音声コーダ・エンコーダユニットの第１の 実施例を示す概略的ブロック回路図である。

第２図は、本発明に係わる第１図のシンセシスユニットの第１の実施例を示す詳 細なブロック回路図である。

第３図は、本発明に係わる第２図のＬＰＧアナライザの詳細なブロック回路図で ある。

第４図は、本発明を使用するデジタル音声コーダ送信機によって行われる概略的 なシーケンスのステップを示すフローチャートである。

第４Ａ図は、本発明に係わる高速コードブックサーチの第１の実施例を示すフロ ーチャートである。

第５図は、本発明に従ってｍ番目のサブパーティションに対するＬＰＧ−３Ｆシ ンセシスフイルタおよび知覚的重み付はフィルタが実現される第１の方法を示す フローチャートである。

第６図は、本発明に従ってｍ番目のサブパーティションに対するＬＰＧ−３Ｆシ ンセシスフイルタおよび知覚的重み付はフィルタが実現される第２の方法を示す フローチャートである。

第７図は、本発明に従って重み付けされた２乗エラーを決定するための詳細な高 速コードブックサーチ方法を示すフローチャートである。

好ましい実施例の詳細な説明 第１図は、数字１００によって、デジタル音声コーダ送信機ユニットの概略的な ブロック回路図を示し、該デジタル音声コーダ送信機ユニットは本発明を使用し 、少なくとも第１のコードブックメモリ手段を有する、コードブックユニット（ １０２）、必要な場合にはゲインアジャスタ（１０４）、少なくとも第１のシン セシスフィルタを有する少なくとも第１のシンセシスユニット（１０６）、コン バイナ（１０８）、および知覚的重み付はユニット（１１０）を少なくとも利用 して入力信号を信号処理し、実質的に前記入力信号、典型的には音声波形、を再 現する。前記入力信号は引き続く時間インターバルに区分され、各々の時間イン ターバルの信号区分は少なくとも第１の代表的な電気的信号を有する代表的な入 力ベクトルを有する。前記代表的な入力ベクトルの電気的信号は少なくとも実質 的に前記入力信号を再現するために使用できる関連する１組の合成された信号ベ クトルを発生するために使用される。前記少なくとも第１のコードブックメモリ 手段は前記コードブックユニット（１０２）のコードブックメモリから特定の駆 動コードベクトルを提供し、前記コードブックメモリは前記代表的な入力ベクト ルに応答してそこに記憶された１組の駆動コードベクトルを有する。一般に、前 記コードブックユニット（１０２）は少なくとも特定の駆動コードベクトルを記 憶するためのコードブックメモリ、コードブックサーチ用コントローラ、および 最適の駆動コードブックベクトルを決定するためのコードブック駆動ベクトルオ プテイマイザ（ｏｐｔｉｍｉｚｅｒ）を具備する。希望する場合には、典型的に は増幅器である、ゲインアジャスタ（１０４）が前記特定の駆動コードベクトル を選択された駆動ゲインベクトルによって乗算し実質的に前記代表的な入力ベク トルのエネルギとの相関を提供する。各々の時間インターバルの信号区分の各々 の代表的な入力基準信号に対する前記少なくとも第１の代表的な電気信号および 、希望する場合には前記選択されたゲインベクトルによって乗算することにより 調整された、前記特定の駆動コードベクトルは前記シンセシスユニット（１０６ ）に入力される。

第２図は、数字２００により、本発明に係わる第１図の少なくとも第１のシンセ シスユニット（１０６）の第１の実施例の詳細なブロック回路図を示す。前記少 なくとも第１のシンセシスフィルタは各々の代表的な入力信号ベクトルに対して 対応する合成された信号ベクトルを得る。少なくとも第１のシンセシスユニット （１０６）はもし希望するならばピッチアナライザ（２０２）およびもし希望す るならばピッチシンセシスフィルタ（２０６）を含むことができ、調整されたコ ードブックベクトルをさらに調整するため長期間予測子（ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ） を得ることができる。第１のシンセシスユニットは典型的にはさらに少なくとも ＬＰＧアナライザ（２０４）および少なくとも第１のＬＰＧシンセシスフィルタ （２０８）を具備する。

第３図は、数字３００により、本発明に係わる第２図のＬＰＧアナライザ（２０ ４）の詳細なブロック回路図を示す。該ＬＰＧアナライザ（２０４）は典型的に は区分された入力信号からパラメータを得るためにＬＰＧ抽出器（ｅｘｔｒａｃ ｔｏｒ）（３０２）を使用し、ＬＰＧ量子化器（３０４）によって時間信号区分 のパラメータを量子化し、かつすぐ後に説明するようにＬＰＧ補間器（３０６） によって２つの隣接する時間信号区分のパラメータを補間する。

前記少なくとも第１のシンセシスフィルタは典型的には実質的に次の形式の伝達 関数を有する少なくとも第１の時変（ｔ　ｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ）リニア予測 符号化シンセシスフィルタ（ＬＰＧ−８Ｆ）（２０８）である。

この場合、ｉ＝１．　２．・・・、ｐに対して、ａ、は前記対応する時間信号区 分を分析することによって得られる１組の推定された予測係数を表し、かつｐは 予測器オーダ（Ｏｒｄｅｒ）を表す。選択された隣接時間信号区分のかつその直 後の時間区分のＬＰＧ−８Ｆは実質的に次の形式のものである。

ｐ この場合、＋　＝　１．　２，３＋　・・・、ｐおよびｊ＝１．２に対し、ａ、 （ｊ）は、それぞれ、ｊ＝１の場合選択された隣接時間信号区分におけるそして ｊ＝２の場合その直後の現在の時間信号区分における１組の予測係数を表わし、 ｐは予測器オーダを表わし、従って、 前記伝達関数Ｈ（ｊ）（ｚ）に対するインパルス応答は実質的に次の式で表わさ れる。

ｈ　（ｊ）（ｎ）−δ（ｎ） この場合、δ（ｎ）はインパルス関数であり、かつ従って、以下にｈ　（ｎ）で 示される、それぞれｈ　（ｎ）およびｈ（２）（ｎ）のリニア補間によって得ら れる現在の時間区分のｍ番目のサブパーティションにおける前記少なくとも第１ のシンセシスフィルタのインパルス応答は実質的に次のようになる。

この場合、β□＝１−α□であり、かっＯ〈α。〈１であり、異なるα□が各々 のサブパーティションに対して使用され、それによって実質的に次の形式の補間 されたシンセシスフィルタの伝達関数を提供する。

Ｈ（ｚ）＝ａ　Ｈ（ｚ）十β　Ｈ（ｚ）ｍ　ｍ　ｍ この場合、 Ａ’　（ｚ） ｉ＝１ かつ、 ｉ＝１ 但しｊ＝１．２、であり、現在の時間インターバルの信号区分のｍ番目のサブパ ーティションにおける知覚的重み付はフィルタは次の形式の伝達関数を有する。

この場合、γは典型的には実質的に０．８となるよう選択される。

第２の実施例における、高速コードブックサーチ方法に対しては、前記シンセシ スフィルタ（２０８）はＬＰＧ−３Ｆフイルタにおけるかつ前記知覚的重み付は フィルタにおけるサブパーティションを補間するためのパラメータを提供するた めに使用されるオールポール（ａｌｌ　ｐｏｌｅ）のシンセシスフィルタによっ て近似でき、前記オールボールのシンセシスフィルタは実質的に少なくとも、選 択された補間インパルス応答サンプルに応じて、選択された切捨てまたは短縮（ ｔ　ｒｕｎｃａ　ｔ　ｅｄ）補間インパルス応答サンプルを使用して第１のｐ＋ ｌの自己相関係数を推定または計算するための推定ユニット、および前記推定さ れた相関係数に応答して、前記自己相関係数を再帰（ｒｅｃｕｒｓｉｏｎ）アル ゴリズムを使用して直接形式の予測係数に変換するための変換ユニットを使用す る。

ｍ番目のサブパーティションにおける前記推定された自己相関係数は次のように 表わされる。

−Ｒ（ｋ）＝Σｈ　（ｎ）ｈ　（ｎ十ｋ）ｍ　ｍ　ｍ この場合、ｋ＝帆　１．・・・、ｐであり、かつ前記和は得られるすべてのパー ティションのインパルス応答にわたるものであり、 従って、 −Ｒ（ｋ）＝ （ｊ）　（Ｄ −Ｒ（Ｊ）　（ｋ）　＝Σ１１　（ｎ）　ｈ　（ｎ＋ｋ）は前記隣接および現在 の区分の補間されていないインパルス応答の自己相関係数であり、ｋ＝ｏ、１． ・・・、ｐ、かつｊ＝１．２であり、かつ −Ｒ（Ｉ　Ｊ）　（ｋ） ＝Σｈ　（ｉ）（ｎ）　ｈ　（ｎ＋ｋ）（ｊ） は前記補間されないインパルス応答の間の相互相関係数であり、但しに＝ｏ、１ ．・・・、ｐＳ　ｉ、ｊ＝ｌ、２であり１ｑｋｊである。

