JPH06506577A - 交換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 変換回路 本発明は、第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに対し相補的な第２の トランジスタとにより構成されており、前記第１のトランジスタのベースへ入力 信号が供給され、前記第２のトランジスタのベースは前記第１のトランジスタの エミッタと接続されており、前記第２のトランジスタのエミッタは、第１の抵抗 を介して出力端子と接続されており、前記の両方のトランジスタのエミッターコ レクタ区間に実質的に等しい電流が流れるようにする電流供給回路が設けられて いる変換回路に関する。

この形式の変換回路は、ドイツ連邦共和国特許第３０３５４７１号公報により公 知である。この公報の第３図に示されているｉ路は、カスケード形式で相互接続 された２つのエミッタフォロアにより構成されてし）る、使用されているバイポ ーラトランジスタの正の温度係数のために、電流帰還結合を形成する第１の抵抗 により相補形回路段における遮断電流を安定化させなければならない、このこと により帰還結合抵抗におし＼で出力電流に依存する電圧−下が生じ、゛これによ り電圧調整の低−減が生じることになる。それと（λうのは、制御電圧の変動幅 は出力電圧の変動幅よりも大きいからである。シ存がってこの構成のエミッタフ ォロアは、理想のインピーダンス変換器の所要特性を有しておらず、つまりほぼ ゼロである著しく僅がな出力抵抗を有していない、公知の回路技術の場合、出力 抵抗が限られた低い値でしかないという欠点を、変換器のあらゆる回路段（電圧 および電流増幅段）にわたって強い帰還結合を行うことにより補償することが多 い。

さらに、たとえばダイオードを用いて抵抗を橋絡したり、電流平衡回路または四 辺ブリッジ回路により、電流帰還結合抵抗がこの抵抗自体において不利に作用す ることを回避するする試みがなされてきた。しかしこれらすべての回路は一般的 にコストのかかる遮断電流安定化、厳選されたｔトランジスタ、ならびに（四辺 回路の場合には）コストをかけて設計仕様を定めなければならない回路構成を必 要とする。ダイオードによる伝達は０．６ｖの電圧になってからはじめて作用し 、遮断電流は０．６Ｖよりも小さいはずであるので、遮断電流調整を任意に選定 して行えない、相補形増幅器が生じる。著しくコストをかけることによってのみ 、電流平衡回路により出力抵抗をほぼゼロにできる。

冒頭で述べた形式の回路構成の有する利点とは、実質的に等しい電流の流される 互いに逆極性のエミッタフォロアによりトランジスタの非線形の特性曲線の補償 が行われることである。公知の回路構成は一般的にひずみのない増幅器のために 使用されるが、理想に近いインピーダンス変換器として構成することはできない 。

したがって本発明の課題は、冒頭で述べた形式の変換回路を、実質的にゼロであ る出力抵抗が得られるようにじ、制御特性曲線のひずみが完全に補償されるよう に構成することにある。

本発明によればこの課題は、冒頭で述べた形式の変換回路において、第１のトラ ンジスタのエミッタと接続された第２の抵抗が設けられており、該第２の抵抗に は前記第１のトランジスタのコレクターエミッタ電流が流れ、該第２の抵抗を介 して、前記ｊｉｌのトランジスタのエミッタが前記第２のトランジスタのベース と接続されていることにより解決される。

第１のトランジスタのエミッターコレクタ電流が第２の抵抗を通って流れるよう に、本発明にしがたって抵抗を第１のトランジスタのエミッタと第２のトランジ スタのベースとの接続線路中に挿入接続することにより、電流帰還結合抵抗とし てはたらく第１の抵抗における電圧降下が自動的に補償されるようになり、この 場合、両方の抵抗が等しい大きさであれば、第２のトランジスタのベースにおけ る電圧が、第１の抵抗における電圧降下により正確に補償される。しかし、第１ の抵抗に対して相対的な設計仕様で第２の抵抗を適切に構成することにより、変 換器の出力抵抗を任意に正または負に設定調整できる。もちろん、負の出力抵抗 のときには安全対策を施す必要がある。

人力トランジスタと出力トランジスタの極性をそれ　、ぞれ異ならせることによ り、つまりこれに伴って動作点を等しい電流においてそれぞれ異ならせることに より、補償が制限される。