希望する場合には、前記シンセシスユニットはさらにピッチシンセシスユニット を含み、該ピッチシンセシスユニットは少なくともピッチアナライザおよび実質 的に次の形式の伝達関数を有する時変ピッチシンセシスフィルタを含む。

Ｂ　（Ｚ）＝１／　（１−βｚ−０） この場合、Ｔは推定ピッチラグを表わし、かっβは前記ピッチ予測器のゲインを 表わす。

前記知覚的重み付はユニットは、前記補間シンセシスフィルタの伝達関数にかつ コンバイナの出力に応答し、実質的に次の形式の伝達関数を有する少なくとも第 １の知覚的重み付はフィルタを含む。

Ｗ　（ｚ）　−Ｈ（Ｚ／７）／　（Ｈ（Ｚ））この場合、γは典型的には実質的 に０．８となるよう選択される。

駆動コードベクトルは典型的にはメモリに記憶され、前記コードブックユニット は、知覚的重み付け２乗エラーに応答して、各々の選択された入力基準ベクトル を信号処理し、それによって前記コードブックメモリにおける各駆動コードベク トルが各々の選択された入力基準ベクトルに対して信号処理され、かつコードブ ックメモリにおける最適の駆動コードベクトルを決定する。

前記コードブックユニットは、前記少なくとも第１のシンセシスフィルタのイン パルス応答に応じて、高速コードブックサーチを使用し、この場合入力信号ベク トルとｉ番目の駆動コードベクトルを使用する関連する合成されたコードベクト ルとの間の知覚的に重み付けされた２乗エラーは実質的に、このエラーをＥ、で 示すと、次の式で決定される。

この場合、Ｘは選択されたサブパーティションにおける入力目標（ｔａｒｇｅｔ ）ベクトルであり、これは実質的に対応する補間された重み付はフィルタによっ てろ波された選択されたサブパーティションにおける入力基準信号ベクトルに等 しく対応する補間された重み付けＬＰＧ−８Ｆのゼロ入力応答がそこから減算さ れており、Ａ、はペクトルＸとｍ番目のサブパーティションにおけるｉ番目のる 波されたコードベクトルｙ、のドツト積であり、そしてｌ　、　ｍ Ｂ、は前記ベクトルｙ、の２乗されたノルム（ｓｑｕｌ　１、ｍ ａｒｅｄ　ｎｏｒｍ）を表わす。対応する補間された重み付けＬＰＧ−８ＦはＨ （ｚ／γ）の伝達関数を有し、該伝達関数は次の式で表わされる。

この場合、ｍ番目のサブパーティションに対して、γは典型的には０．８となる よう選択され、かつｉ＝１．　２゜・・・、ｐでありｐが予測器オーダとした時 、ａ、は対応１　、　ｍ する補間されたＬＰＧ−３Ｆのパラメータを表わす。

前記Ｈ（ｚ／γ）のインパルス応答ｈ　（ｎ）は実ｍ　Ｗｍ 質的に次式に等しくなる。

ｈ　（ｎ）＝γ　ｈ　（ｎ） Ｗｍ　ｍ また、ｈｍ（ｎ）は対応するＬＰＧ−３Ｆのインパルス応答である。

ｈｍ（ｎ）が関連する前のおよび現在の補間されていないＬＰＧ−８Ｆのインパ ルス応答のリニア補間であるという事実を利用すると、各々の補間サブパーティ ションにおける、ｈｗｍ（ｎ）は次のように関連する前のおよび現在の補間され ていない重み付けＬＰＧ−３Ｆの２つのインパルス応答のリニア補間として高速 コードブックサーチにおいて決定される。

ｈ　（ｎ） ｍ の場合、現在のＬＰＧシンセシスフィルタの指数関数的に重み付けされた補間さ れていないインパルス応答であり、かっβ　＝１−α　かっ０〈α　く１であり 、異なるα□ｍ　ｍ　ｍ が各々のサブパーティションに対して使用される。前記ろ波されたコードベクト ルｙ、は対応する重み付はイン１、ｍ パルス応答ｈ　（ｎ）によるｉ番目の駆動コードペクトｍ ルＣ，のコンボリューションとして決定され、該コンボリューションは実質的に 次のようになる。

ｙ　・　＝Ｆ　ｃ　・ 亘、ｍｗｍ＋ この場合、 ｗｍ であり、ｋはコードベクトルの次元（ｄｊｍｅｎｓｉ。

ｎ）を表わす。

さらに、ｈ　（ｎ）が関連する前のおよび現在の補間ｍ されていない重み付けＬＰＧ−３Ｆのインパルス応答のリニア補間であるという 事実を使用すると、各々の補間サブパーティションにおけるろ波されたコードベ クトルｙ。

ｌ。

□は次のように実質的に前記関連する前のおよび現在の補間されていない重み付 けＬＰＧ−８Ｆによってろ波された２つのコードベクトルのリニア補間として決 定できる。

、であり、かつマトリクスＦ　（１）およびＦ　（２）はＩ　Ｗ　Ｗ 実質的にマトリクスＦ　と同じフォーマットを有するが、それぞれ異なる要素ｈ 　（１）（ｎ）およびｈ　（２）Ｗ　Ｗ （ｎ）を有する。

各々の補間サブパーティションにおける２乗されたノルムＢ、はろ波されたコー ドベクトルｙ、（１）の２乗されｌま たノルム、ろ波されたコードベクトルｙ、（２）の２乗されたノルム、およびこ れら２つのる波されたコードベクトルのドツト積の重み付けされた和であり、そ れは実質的に次の式で表される。

この場合、β　＝１−α　かつ０〈α　〈１であり、各ｍ　ｍ　ｍ 々のサブパーティションに対して異なるα　が使用される。

前記コードブックユニットはマトリクスＦ　および入力ｍ 信号ベクトルＸにｚ＝Ｆ　ｘとなるよう応答して、バｍ ツクワードフィルタを実質的に使用して各々の補間サブパーティションに対して 前記ドツト積Ａ、を決定し、この場合ｔはトランスポーズ操作子（ｔｒａｎｓｐ ｏｓｅ　ｏｐｅｒａｔｏｒ）を表わしかつドツト積を形成するためのドツト積デ ターミナ（ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｒ）を表し、前記Ａ、は次のようになる。

Ａ、＝（ｚ＊ｃ、） ＋　１ この場合、Ｃ３は１番目の駆動コードベクトルである。

典型的には減算器である、コンバイナ（１０８）は各々の第１の修正された対応 する合成信号ベクトルをそれに関連する入力基準ベクトルから減算し、その関連 する入力基準ベクトルは前記入力基準信号に対する１組のベクトルからの１つの ベクトルであり、前記減算によって対応する再現エラーベクトルを得る。前記知 覚的重み付はユニット（１１０）は前記少なくとも第１の知覚的重み付はフィル タを使用して、前記再現されたエラーベクトルを重み付けし、この場合、各々の 選択されたサブパーティションに対し、パーティションパラメータの不連続性の 第２の修正が加えられ、実質的に修正された再現エラーベクトルを提供し、かつ さらに修正された知覚的重み付け２乗エラーを決定する。

前記修正された知覚的重み付け２乗エラーは前記コードブックユニットによって 使用され各々の大刀基準ベクトルに対するコードブックメモリがら最適の駆動コ ードベクトルを決定する。セレクタは、前記対応する知覚的重み付け２乗エラー に応答し、他のコードベクトルによって生成される全ての他のエラーよりも小さ な知覚的重み付け２乗エラーを有するコードベクトルの指数（ｉｎｄｅｘ）を決 定しかつ記憶するために使用される。希望する場合には、ゲインアジャスタ（１ ０４）が使用されて前記最適の駆動コードベクトルを特定のゲイン係数で乗算し て代表的な入力基準信号のエネルギによって相関された、希望する場合には、調 整された最適の駆動コードベクトルを提供し、それによって前記選択された、希 望する場合には、調整された最適の駆動コードベクトルが前記少なくとも第１の シンセシスユニット（１０６）において信号処理され実質的に入力信号を再現す るための合成された信号ベクトルを生成する。