入力トランジスタと出力トランジスタの間において等しい電流で完全な特性曲線 対称性を得る目的で、これら両方のトランジスタに、ダイオードとして接続され たそれぞれ１つの相補的なトランジスタが直列に補償抵抗として追加接続される ０両方の特性曲線（トランジスタおよびダイオード）により、それらが１つにま とめられて両方の側に対して等しい新たな制御特性曲線が得られ、これは完全に 補償可能である。

電流供給回路は有利には、それぞれのベースが互いに接続された２つのトランジ スタを備えたそれ自体公知のカレントミラー回路を有する。

本発明による回路の著しく有利な実施形態は次のようにして実現できる。すなわ ち、カレントミラー回路の両方のトランジスタは、それらにそれぞれ配属されて おり等しい電流の流される第１ないし第２のトランジスタと同じ極性を有するよ うに、それぞれ異なる極性を有する。つまりこの場合、それぞれ等しい電流の流 される両方のトランジスタを、共通の基板における同一の２重トランジスタとし て構成することができ、このことにより両方のトランジスタの特性および特性曲 線を等しくすることができる。

この場合、好適であるのは、第１のトランジスタが第２の抵抗ならびにカレント ミラー回路の所属のトランジスタとともに、同極性の２つトランジスタおよび挿 入接続された１つの抵抗を有する構造体を形成し、この構造体は第２のトランジ スタにおいては逆極性で、挿入接続された抵抗およびカレントミラー回路の所属 のトランジスタとともに実現されることである。このようにすれば、２つの２重 トランジスタを備えた本発明による回路構成を形成できる。　。

本発明による変換回路を相補形変換回路として構成することができ、これにより 各モジュールは鏡像的にかつ互いに逆極性で結合される。この実施形態の場合、 ４つの同じ構造体の直列接続されたブリッジ分岐を形成できる。各ブリッジ分岐 で完全に等しい構成で完全な対称性を実現することは、抵抗値が第１の抵抗と一 致するそれぞれ１つの抵抗を各ブリッジ分岐に挿入接続することにより達成され る。したがってこのブリッジ回路中には、帰還結合抵抗としてはたらく第１の抵 抗が一体化されている。

変換器の動作点調整は、第２のトランジスタのベースと接続されたバイアス電圧 源により選定可能である。

変換回路が相補的に形成されている場合、このパイアスミ圧源は、互いに逆極性 の第２のトランジスタの各ベース間に配置される。

しかしこのバイアス電圧源を線形の抵抗または電圧依存形抵抗の形式で、遮断電 流を制限する回路分路中に配置させることもできる。この場合、遮断電流は回路 の別の分路中にある電流源を介して設定調整される。

本発明による回路により、回路の対称性を乱すことなく遮断電流調整を内部的に 任意に選定可能になる。

本発明による回路技術により、理想の特性を有する汎用モジュールを実現できる 。たとえば理想のトランジスタ構造体を実現可能であり、この場合、第１および 第２のトランジスタにより形成される電流分岐における垂直方向の対称性は、と りわけ重要である。

次に、図面に示された実施例に基づき本発明の詳細な説明する。

第１図は、相補形インピーダンス変換回路を示す図である。

第２Ａ図は、２つの同じトランジスタから成るカレントミラー回路を備えたイン ピーダンス変換回路の基本構成図である（水平方向の対称性）。

第２Ｂ図は、水平方向の対称構成において付加的な相補形トランジスタダイオー ドを用いた変形実施例を示す図である。

第３図は、垂直方向の対称構成において相補形トランジスタを備えた電流供給回 路を用いた、第２Ａ図および第２Ｂ図による回路の変形実施例を示す図である。

第４図は、２つ１組で１つの共通の基板上に構成されたトランジスタを備えた、 第３図による回路を示す図である。

第５Ａ図は、電流平衡調整部ならびに回路内部の遮断電流分路を備えた、第３図 および第４図の原理にしたがちで構成された相補形インピーダンス変換器を示す 図である。

第５Ｂ図は、２重対称により遮断電流供給を行う、第３図および第４図の原理に したがって構成された相補形インピーダンス変換器を示す図である。

第５Ｃ図は、相等しいが非線形の抵抗と電流を制限する分路中の能動的なトラン ジスタバイアス電圧源とを備えた、第２Ｂ図の原理にしたがって構成された相補 形インピーダンス変換器を示す図である。