典型的には、各々の入力基準ベクトルに対する各駆動コードベクトルは各々の入 力基準ベクトルに対するコードブックメモリから最適の駆動コードベクトルを決 定するために信号処理される。

第４図および第４Ａ図の、数字４００および４５０は、それぞれ、本発明を使用 するデジタル音声コーダ送信機によって行われるステップの一般的なシーケンス を示すフローチャート、および本発明に係わる高速コードブックサーチの第１の 実施例を示すフローチャートである。

入力信号、典型的には音声波形、を実質的に再現するための本方法は、前記信号 が連続する時間インターバル内に区分され、各時間インターバルの信号区分は１ 組のベクトルを備えた代表的な入力基準信号（４０２）を有し、かつ各々の時間 インターバル信号区分の各々の代表的な入力基準信号に対し少なくとも第１の代 表的な電気的信号を有するようにする。前記方法は少なくともコードブックメモ リ、希望する場合にはゲインアジャスタ、少なくとも第１のシンセシスフィルタ を有するシンセシスユニット、コンバイナ、および少なくとも第１の知覚的重み 付はフィルタを有する知覚的重み付はユニットを有する少なくともコードブック ユニットを使用し、実質的に前記信号を再現するために少なくとも関連する１組 の合成された信号ベクトルを発生するために前記代表的な入力基準信号の電気的 信号を使用する。

前記方法は実質的に、（Ａ）前記少なくとも第１のシンセシスフィルタ（４０４ ）に対する１組の補間されていないパラメータを得るために選択された時間信号 区分に対する各々の代表的な入力基準信号（４０２）に対する前記少なくとも第 １の代表的な電気的信号を使用する段階、次に（Ｂ）前記対応するインパルス応 答表現を得るために前記少なくとも第１のシンセシスフィルタを使用し、かつ各 々の選択された隣接時間信号区分のかつその直後の現在の時間信号区分のインパ ルス応答を補間して所望のサブパーティションに対する１組の補間されたシンセ シスフィルタを提供し、そして所望のサブパーティション（４０６）に対する対 応する１組の補間された知覚的重み付はフィルタを提供するために前記補間され たシンセシスフィルタを使用する段階、を具備する。補間は隣接区分（ｐａｒｔ ｉｔｉｏｎｓ）の各対の間のシンセシスフィルタおよび知覚的重み付はフィルタ のなめらかな遷移が得られるようにする。

次に、段階（Ｃ）として、入力基準信号ベクトルの組（ｓ　ｅ　ｔ）　、補間さ れたシンセシスフィルタの関連する組および現在の時間信号区分に対する補間さ れた知覚的重み付はフィルタの関連する組が使用されて前記少なくとも第１のコ ードブックメモリ（４０８）から対応する組の最適の駆動コードベクトルを選択 し、さらに各々の所望の入力基準信号ベクトル（４０１）に対して次のステップ を行う。

すなわち、（１）前記少なくとも第１のコードブックメモリから特定の駆動コー ドベクトルを提供する段階であって、前記コードブックメモリは前記基準入力ベ クトル（４０３）に応答してそこに記憶された１組の駆動コードベクトルを有す るもの、（２）希望する場合には、前記特定の駆動コードベクトルを選択された 駆動ゲイン係数によって乗算して各々の代表的な入力基準信号ベクトル（４０５ ）に対する代表的な電気的信号のエネルギとの相関を実質的に提供する段階、（ ３）前記特定のゲインによって乗算された前記特定の駆動コードベクトルを対応 する補間されたシンセシスフィルタに入力して合成された信号ベクトル（４０７ ）を生成する段階、（４）前記合成された信号ベクトルをそれに関連する入力基 準信号ベクトルから減算して対応する再現エラーベクトル（４０９）を得る段階 、（５）前記再現エラーベクトルを対応する補間された知覚的重み付はユニット に入力して対応する知覚的に重み付けされた２乗エラー（４１１）を決定する段 階、（６）他のコードベクトル（４１３）によって生成された全ての他のエラー より小さな前記知覚的に重み付けされた２乗エラーを有するコードベクトルの指 数を記憶する段階、（７）前記コードブックメモリ　（４１５）における各駆動 コードベクトルに対して前記段階（１）、（２）、（３）、（４）、（５）およ び（６）を反復しかつこれらの段階を高速コードブックサーチ方法を使用して実 行し、前記関連する入力基準信号ベクトル（４１０，４１７）に対する最適の駆 動コードベクトルを決定する段階、が行われる。そして、段階（Ｄ）として、引 き続き、希望する場合には、前記組の選択されたゲインによって乗算された前記 組の選択された最適駆動コードベクトルを対応する組の補間されたシンセシスフ ィルタ（４１９）に入力して実質的に前記入力信号（４１４）を再現するために 与えられた入力基準信号に対する関連する組の合成された信号ベクトル（４１２ ）を生成する段階が行われる。

上に述べたように、本方法は典型的には、実質的に少なくとも第１の時変リニア 予測符号化シンセシスフィルタ（ＬＰＧ−３Ｆ）でありγが一般には実質的に０ ．８となるよう選択される、前記少なくとも第１のシンセシスフィルタを使用し 、該フィルタは一般的にはＬＰＣ−３Ｆフイルタにおいてかつ前記知覚的重み付 はフィルタにおいてサブパーティションを補間するためのパラメータを提供する ために使用されるオールポール形シンセシスフィルタによって近似される。

第５図、数字５００、は前記ｍ番目のサブパーティションに対する知覚的重み付 はフィルタおよびＬＰＧ−８Ｆシンセシスフイルタが本発明に従って実現できる 第１の方法を示すフローチャートである。前の時間信号区分（ａ。

（１））のかつその直後の現在の時間信号区分（ａ、（２））のＬＰＧ係数がＬ ＰＧ−３Ｆからインパルス応答（５０２，５０４）を発生するために使用され、 該インパルス応答は、それぞれ、 ｈ　（１）（ｎ） ＝δ（ｎ）＋　Σ　ａ（１）　ｈ（１）　（ｎ−１）ｉ＝１ および、 ＝δ（ｎ）＋　Σ　ａ（２）　ｈ　（２）　（ｎ　１）ｉ＝１ であり、この場合、δ（ｎ）はインパルス関数であり、かつ集合ｉ＝１．　２． ・・・、ｐおよびｊ＝１．２に対する、ａ（Ｄはｊ＝１に対して前の時間区分に おけるかつｊ＝２に対して現在の時間区分における１組の量子化予測係数を表す 。ｈ　（Ｊ）（ｎ）はＬＰＧ−３Ｆのインパルス応答を表す。前の時間区分人力 および現在の時間区分入力に対するインパルス応答が補間されて実質的に次の式 で表される補間されたインパルス応答（５０６）を得る。

この場合、β　＝１−α　でありかつ０くα□〈１であｍ　ｍ る。ｈ　（ｎ）の自己相関が決定され（５０８）、該自己相関は次にＬＰＧ係数 に変換され（５１０）　、実質的に、選択されたサブパーティションに対し、ｊ ＝１．２として、ｉ＝１ を有する補間されたＬＰＧ−８Ｆ、およびｗ　（ｚ）＝Ｈ（Ｚ／７）／　（Ｈ（ Ｚ））を有する補間された知覚的重み付はフィルタを発生し、この場合γは実質 的に０．８である。

第６図、数字６００、はｍ番目のサブパーティションに対する知覚的重み付はフ ィルタおよびＬＰＧ−８Ｆシンセシスフイルタが本発明に従って実施される第２ の方法を示すフローチャートである。前の時間信号区分（ａ、　）のおよびその 直後の現在の時間信号区分（ａ、　）のＬＰＧ係数は各々、各々の所望のサブパ ーティションに対して、実質的に前記補間されたシンセシスフィルタ（５０８Ｆ （６０２）であって係数が上に述べたものであるものを発生し、かつまたＷ　（ ｚ　）　＝Ｈ（ｚ／　７　）　／　（Ｈｍｍ　ｍ （２））を有し、係数が上に述べたものである、補間された重み付はフィルタ（ ６０４）を発生するために使用される。この発明の方法を実施したシステムは上 に述べた方法に従って使用できる。

第７図、数字７００、は本発明に従って重み付けされた２乗エラーを決定するた めの詳細な高速コードブックサーチ方法を示すフローチャートである。該高速コ ードブックサーチ方法は実質的にさらに入力信号ベクトル（４０１）とｉ番目の 駆動コードベクトル（７０８）を使用する関連する合成されたコードベクトルと の間の知覚的重み付けされた２乗エラー（７２４）を決定するために単純化され た方法を使用する段階を含み、このエラーをＥ、で表すと、次のようになる。