第５Ｄ図は、能動的なバイアス電圧源を備えた、第３図および第４図の原理にし たがって構成された相補形インピーダンス変換器を示す図である。

第６図は、第３図および第４図の回路技術で構成された汎用形トランジスタモジ ュールを示す図である。

第７Ａ図は、ラテラルｐｎｐ）−ランジスタを備えたモジュールを示す図である 。

第７Ｂ図は、ダーリントン出力回路を備えたモジュールを示す図である。

第７Ｃ図は、ハイブリッド技術で実現された、第６図によるモジュールを示す図 である。

ｌｌ７Ｄ図は、出力回路中に付加的な抵抗の設けられていないＭＯ３ＦＥＴ技術 で実現された、第６図にょ葛モジュールを示す図である。

第８Ａ図は、集積された出力ダーリントントランジスタを示す図である。

第１８図は、制御段と電流負荷の個別の構成を示す図である。

第８Ｃ図は、補償形ソースフォロアを示す図である。

第８Ｄ図は、電流平衡調整形ソースフォロアを示す図である。

第９図は、ｐｎｐトランジスタモジュールを示す図である。

第１０図は、ｎｐｎトランジスタモジュールを示す図である。

第１１図は、汎用的に使用可能な集積回路を示す図ある。

第１３図は、電流平衡回路を備えたトランジスタモジュールを示す図である。

第１４図は、第１３図に対して変形された、同じ作用を有する回路を示す図であ る。

入力信号を供給するポテンショメータＰのタップと接続されている。この入力信 号端子Ａには、ｎｐｎ）ランジスタとして構成された第１のバイポーラトランジ スタＴ１のベースと、逆極性の（ｐｎｐ）トランジスタＴＩ’　のベースとが接 続されている。トランジスタＴ１のエミッタは第２のトランジスタＴ２のベース と接続されており、このトランジスタは（同様に）エミッタラオロアとして接続 されていて、そのエミッタはｊＩｌの抵抗Ｒ１を介して出力層子Ｂと接続されて いる。

第１のトランジスタＴＩのエミッタと第２のトランジスタＴ２のベースの間の接 続線路中に第２の抵抗が挿入接続されている。

両方のトランジスタＴｌおよびＴ２への電流供給は、それぞれのベースが互いに 接続されている２つのトランジスタＴ３およびＴ４から成るカレントミラー回路 を介して行われる。これらのトランジスタＴ３およびＴ４のエミッタは、それぞ れエミッタ抵抗Ｒ３ないしＲ４を介して負の供給電圧源りと接続されている。カ レントミラー回路において第２のトランジスタＴ２に配属されたトランジスタＴ ４はダイオードとして接続されており、したがフてこのトランジスタのコレクタ とベースは直接接続されている。それ自体公知のカレントミラー回路により、両 方のトランジスタＴ１とＴ２に等しい電流が流れるようになる。この場合、第１ のトランジスタＴＩのコレクタは正の供ゝ給電圧源Ｄ＋と接続され−でいる。第 １の抵抗Ｒ１において降下する、被伝送信号により変化する電圧は、第２の抵抗 Ｒ２の値が第１の抵抗Ｒ１の値と同じ大きさに選定されていれば、正確に同じ大 きさで出力信号に加えられる０両方の抵抗Ｒ１とＲ２とには等しい電流が流れる ので、のトランジスタＴＩのエミッタに加わる入力信号電圧は、第２の抵抗Ｒ２ が設けられていなければ、第１の抵抗Ｒ１において降下する電圧値だけ減少する ことになる。ｊ［２の抵抗Ｒ２における電圧上昇により、信号電圧は抵抗Ｒ１に おいて降下する電圧値だけ上昇するので、負の信号電圧である第２の゛トランジ スタ対２のペースにおける電圧Ｅ−は、抵抗Ｒ２（ないしＲ１）における電圧降 下により相応に上昇する。したがって本発明による回路装置の場合、両方のトラ ンジスタＴ１、Ｔ２の非線形のダイオード経路が補償されるだけでなく、抵抗Ｒ １，Ｒ２が等しい抵抗値に選定されていればこれらの抵抗における電圧降下も補 償される。