この場合、又は対応する補間された重み付けＬＰＧ−３Ｆのゼロ入力応答がそこ から減算された対応する補間された重み付はフィルタによってろ波されたある選 択されたサブパーティションにおける入力基準信号ベクトルと実質的に等しい選 択されたサブパーティションにおける入力目標ベクトル（７０２）を表し、Ａ、 はベクトルｘ、！：ｍ番目のサブパーティションにおけるｉ番目のろ波されたコ ードベクトルｙ、との間のドツト積（７０６）を表し、かっｌ、　ｍ Ｂ、は前記ベクトルｙ、の２乗されたノルム（７２２）１　１、ｍ を表す。対応する補間された重み付けＬＰＧ−３Ｆは次式で表れされる伝達関数 Ｈ（ｚ／γ）を有する。

この場合、ｍ番目のサブパーティションに対し、γは典型的には０．８となるよ う選択され、かつｉ＝ｔ、２．・・・。

ｐであり、ｐは予測器オーダーであるとして、ａ、は　ｌ　ｍ 対応する補間されたＬＰＧ−３Ｆのパラメータを表し、Ｈ（ｚ／γ）のインパル ス応答、ｈ（ｎ）は実質的に、ｈ　（ｎ）＝γ　ｈ　（ｎ） Ｗ　ｍ に等しく、かつこの場合ｈ　（ｎ）は対応するＬＰＧ−ＳＦのインパルス応答で ある。

ｈ　（ｎ）が関連する前のおよび現在の補間されていないＬＰＣ−ＳＦのインパ ルス応答のリニア補間であるという事実を利用すると、各々の補間サブパーティ ションにおける、ｈ　（ｎ）は高速コードブックサーチにおいて関ｍ 連する前のおよび現在の補間されていない重み付けＬＰＧ−３Ｆの２つのインパ ルス応答のリニア補間として決定され、すなわちｈ　（ｎ）は次式で表される。

ｗｍ ｈ　（ｎ） ｗｍ この場合、ｊ＝１．２に対して、ｈ　（ｊ）（ｎ）＝γｎｈ（ｊ）（ｎ）は、ｊ ＝１の場合、前のかっ、ｊ＝２の場合、現在の補間されていない信号区分の指数 関数的に重み付けされた補間されていないインパルス応答であり、β□＝１−α □でありかっ０〈α□〈１であり、各々のサブパーティションに対して異なるα 　が使用される。

ろ波されたコードベクトルｙ、は前記対応する重みｌ　、　ｍ 付けされたインパルス応答ｈ　（ｎ）と共にｉ番目の駆ｍ 動コードベクトルＣ，のコンボリューション（７１０）として、信号区分ごとに １度、決定され、該コンボリューションは実質的に次の式で表される。

ｙ−＝Ｆ　ｃ・ ＋、ｍ　ｗｍ　ｔ この場合、 ｗｍ であり、かっｋはコードベクトルの次元を表す。

さらに、ｈｗｍ（ｎ）は関連する前のおよび現在の補間されていない重み付けＬ ＰＧ−８Ｆのインパルス応答のリニア補間であるという事実を利用し、各々の補 間サブパーティショにおける前記ろ波されたコードベクトルｙ。

！　、　ｍ は前記関連する前のおよび現在の補間されていない重み付けＬＰＧ−ＳＦによっ てろ波された２つのコードベクトルのリニア補間として実質的に決定でき、次の ように表されであり、かつマトリクスＦ　（１）およびＦ　（２）は前Ｗ　Ｗ 記マトリクスＦｗｍと実質的に同じフォーマットを有する（２）（ｎ）を有する 。各々の補間サブパーティションにおける２乗ノルムＢ１は実質的にほろ波され たコードベクトルｙ　、（１）　（７１２）の２乗されたノルム、前記ろ波され たコードベクトルＹ　、　（７１４）の２乗されたノルム（７２０）、およびこ れら２つのろ波されたコードベクトルのドツト積（７１８）の重み付けされた和 （７２２）であり、実質的に次式で表される。

この場合、β□＝１−α□かっ０〈α□〈１であり、各々のサブパーティション に対して異なるα　が使用されている。各々の補間サブパーティションに対する ドツト積Ａ１の決定は実質的に次の２つの段階によって行われる。

Ａ）ｔはトランスポーズ操作子（ｔｒａｎｓｐｏｓｅｏｐｅｒａｔｏｒ）を表す ものとし、ｚ＝Ｆ　ｘとなｗｍ るようバックワードろ波を行う段階（７０４）、そしてＢ）ｃ、がｉ番目の駆動 コードベクトルであるとし、Ａ、＝〈ｚＩＩＣｌ〉 となるようドツト積を形成する段階（７０６）。

次に、Ａ、、Ｂ、およびＸが使用されて実質的に次式でエラーＥ、を決定する（ ７２４）。

バックワードろ波、Ａ、に対するドツト積の決定、Ｂ。

！　！ に対するドツト積の決定、２つの２乗ノルムの決定、重み付けされた和を得る段 階、および重み付けされた２乗エラーを決定する段階はそれぞれの所望の補間サ ブパーティションに対して行われる。

典型的にはデジタル音声コーダにおいて実施される、この新規な装置、方法、お よびシステムはサンプルされた信号の区分境界における不連続性によって引き起 こされる合成された再現信号の不連続性をなめらかにするための補間されたシン セシスフィルタを可能にする。この補間されたシンセシスフィルタは２つの特に 重要な特性を持っている。

すなわち、得られるシンセシスフィルタＨｔ（ｚ）がフィルタＨ（ｚ）およびＨ （ｚ）が安定である限り安定であることが保証されること、および結果として得 られるシンセシスフィルタがオールポールフィルタに基づ＜　ＬＰＣモデリング 方法とは異なる極−ゼロ（ｐｏｌｅ−ｚｅｒｏ）フィルタであることである。上 に述べた、２つの実施例は前記補間されたインパルス応答からＬＰＧ−３Ｆおよ び知覚的重み付はフィルタの再現を可能にする。第１の実施例は、隣接時間区分 に対する２つのオールボールシンセシスフィルタのインパルス応答を補間するこ とによって得られる極−ゼロシンセシスフィルタを使用し、補間されたシンセシ スフィルタを発生し、かつ知覚的重み付はフィルタ（６０４）の更新／補間を必 要とする。前記補間された重み付はフィルタ（６０４）は必ずしも安定ではなく 、各々の組の補間された係数に対して安定性のチェックを特徴とする特定のサブ パーティションに対して不安定性が検出された場合には、補間されていない係数 がそのサブパーティションに対して使用される。

極−ゼロシンセシスフィルタを使用することに関連する不安定性のチェックを避 けるため、第２の実施例は第１の実施例の極−ゼロフィルタを近似するためにオ ールボールのシンセシスフィルタを使用する。第２の実施例においては、あるサ ブパーティションに対する補間されたインパルス応答の最初のｐ＋１の自己相関 係数が計算され、次に、典型的にはレビンソン再帰アルゴリズム（Ｌｅｖｉｎｓ 。

ｎ　ｒｅｃｕｒｓｉｏｎ　ａｌｇｏｆｉｔｈｍ）を使用して、直接形式の予測係 数に変換される。得られた予測係数はそのサブパーティションに対するＬＰＧ− ３Ｆおよび知覚的重み付はフィルタにおいて使用される。従って、区分ごとにイ ンパルス応答から前記最初のｐ＋１の自己相関係数発生するのに必要な計算の数 は実質的に３　（ｐ＋１）　Ｌ＋４　（ｐ＋１）　Ｎｉｔ　ｐのオーダーであり 、この場合、Ｌは縮小され／推定された（ｔ　ｒｕｎｃａｔｅｄ／ｅｓ　ｔ　ｉ ｍａｔｅｄ）インパルス応答の長さであり、かっＮ１ｔｐは実質的に補間が行わ れている場合のサブパーティションの数である。第２の実施例の重要な利点は補 間されたインパルス応答の自己相関係数を決定するために、縮小されたインパル ス応答シーケンス全体をリニアに補間する必要がないことである。

この発明の方法の性能を直接形式の予測係数およびＰＡＲＣＯＲ係数を、それぞ れ、補間パラメータとして使用する２つの他のＬＰＧ補間方法と比較するために コンピュータシミュレーションが使用された。この発明を使用した音声コーグは それぞれ毎秒４８００および８０００ビツト（ｂｐｓ）のビットレートで構成さ れた。８０００ｂｐｓにおいては、直接形式の予測係数を使用した場合および補 間のためのインパルス応答を使用した場合に、主観的にもかつ客観的にも、はと んど同じ性能が得られた。しかしながら、４８００ｂｐｓにおいては、この発明 を使用したコーグは他の２つの補間方法よりも優れていた。従って、本発明の方 法は他の典型的な補間方法に対して大きな計算上の利点を提供するのみならず、 音声品質をも改善する。