このことにより、出力抵抗ゼロのインピーダンス変換器を実現できる。抵抗をＲ ２＜Ｒ１に選定すると正の出力抵抗値が残り、他方、Ｒ２＞Ｒ１に選定すれば、 出力抵抗値は負になる。

第１図に示された回路装置は相補形の配置構成である。正の信号電圧のために設 けられた回路の半分は、負の信号電圧のための既述の回路構成に対応しており、 対応する参照番号は”′”が加えられて示されている。

供給電圧源Ｄ＋ないしＤ−とカレントミラー回路のトランジスタＴ３、Ｔ４の所 属のペースとの間に、それぞれツェナダイオードＺＤＩとＺＤＩ’　が設けられ ており、これら１のツェナダイオードは、たとえば出力端子において短絡が生じ たならば、トランジスタＴ１、Ｔ２ないしＴ３、Ｔ４を流れる最大電流を制限す る。

両方の第２のトランジスタＴ２およびＴ２’の各ペース間に接続されたツェナダ イオードＺＤ２により、両方のトランジスタＴ２、Ｔ２’の特性曲線上の動作点 が設定される１両方のトランジスタＴ４、Ｔ４’の成しており、回路投入時に遮 断電流を流すことができる。

第２Ａ図には、第１図において実現された基本回路が示されている。できるかぎ り相等しく構成された両方のトランジスタＴ３、Ｔ４はカレントミラー回路を構 成しており、互いに相補的に形成されているトランジスタＴ１、Ｔ２に等しい大 きさの電流を供給する。

回路の各動作点に関して所望の結果を得るためには、トランジスタＴ３、Ｔ４の 特性曲線を等しくするだけでなく、相補形トランジスタＴＩ、Ｔ２の特性曲線も できるかぎり等しくする必要がある。したがってこの回路は、トランジスタ対Ｔ ３、Ｔ４とＴ１、Ｔ２との間で水平方向に対称である構成に基づいている。この Ｔ２に関しては近似的にしか可能でない。

第２Ｂ図には、それぞれ１つの相補形ダイオードトランジスタ（Ｔ５．Ｔ６）に よりどのようにして入／出力トランジスタが補われているかが示されている。

２つの異なるダイオード区間を直列接続することにより、トランジスタとダイオ ードトランジスタが水平方向に対称であれば両方の側で等しい制御特性曲線が得 られる。この回路は水平方向に対称に構成されており、これらのトランジスタが 十分正確に製造されていれば制御特性曲線のひずみが完全に補償される。

第３図には、別の動作原理に基づく、第２図による回路の変形実施例が示されて いる。トランジスタＴ１１およびＴ１２は、第２図による回路中のトランジスタ Ｔ１およびＴ２と同じようにして互いに接続されている。第２図中のトランジス タＴ３と同じようにして、トランジスタＴ１３はトランジスタＴｌｌのコレクタ ーエミッタ区間と直列に配置されている。これに対してトランジスタＴ１４はト ランジスタＴ１３とは異なる極性で構成されており、そのエミッタは抵抗Ｒ４を 介してトランジスタＴ１２のコレクタと接続されている。この回路構成の場合、 トランジスタＴｌｌとＴ１３は同じ極性でつまりｐｎｐトランジスタとして構成 されており、トランジスタＴ１２とＴＩ４はｎｐｎ　トランジスタとして構成さ れているので、垂直方向の対称性が生じる。第４図に示されているようにｐｎｐ トランジスタＴｌｌ、Ｔ１３は好適には１つの共通のチップ上に構成されている ので、これらのトランジスタは互いに完全に同じ特性曲線の特性を有することが できる。同様に、ｎｐｎトランジスタＴ１２、Ｔ１４も同一のチップ上に構成さ れている。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は２つ１組で同様に相等しく構成されて おり、したがって完全な垂直方向の対称性が得られる。

ここではこの回路の動作原理はもはや、カレントミラー回路により両方のトラン ジスタＴ１、Ｔ２中に完全に等しい電流が流されることに基づ（のではなく、垂 直方向の対称性により等しい部分区間電圧の生じるブリッジ形式の結線が行われ ることに基づいており、その結果、基準電位に対しトランジスタＴｌｌのペース に生じる入力電圧は、負荷抵抗りを介して生じる出力電圧と等しくなる。この場 合、トランジスタＴｌｌ〜Ｔ１４の非線形の特性曲線の補償に障害を及ぼすこと なく、両方の電流分岐Ｔｌｌ、Ｔ１３ないしＴ１２、ＴＩ４中にそれぞれ異なる 電流を流すことができる。