さらに、ＬＰＧ−３Ｆのインパルス応答が使用される場合、補間されたシンセシ スフィルタによってろ波されるコードベクトルは単に前のおよび現在の補間され ていないシンセシスフィルタによってろ波された２つのコードベクトルのリニア 補間に等しく高速のコードブックサーチを可能にする。従って、第２の実施例の ＬＰＣ補間方法は、以下に示されるように、高速コードブックサーチ方法を提供 する。ｐ、　Ｋ、　ＮおよびＮ　が、それぞれ、ＬＰＧ予測器オ−ダ、ベクトル 長さ、駆動コードブックサイズ、および区分ごとのサブパーティションの数を表 すために使用される場合は、以下の表はこの高速コードブックサーチ方法および 伝統的なアルゴリズムのコードブックサーチの複雑さの比較を与える。

表１ ろ波　ｐｋＮＮ、　ｐＫＮ 計算　ＫＮＮ８２ＫＮ＋３Ｎ　（Ｎｓ−１）ドツト積　ＫＮＮ　＋ 計算　ＫＮＮ　（Ｋ　（Ｋ＋１）／２）合計　（ｐ＋２＋Ｎ５）ＫＮ （ｐ＋２）ＫＮＮ　＋３Ｎ　（Ｎｓ−１）＋（Ｋ　（Ｋ＋１）／２） 例えば、ｐ、　Ｋ、　ＮおよびＮ８がそれツレ、１０．４０゜１０２４およυ４ （１６０サンプルの区分サイズおよび８ＫＨｚのサンプリング周波数）を有する 場合、従来のコードブックサーチに対する主要な計算の合計は９８．３ＭＩＰＳ （ＭＩＰＳ：毎秒１００万命令）のオーダであるが、高速コードブックサーチに 対しては３３．３ＭＩＰＳのオーダに過ぎず、実質的に６６％の複雑さの低減と なる。他の効率の良い符号化機構と組み合わせた時、本発明の方法およびハード ウェア構成はＣＥＬＰ形コーダの計算コストのかなりの低減を可能にし、改善さ れた音声コーグの性能を提供し、かつエンコーディングの複雑さを合理的な低さ に維持する。

従って、第２の実施例はより好ましいものであり、それは要求される計算量が少 なくミコードブツクサーチの複雑さが最小化され、かつ区分境界のサンプリング の不連続性がなめらかにされ、それによって人力信号を再現するための改善され た合成信号ベクトルを提供するからである。

入力 ＦＩＣ：、４ ＦＩＣ：、５ ＦＩＧ、６ 国際調査報告

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．信号を実質的に再現する方法であって、該信号は連続する時間インターバル に区分され、各時間インターバルの信号区分は１組のベクトルを備えた代表的な 入力基準信号を有し、かつ各々の時間インターバルの信号区分の各々の代表的な 入力基準信号に対し少なくとも第１の代表的な電気的信号を有し、前記方法は、 少なくとも、コードブックメモリ、必要な場合にはゲインアジャスタ、少なくと も第１のシンセシスフィルタを有するシンセシスユニット、コンバイナ、および 少なくとも第１の知覚的重み付けフィルタを有する知覚的重み付けユニットを有 するコードブックユニットを使用し、実質的に前記信号を再現するために少なく とも関連する１組の合成された信号ベクトルを発生するために前記代表的な入力 基準信号の電気的信号を使用し、前記方法は、 （Ａ）前記少なくとも第１のシンセシスフィルタのための１組の補間されていな いパラメータを得るために選択された時間信号区分に対する各々の代表的な入力 基準信号に対する前記少なくとも第１の代表的な電気的信号を使用する段階、 （Ｂ）前記対応するインパルス応答表現を得るために前記少なくとも第１のシン セシスフィルタを使用し、かつ各々の選択された隣接時間信号区分のかつその直 後の現在の時間信号区分のインパルス応答を補間して所望のサプパーティション に対する１組の補間されたシンセシスフィルタを堤供し、そして所望のサプパー ティションに対する対応する１組の補間された知覚的重み付けフィルタを提供す るために前記補間されたシンセシスフィルタを使用し、それによって隣接区分の 各対の間のシンセシスフィルタおよび知覚的重み付けフィルタのなめらかな遷移 が得られるようにする段階、 （Ｃ）前記組の入力基準信号ベクトル、前記関連する組の補間されたシンセシス フィルタおよび現在の時間信号区分に対する前記関連する組の補間された知覚的 重み付けフィルタを使用して前記少なくとも第１のコードブックメモリから対応 する組の最適の駆動コードベクトルを選択する段階であって、さらに各々の所望 の入力基準信号ベクトルに対し次の段階、すなわち、 （１）前記少なくとも第１のコードブックメモリから特定の駆動コードベクトル を提供する段階であって、該コードブックメモリは前記代表的な入力ベクトルに 応答してその中に記憶された１組の駆動コードベクトルを有するもの、 （２）必要な場合には、前記特定の駆動コードベクトルを選択された駆動ゲイン 係数で乗算して実質的に各々の代表的な入力基準信号ベクトルに対する前記代表 的な電気的信号のエネルギとの相関を提供する段階、（３）前記特定のゲインに よって乗算された特定の駆動コードベクトルを対応する補間されたシンセシスフ ィルタに入力して合成された信号ベクトルを生成する段階、（４）前記合成され た信号ベクトルをそれに関連する入力基準信号ベクトルから減算して対応する再 現エラーベクトルを得る段階、 （５）前記再現エラーベクトルを対応する補間された知覚的重み付けユニットに 入力して対応する知覚的重み付けされた２乗エラーを決定する段階、（６）他の コードベクトルによって生成される全ての他のエラーより小さな知覚的重み付け ２乗エラーを有するコードベクトルの指数を記憶する段階、（７）前記コードブ ックメモリにおける各駆動コードベクトルに対し前記段階（１），（２），（３ ），（４），（５）および（６）を反復しかつこれらの段階を高速コードブック サーチ方法を使用して行い、前記関連する入力基準信号ベクトルに対する最適の 駆動コードベクトルを決定する段階、 を実行する段階、 （Ｄ）引き続き、必要な場合には、前記組の選択されたゲインによって乗算され た前記組の選択された最適駆動コードベクトルを対応する組の補間されたシンセ シスフィルタに入力して実質的に前記入力信号を再現するために前記与えられた 入力基準信号に対する関連する組の合成された信号ベクトルを生成する段階、 を具備する信号を実質的に再現する方法。 ２．さらに、 （ａ）前記信号は音声波形であること、そして（ｂ）前記少なくとも第１のシン セシスフィルタは実質的に次の形式、すなわち ▲数式、化学式、表等があります▼ の伝達関数を有する少なくとも第１の時変リニア予測符号化シンセシスフィルタ （ＬＰＣ−ＳＦ）であり、この場合、ｉ＝１，２，…，ｐに対し、ａｉは前記対 応する時間信号区分を分析することによって得られる１組の推定された予測係数 を表し、かつｐは予測器オーダを表すこと、の内の少なくとも１つに該当する、 請求の範囲第１項に記載の方法。 ３．さらに、 （ａ）選択された隣接時間信号区分のかつその直後の時間区分の前記ＬＰＣ−Ｓ Ｆは実質的に次の形式、▲数式、化学式、表等があります▼ を有し、この場合、ｉ＝１，２，３，…，ｐおよびｊ＝１，２に対して、ａｉ（ ｊ）はｊ＝１の場合に選択された隣接時間信号区分におけるかつｊ＝２の場合に その直後の現在の時間信号区分の１組の予測係数をそれぞれ表し、ｐは予測器オ ーダを表し、従って、 前記伝達関数Ｈ（ｊ）（ｚ）に対するインパルス応答は実質的に、 ｈ（ｊ）（ｎ）＝δ（ｎ） ▲数式、化学式、表等があります▼ となり、この場合δ（ｎ）はインパルス関数であり、かつ従って、それぞれ、ｈ （１）（ｎ）およびｈ（２）（ｎ）のリニア補間によって得られた現在の時間区 分のｍ番目のサプパーティションにおける前記少なくとも第１のシンセシスフィ ルタのインパルス応答、ここではｈｍ（ｎ）で示される、は実質的に、 ｈｍ（ｎ）＝αｍｈ（１）（ｎ）＋βｍｈ（２）（ｎ）となり、この場合βｍ＝ １−αｍかつ０＜αｍ＜１であり、異なるαｍが各々のサプパーティションに対 して使用され、それによって実質的に次の形式、Ｈｍ（ｚ）＝αｍＨ（１）（ｚ ）＋βｍＨ（２）（ｚ）＝Ａ′ｍ（ｚ）／｛Ａ（１）（ｚ）Ａ（２）（ｚ）｝の 補間されたシンセシスフィルタの伝達関数を提供し、この場合、 Ａ′ｍ（ｚ） ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、かつ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、この場合ｊ＝１，２であり、現在の時間インターバルの信号区分のｍ番 目のサプパーティションにおける前記知覚的重み付けフィルタは実質的に、Ｗｍ （ｚ）＝［Ａ（１）（ｚ）Ａ（２）（ｚ）／｛Ａ′ｍ（ｚ）｝］・｛Ｈｍ（ｚ／ γ）｝の形式の伝達関数を有し、この場合、γは典型的には実質的に０．８とな るよう選択されること、（ｂ）前記シンセシスフィルタは前記ＬＰＣ−ＳＦフィ ルタにおいてかつ前記知覚的重み付けフィルタにおいてサブパーティションを補 間するためのパラメータを提供するために使用されるオールポール形シンセシス フィルタによって近似され、前記オールポール形シンセシスフィルタのパラメー タは実質的に、 選択された短縮補間インパルス応答サンプルを使用して始めのｐ＋１の自己相関 係数を計算する段階、そして前記自己相関係数を再帰アルゴリズムを使用して直 接形式の予測係数に変換する段階、 を使用して得られること、そして （ｃ）前記ｍ番目のサブパーティションにおける計算された自己相関係数は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ で表すことができ、ｋ＝０，１，…，ｐであり、前記和はすべての利用可能な区 分のインパルス応答にわたるものであり、それによって、 ＾Ｒｍ（ｋ）＝ αｍ２＾Ｒ（１）（ｋ）＋βｍ２＾Ｒ（２）（ｋ）＋αｍβｍ（＾Ｒ（１２）（ ｋ）＋＾Ｒ（２１）（Ｋ））が成立し、この場合ｋ＝０，１，…，ｐおよびｊ＝ １，２に対して、 ▲数式、化学式、表等があります▼ は前記隣接および現在の区分の補間されていないインパルス応答の自己相関係数 であり、かつ、▲数式、化学式、表等があります▼ が成立し、ｋ＝０，１，…，ｐであり、かつｉ≠ｊでありｉ，ｊ＝１，２であり 、上式は前記補間されていないインパルス応答の間の相互相関係数であること、 の内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第１項に記載の方法。 ４．さらに、 （ａ）前記シンセシスユニットはさらにピッチシンセシスユニットを含み、該ピ ッチシンセシスユニットは少なくともピッチアナライザおよび実質的に次の形式 の伝達関数、 Ｂ（ｚ）＝１／｛１−βｚ−Ｔ｝ を有する時変ピッチシンセシスフィルタを含み、この場合Ｔは推定されたピッチ ラグでありかつβは前記ピッチ予測器のゲインを表すこと、 （ｂ）前記駆動コードベクトルはメモリに記憶されること、 （ｃ）前記知覚的重み付けユニットは少なくとも実質的に次の形式、 Ｗ（ｚ）＝Ｈ（ｚ／γ）／｛Ｈ（ｚ）｝の伝達関数を有する第１の知覚的重み付 けフィルタを含み、この場合γは典型的には実質的に０．