その際、抵抗Ｒ１−Ｒ４をそれぞれ異なる電流に応じて設定する必要がある。こ のように第３図と第４図による回路は相補的に構成された“カレントミラー回路 ”を利用しており、垂直方向の対称構成に基づくものであって、この対称構成に おいて、同じように障害を受けた一方の側のｎｐｎ）ランジスタは（一般的には 異なるように）障害を受けているが相等しい他方の側の２つのｎｐｎトランジス タにより正確に補償される。

第５Ａ図には、基本的に第１図による回路構成に相応する回路が示されているが 、この場合には第３図と第４図による回路原理が実現されている。ツェナダイオ ードＺＤＩ、ＺＤ　ｌ’　に並列接続されたそれぞれ１つのコンデンサＣ１、Ｃ Ｉ’　により、周波数に依存する相互結合係数が行われる。２つのトランジスタ Ｔ１５、Ｔ１６ないしＴ１５’、Ｔ１６’　から成る出力カレントミラー回路に より相補形インピーダンス変換器の出力電流を取り除くことができ、したがって これは単に制御回路として用いられる。この回路の１つの電流分路中の電流源１ １により、供給電圧源（Ｕｂ）が投入されてはじめて遮断電流が回路中に生じる ようになる。投入状態で、電流源１１の電流は相補形カレントミラー回路（Ｔ１ ３、Ｔ１４．Ｔ１３’　、Ｔ１４）を介してバイアス電圧源ＺＤ２へ流れる。

第５Ｂ図には、相補形カレントミラー回路に付加的に遮断電流が加わること−こ れにより垂直方向の対称性に障害が及ぼされる−をいかにして回避できるかが示 されている。相等しく重み付けされた両方の電流源（１２、Ｉ　２’　）　ｉｉ ｔ流ヲ流液直接イアス電圧ａｍ［ＺＤ２へ供給する。

バイス電圧源ＺＤ２のために、たとえば簡単な抵抗のような著しく僅かな低イン ピーダンス素子を用いることもできる。その理由はここでは制限を行う遮断電流 帰還結合回路が設けられているからである。この抵抗は、電流源（Ｉ２またはＩ Ｉ）を介して外部から供給される程度の大きさの電流しか受容しない、この抵抗 における別の各々の電圧上昇は、回路からの電流流出に関連するものであり、こ の電流流出は回路全体の相互結合係数の低下として現われる。このプロセスによ り遮断電流が安定化する。

電流源を介してオフセットトリミングも可能である。

第５Ｃ図には、第２Ｂ図にしたがって実現された回路が示されている。線形の抵 抗は、電圧−電流特性が非線形である電界効果トランジスタダイオードに置き換 えられている。このようにして、特性曲線が等しくしたがって内部抵抗が互いに 等しい、電圧に依存する抵抗が得られる。対称性は維持されたままである。

非線形の抵抗を用いる理由は、相補形回路の上部と下部との間で非対称に電圧お よび電圧が分布することにある。信号調整の際、回路の上部と下部における回路 内部の電圧変動幅が等しければ、回路の（たとえば）上部では電流低減に基づい て回路の下部よりもいくらかオーダの高い電流が得られる。この回路はダイナミ ックに拡張されたＡ級の範囲で動作し、したがって所定の出力のためにいっそう 僅かな遮断電流しか必要としない。

バイアス電圧源ＺＤ２は、遮断電流を制限する回路の分路中のダイオード区間と して構成されている。

第５Ｄ図には、第５Ｂ図による回路において能動的に温度と結合されたトランジ スタバイアス電圧源（Ｉ７、Ｔ８）が示されている。このトランジスタバイアス 電圧源は急傾斜の特性の電圧制御される抵抗を形成しており、この抵抗は、相補 形トランジスタの両方のベース接続端子を介した電圧により制御される。過度な 遮断電流または電流上昇は、やはり相応に過度にコレクタ線路を介して分路へ、 つまり単にバイアス電圧源へ流出される。