８となるよう選択され ること、 （ｄ）各々の入力基準ベクトルに対して前記コードブックメモリから最適の駆動 コードベクトルを決定する段階は各々の入力基準ベクトルに対して前記コードブ ックメモリにおけるそれぞれの駆動コードベクトルを信号処理する段階を含み、 次にそれらの処理されたコードベクトルの最適の駆動コードベクトルを決定する こと、そして（ｅ）前記高速コードブックサーチ方法は実質的にさらにｉ番目の 駆動コードベクトルを使用して入力信号ベクトルと関連する合成されたコードベ クトルとの間の知覚的に重み付けされた２乗エラーを得るために単純化された方 法を使用する段階を含み、このエラーをＥｉで表すと、Ｅｉ＝‖ｘ‖２−Ａｉ２ ／｛Ｂｉ｝ となり、この場合ｘは対応する補間された重み付けＬＰＣ−ＳＦのゼロ入力応答 がそこから減算された対応する補間重み付けフィルタによってろ波された選択さ れたサブパーティションにおける入力基準信号ベクトルに実質的に等しいある選 択されたサブパーティションにおける入力目標ベクトルを表し、Ａｉはベクトル ｘとｍ番目のサプパーティションにおけるｉ番目のろ波されたコードベクトルｙ ｉ，ｍのドット積を表し、かつＢｉは前記ベクトルｙｉ，ｍの２乗されたノルム を表し、かつ、 ４（ｅ）はさらに、 （１）前記対応する補間された重み付けＬＰＣ−ＳＦはＨｍ（ｚ／γ）の伝達関 数を有し、該伝達関数は、▲数式、化学式、表等があります▼ で表され、この場合ｍ番目のサブパーティションに対し、γは典型的には０．８ となるよう選択され、かつ、ｉ＝１，２，…，ｐでありｐは予測器オーダである とし、ａｉ，ｍは対応する補間されたＬＰＣ−ＳＦのパラメータを表し、前記Ｈ ｍ（ｚ／γ）のインパルス応答ｈｗｍ（ｎ）は実質的に、 ｈｗ（ｎ）＝γｎｈｍ（ｎ） に等しく、かつｈｍ（ｎ）は対応するＬＰＣ−ＳＦのインパルス応答であり、 ｈｍ（ｎ）は関連する前のおよび現在の補間されていないＬＰＣ−ＳＦのインパ ルス応答のリニア補間であるという事実を使用して、各々の補間サブパーティシ ョンにおけるｈｗｍ（ｎ）は高速コードブックサーチにおいて関連する前のおよ び現在の補間されていない重み付けＬＰＣ−ＳＦの２つのインパルス応答のリニ ア補間として決定され、ｈｗｍ（ｎ） ＝αｍｈｗ（１）（ｎ）＋βｍｈｗ（２）（ｎ）この場合、ｊ＝１，２に対して 、ｈｗ（ｊ）（ｎ）＝γｎｈ（ｊ）（ｎ）は、ｊ＝１の場合、前のそして、ｊ＝ ２の場合、現在のＬＰＣシンセシスフィルタの指数関数的に重み付けされた補間 されていないインパルス応答であり、そしてβｍ＝１−αｍでありかつ０＜αｍ ＜１であり、各々のサブパーティションに対して異なるαｍが使用されること、 （２）前記ろ波されたコードベクトルｙｉ，ｍは前記対応する重み付けされたイ ンパルス応答ｈｗｍ（ｎ）とのｉ番目の駆動コードベクトルｃｉのコンポリュー ションとして決定され、該コンポリューションは実質的に、ｙｉ，ｍ＝Ｆｗｍｃ ｉ であり、この場合、 ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、かつｋはコードベクトルの次元を表し、さらに、ｈｗｍ（ｎ）は関連す る前のおよび現在の補間されていない重み付けＬＰＣ−ＳＦのインパルス応答の リニア補間であるという事実を使用して、各々の補間サブパーティションにおけ るろ波されたコードベクトルｙｉ，ｍ は実質的に前記関連する前のおよび現在の補間されていない重み付けＬＰＣ−Ｓ Ｆによってろ波された２つのコードベクトルのリニア補間として決定され、ｙｉ ，ｍ＝αｍｙｉ（１）＋βｍｙｉ（２）であり、かつ、ｊ＝１，２に対して、ｙ ｉ（ｊ）＝Ｆｗ（ｊ）Ｃｉであり、かつマトリクスＦｗ（１）およびＦｗ（２） は実質的に前記マトリクスＦｗｍと同じフォーマットを持つが、それぞれ、異な る要素ｈｗ（１）（ｎ）およびｈｗ（２）（ｎ）を有すること、 （３）各々の補間サプパーティションにおける前記２乗されたノルムＢｉは実質 的にろ波されたコードベクトルｙｉ（１）の２乗ノルム、前記ろ波されたコード ベクトルｙｉ（２）の２乗ノルム、およびこれら２つのろ波されたコードベクト ルのドット積の重み付けされた和であり、実質的に、 Ｂｉ＝αｍ２‖ｙｉ（１）‖２ ＋βｍ２‖ｙｉ（２）‖２ ＋２αｍβｍ＜ｙｉ（１）・ｙｉ（２）＞であり、この場合βｍ＝１−αｍかつ ０＜αｍ＜１であり、各々のサブパーティションに対して異なるαｍが使用され ること、そして （４）各々の補間サブパーティションに対する前記ドット積Ａｉの決定は実質的 に次の２つの段階、すなわち、 Ａ）ｚ＝Ｆｔｗｍｘとなるようバックワードろ波する段階であって、この場合ｔ はトランスポーズ操作子を表すもの、そして Ｂ）ドット積を、 Ａｉ＝＜ｚ・Ｃｉ＞ となるよう形成し、この場合Ｃｉはｉ番目の駆動コードベクトルであるもの、 を具備すること、 の内の少なくとも１つを含むこと、 である（ａ）〜（ｅ）の内の少なくとも１つ該当する、請求の範囲第１項に記載 の方法。 ５．実質的に信号を再現するための装置であって、該信号は連続する時間インタ ーバルに区分され、各々の時間インターバルの信号区分は１組のベクトルを備え た代表的な入力基準信号を有し、かつ各々の時間インターバルの信号区分の各々 の代表的な入力基準信号に対する少なくとも第１の代表的な電気的信号を有し、 前記代表的な入力基準信号の前記電気的信号を実質的に前記信号を再現するため に関連する１組の合成された信号ベクトルを発生するために使用し、前記装置は 、 Ａ）各々の代表的な入力基準信号に対する前記少なくとも第１の代表的な電気的 信号に応答して、選択された時間信号区分に対する各々の代表的な入力基準信号 に対し前記少なくとも第１の代表的な電気的信号を使用して前記少なくとも第１ のシンセシスフィルタおよびこのシンセシスフィルタのインパルス応答に対する １組の補間されていないパラメータを得、かつ各々の選択された隣接時間信号区 分のかつその直後の現在の時間信号区分のインパルス応答を補間して所望のサブ パーティションに対する１組の補間されたシンセシスフィルタを提供し、かつ前 記補間されたシンセシスフィルタを使用して所望のサブパーティションに対する 少なくとも第１の知覚的に重み付けされたユニットに対応する１組の補間された 知覚的重み付けフィルタを提供し、それによって前記少なくとも第１の知覚的重 み付けユニットが少なくとも第１の知覚的に重み付けされた２乗エラーを提供し 、かつ隣接区分の各対の間で前記シンセシスフィルタおよび前記知覚的重み付け フィルタのなめらかな遷移が得られるようにした、第１のシンセシスユニット、 （Ｂ）前記入力基準信号ベクトルの組、前記関連する組の補間されたシンセシス フィルタおよび現在の時間信号区分に対する前記関連する組の補間された知覚的 重み付けフィルタに応答し、各々の所望の入力基準信号ベクトルに対する前記少 なくとも第１のコードブックメモリから対応する組の最適の駆動コードベクトル を選択するコードブックユニットであって、さらに、 （１）前記少なくとも第１のコードブックメモリから特定の駆動コードベクトル を提供するための、コードブックメモリであって、該コードブックメモリは前記 代表的な入力ベクトルに応答してそこに記憶された１組の駆動コードベクトルを 有するもの、 （２）前記特定の駆動コードベクトルに応答して、希望する場合には、前記特定 の駆動コードベクトルを選択された駆動ゲイン係数によって乗算して実質的に各 々の代表的な入力基準信号ベクトルに対する代表的な電気的信号のエネルギとの 相関を提供するゲインアジャスタ、（３）前記特定のゲインによって乗算された 特定の駆動コードベクトルに応答して、合成された信号ベクトルを生成するため のある伝達関数を有する補間されたシンセシスフィルタ、 （４）前記合成された信号ベクトルにかつそれに関連する前記入力基準信号ベク トルに応答して、前記合成された信号ベクトルをそれに関連する前記入力基準信 号ベクトルから減算して対応する再現されたエラーベクトルを得るためのコンバ イナ、 （５）前記対応する再現エラーベクトルにかつ前記補間されたシンセシスフィル タの伝達関数に応答して、対応する知覚的に重み付けされた２乗エラーを決定す るための補間された知覚的重み付けユニット、（６）前記対応する知覚的に重み 付けされた２乗エラーに応答して、他のコードベクトルによって生成されるすべ ての他のエラーよりも小さな知覚的に重み付けされた２乗エラーを有するコード ベクトルの指数を決定しかつ記憶するためのセレクタ、 （７）前記コードブックメモリにおける駆動コードベクトルの数に応じて、前記 コードブックメモリにおけるそれぞれの駆動コードベクトルに対して前記段階（ １），（２），（３），（４），（５）および（６）を反復し、かつこれらの段 階を高速コードブックサーチ方法を使用して実行し、前記関連する入力基準信号 ベクトルに対する最適の駆動コードベクトルを決定するための反復手段、を具備 するコードブックユニット、そして（ｃ）希望する場合には前記組の選択された ゲインによって乗算された、前記組の選択された最適の駆動コードベクトルに応 答して、希望する場合には前記組の選択されたゲインによって乗算された、前記 組の選択された最適の駆動コードベクトルを順次前記対応する組の補間されたシ ンセシスフィルタに入力して実質的に前記入力信号を再現するために与えられた 入力基準信号に対し関連する組の合成された信号ベクトルを生成するためのコー ドブックユニット制御手段、 を具備する信号を実質的に再現するための装置。 ６．さらに、 （ａ）前記信号は音声波形であること、そして（ｂ）前記少なくとも第１のシン セシスフィルタは実質的に次の形式、すなわち ▲数式、化学式、表等があります▼ の伝達関数を有する少なくとも第１の時変リニア予測符号化シンセシスフィルタ （ＬＰＣ−ＳＦ）であり、この場合、ｉ＝１，２，…，ｐに対し、ａｉは前記対 応する時間信号区分を分析することによって得られる１組の推定された予測係数 を表し、かつｐは予測器オーダを表すこと、の内の少なくとも１つに該当する、 請求の範囲第５項に記載の装置。 ７．さらに、 （ａ）選択された隣接時間信号区分のかつその直後の時間区分の前記ＬＰＣ−Ｓ Ｆは実質的に次の形式、▲数式、化学式、表等があります▼ を有し、この場合、ｉ＝１，２，３，…，ｐおよびｊ＝１，２に対して、ａｉ（ ｊ）はｊ＝１の場合に選択された隣接時間信号区分におけるかつｊ＝２の場合に その直後の現在の時間信号区分の１組の予測係数をそれぞれ表し、ｐは予測器オ ーダを表し、従って、 前記伝達関数Ｈ（ｊ）（ｚ）に対するインパルス応答は実質的に、 ｈ（ｊ）（ｎ）＝δ（ｎ） ▲数式、化学式、表等があります▼ となり、この場合δ（ｎ）はインパルス関数であり、かつ従って、それぞれ、ｈ （１）（ｎ）およびｈ（２）（ｎ）のリニア補間によって得られた現在の時間区 分のｍ番目のサブパーティションにおける前記少なくとも第１のシンセシスフィ ルタのインパルス応答、ここではｈｍ（ｎ）で示される、は実質的に、 ｈｍ（ｎ）＝αｍｈ（１）（ｎ）＋βｍｈ（２）（ｎ）となり、この場合βｍ＝ １−αｍかつ０＜αｍ＜１であり、異なるαｍが各々のサブパーティションに対 して使用され、それによって実質的に次の形式、Ｈｍ（ｚ）＝αｍＨ（１）（ｚ ）＋βｍＨ（２）（ｚ）＝Ａ′ｍ（ｚ）／｛Ａ（１）（ｚ）Ａ（２）（ｚ）｝の 補間されたシンセシスフィルタの伝達関数を提供し、この場合、 Ａ′ｍ（ｚ） ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、かつ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、この場合ｊ＝１，２であり、現在の時間インターバルの信号区分のｍ番 目のサブパーティションにおける前記知覚的重み付けフィルタは実質的に、Ｗｍ （ｚ）＝［Ａ（１）（ｚ）Ａ（２）（ｚ）／｛Ａ′ｍ（ｚ）｝］・｛Ｈｍ（ｚ／ γ）｝の形式の伝達関数を有し、この場合、γは典型的には実質的に０．８とな るよう選択されること、（ｂ）前記シンセシスフィルタは前記ＬＰＣ−ＳＦフィ ルタにおいてかつ前記知覚的重み付けフィルタにおいてサブパーティションを補 間するためのパラメータを提供するために使用されるオールポール形シンセシス フィルタによって近似され、前記オールポール形シンセシスフィルタのパラメー タは実質的に、 選択された短縮補間インパルス応答サンプルを使用し選択された補間インパルス 応答サンプルに応答して始めのｐ＋１の自己相関係数を計算する計算手段、そし て前記計算された自己相関係数に応答して、前記自己相関係数を再帰アルゴリズ ムを使用して直接形式の予測係数に変換する変換手段、 を使用して得られること、そして （ｃ）前記ｍ番目のサブパーティションにおける計算された自己相関係数は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ で表すことができ、ｋ＝０，１，…，ｐであり、前記和はすべての利用可能な区 分のインパルス応答にわたるものであり、それによって、 ＾Ｒｍ（ｋ）＝ αｍ２＾Ｒ（１）（ｋ）＋βｍ２＾Ｒ（２）（ｋ）＋αｍβ（＾Ｒ（１２）（ｋ ）＋＾Ｒ（２１）（Ｋ））が成立し、この場合ｋ＝０，１，…，ｐおよびｊ＝１ ，２に対して、 ▲数式、化学式、表等があります▼ は前記隣接および現在の区分の補間されていないインパルス応答の自己相関係数 であり、かつ、▲数式、化学式、表等があります▼ が成立し、ｋ＝０，１，…，ｐであり、かつｉ≠ｊでありｉ，ｊ＝１，２であり 、上式は前記補間されていないインパルス応答の間の相互相関係数であること、 の内の少なくとも１つに該当する、請求の範囲第５項に記載の装置。 ８．さらに、 （ａ）前記シンセシスユニットはさらにピッチシンセシスユニットを含み、該ピ ッチシンセシスユニットは少なくともピッチアナライザおよび実質的に次の形式 の伝達関数、 Ｂ（ｚ）＝１／｛１−βｚ−Ｔ｝ を有する時変ピッチシンセシスフィルタを含み、この場合Ｔは推定されたピッチ ラグでありかつβは前記ピッチ予測器のゲインを表すこと、 （ｂ）前記駆動コードベクトルはメモリに記憶されること、 （ｃ）前記知覚的重み付けユニットは少なくとも実質的に次の形式、 Ｗ（ｚ）＝Ｈ（ｚ／γ）／｛Ｈ（ｚ）｝の伝達関数を有する第１の知覚的重み付 けフィルタを含み、この場合γは典型的には実質的に０．８となるよう選択され ること、 （ｄ）各々の入力基準ベクトルに対して前記コードブックメモリから最適の駆動 コードベクトルを決定する場合は各々の入力基準ベクトルに対して前記コードブ ックメモリにおけるそれぞれの駆動コードベクトルを信号処理し、次にそれらの 処理されたコードベクトルの最適の駆動コードベクトルを決定すること、そして （ｅ）前記高速コードブックサーチ装置は実質的にさらにｉ番目の駆動コードベ クトルを使用して入力信号ベクトルと関連する合成されたコードベクトルとの間 の知覚的に重み付けされた２乗エラーを得るために単純化された方法を使用し、 このエラーをＥｉで表すと、Ｅｉ＝‖ｘ‖２−Ａｉ２／｛Ｂｉ｝ となり、この場合ｘは対応する補間された重み付けＬＰＣ−ＳＦのゼロ入力応答 がそこから減算された対応する補間重み付けフィルタによってろ波された選択さ れたサブパーティションにおける入力基準信号ベクトルに実質的に等しいある選 択されたサブパーティションにおける入力目標ベクトルを表し、Ａｉはベクトル ｘとｍ番目のサブパーティションにおけるｉ番目のろ波されたコードベクトルｙ ｉ， ｍのドット積を表し、かつＢｉは前記ベクトルｙｉ，ｍの２乗されたノルムを表 し、かつ、 ８（ｅ）はさらに、 （１）前記対応する補間された重み付けＬＰＣ−ＳＦはＨｍ（ｚ／γ）の伝達関 数を有し、該伝達関数は、▲数式、化学式、表等があります▼ で表され、この場合ｍ番目のサプパーティションに対し、γは典型的には０．８ となるよう選択され、かつ、ｉ＝１，２，…，ｐでありｐは予測器オーダである とし、ａｉ，ｍ は対応する補間されたＬＰＣ−ＳＦのパラメータを表し、前記Ｈｍ（ｚ／γ）の インパルス応答ｈｗｍ（ｎ）は実質的に、 ｈｗｍ（ｎ）＝γｎｈｍ（ｎ） に等しく、かつｈｍ（ｎ）は対応するＬＰＣ−ＳＦのインパルス応答であり、 ｈｍ（ｎ）は関連する前のおよび現在の補間されていないＬＰＣ−ＳＦのインパ ルス応答のリニア補間であるという事実を使用して、各々の補間サプパーティシ ョンにおけるｈｗｍ（ｎ）は高速コードブックサーチにおいて関連する前のおよ び現在の補間されていない重み付けＬＰＣ−ＳＦの２つのインパルス応答のリニ ア補間として決定され、ｈｗｍ（ｎ） ＝αｍｈｗ（１）（ｎ）＋βｍｈｗ（２）（ｎ）この場合、ｊ＝１，２に対して 、ｈｗ（ｊ）（ｎ）＝γｎｈ（ｊ）（ｎ）は、ｊ＝１の場合、前のそして、ｊ＝ ２の場合、現在のＬＰＣシンセシスフィルタの指数関数的に重み付けされた補間 されていないインパルス応答であり、そしてβｍ＝１−αｍでありかつ０＜αｍ ＜１であり、各々のサプパーティションに対して異なるαｍが使用されること、 （２）前記ろ波されたコードベクトルｙｉ，ｍは前記対応する重み付けされたイ ンパルス応答ｈｗｍ（ｎ）とのｉ番目の駆動コードベクトルＣｉのコンポリュー ションとして決定され、該コンポリューションは実質的に、ｙｉ，ｍ＝Ｆｗｍｃ ｉ であり、この場合、 ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、かつｋはコードベクトルの次元を表し、さらに、ｈｗｍ（ｎ）は関連す る前のおよび現在の補間されていない重み付けＬＰＣ−ＳＦのインパルス応答の リニア補間であるという事実を使用して、各々の補間サブパ−ティションにおけ るろ波されたコードベクトルｙｉ，ｍは実質的に前記関連する前のおよび現在の 補間されていない重み付けＬＰＣ−ＳＦによってろ波された２つのコードベクト ルのリニア補間として決定され、ｙｉ，ｍ＝αｍｙｉ（１）＋βｍｙｉ（２）で あり、かつ、ｊ＝１，２に対して、ｙｉ（ｊ）＝Ｆｗ（ｊ）ｃｉであり、かつマ トリクスＦｗ（１）およびＦｗ（２）は実質的に前記マトリクスＦｗｍと同じフ ォーマットを持つが、それぞれ、異なる要素ｈｗ（１）（ｎ）およびｈｗ（２） （ｎ）を有すること、 （３）ろ波されたコードベクトルｙｉ（１）の２乗ノルム、ろ波されたコードベ クトルｙｉ（２）の２乗ノルム、およびこれら２つのろ波されたコードベクトル のドット積に応答して、各々の補間サブパーティションにおける前記２乗された ノルムＢｉ、すなわち実質的にろ波されたコードベクトルｙｉ（１）の２乗ノル ム、前記ろ波されたコードベクトルｙｉ（２）の２乗ノルム、およびこれら２つ のろ波されたコードベクトルのドット積の重み付けされた和、を決定するための 第２のデターミナをさらに含み、前記Ｂｉは、実質的に、 Ｂｉ＝αｍ２‖ｙｉ（１）‖２ ＋βｍ２‖ｙｉ（２）‖２ ＋２αｍβｍ＜ｙｉ（１）・ｙｉ（２）＞であり、この場合βｍ＝１−αｍかつ ０＜αｍ＜１であり、各々のサブパーティションに対して異なるαｍが使用され ること、そして （４）各々の補間サブパーティションに対する前記ドット積Ａｉを決定するため の第１のデターミナをさらに含み、該第１のデターミナは実質的に、Ａ）前記入 力ベクトルｘにかつマトリクスＦｗｍに応答して、ｚ＝Ｆｔｗｍｘとなるようベ クトルｚを決定するバックワードフィルタであって、この場合ｔはトランスポー ズ操作子を表すもの、そして Ｂ）前記ベクトルｚにかつ前記ｍ番目の駆動コードベクトルに応答して、ドット 積を、 Ａｉ＝＜ｚ・Ｃｉ＞ となるよう形成し、この場合Ｃｉはｉ番目の駆動コードベクトルであるもの、 を具備すること、 の内の少なくとも１つを含むこと、 である（ａ）〜（ｅ）の内の少なくとも１つ該当する、請求の範囲第５項に記載 の装置。