厳密に垂直方向に対称である本発明による回路装置は汎用的に使用することがで きる。

第６図には、回路技術的に第３図に相応する、結線されていないモジュールが示 されている。第１のトランジスタ（Ｔｌ　１．Ｔ１４）の供給電圧接続端子Ｕｂ と第２のトランジスタ（Ｔ１２、Ｔ１３）のエミッタとの接続により、このモジ ュールの１つの外部接続端子が省略される。

この場合、トランジスタＴ１４のペース接続端子Ｂｐをｎｐｎ　トランジスタ構 造体のペースとして接続できる。トランジスタＴｌｌのコレクタＣｎおよびベー スＢｎをトランジスタＴ１２のエミッタ端子と抵抗Ｒ１の自由端において相互接 続すること（ＣｎとＥｐとの相互接続）により、ならびにトランジスタＴ１４の コレクタをトランジスタＴ１３のエミッタ端子と抵抗Ｒ３の他方の側で相互接続 すること（ＣｐとＥｎの相互接続）により、これらの相互接続はｎｐｎトランジ スタのエミッタとコレクタを形成する。

第６図によるモジュールを同じようにしてｐｎｐ　トランジスタとして使用する ことができ、この目的でトランジスタＴｌｌのペース（Ｂｎ）がベース入力側と して用いられる。

補償ならびにトリミングの目的で、第６図による汎用構造体のその他の接続端子 を利用できる。

第７Ａ−Ｄ図には、垂直方向の対称性を維持したまま様々に混ぜ合わせられて組 み立てられたモジュールが示されている。

第７Ｄ図には、相応の電界効果トランジスタＦＴ１１〜ＦＴ１４と、付加的な抵 抗ない出力回路とを用いた、ＭＯ３ＳＦＥＴ技術による相応のモジュールが示さ れている。このモジュールは、トランジスタ源の内部抵抗が十分に高く両方のト ランジスタ（ＦＴＩＩ、ＦＴ１３）の特性曲線が十分に類似している場合に可能 である。

垂直方向の対称条件においては、互いに直列接続された増幅モジュールが同一で あるかだけが問題となるので、複雑にすることなくハイブリッド技術で第６図に よる汎用モジュールを構成することもできる。この場合、たとえば２つの電界効 果トランジスタＦＴＩＩとＦＴ１３は、２つのバイポーラトランジスタＴ１２お よびＴ１４とともにまとめられて１つのモジュールが構成される。

第８Ａ図〜第８Ｄ図には種々異なる出力トランジスタの適用事例が示されており 、この場合、汎用の回路は、それ自体非線形で動作する出力電流源のための制御 段としても用いられるし、出カニミッタまたはソースフォロアのための制御電圧 のひずみをあらかじめ除去す８ためにも用いられる。

第９図および第１０図には、ｐｎｐ技術およびｎｐｎ技術による２つの特殊なト ランジスタ回路が示されている。これら両方の回路は、トランジスタＴｌｌ〜Ｔ １４の相補的な構成の点で異なるだけである。これらの回路は合成されて線形で あるトランジスタ等価構造体を形成する。

第１１図には、保護ダイオードとして対称に配置されたツェナダイオードＺＤＩ とＺＤ３を有する集積回路で実現された、第６図に示された汎用構造体が示され ている。

第１１図による回路を相補的に結合することにより第１２図に示された回路が得 られ、この回路はまえもって結線されておらずしたがって２０個の接続端子を使 用可能である。内部であらかじめ結線しておけば当然、接続端子の個数を難なく 低減できる。

第６図〜第１２図に示された構成は汎用的に利用可能であり、単に外部の結線次 第で多種多様な使用法が可能になる。たとえば、理想のつまり出力電圧損失のな いトランジスタを実現することができ、これらのトランジスタは、第３図および 第４図にしたがって垂直方向の対称性を維持すれば、特性曲線および温度が完全 に補償される。この種の構成素子の適用法やその利点は、これ以上説明しなくて も推考できる。

第９図および第１０図によるトランジスタをただちに出力トランジスタとして構 成することも容易に可能であって、この場合、トランジスタＴ１３とＴ１４はダ ーリントン回路で構成されており、したがって出力目的に適している。この場合 にもちろん、トランジスタＴｌｌとＴ１２をダーリントン回路として構成するこ ともでき、これにより完全なダーリントン構造体を形成することができ、内部の ペース電流が低減される。

第１３図には、基本的に第３図に示されているような変換回路により構成されて いる、合成されたトランジスタ等価構造体が示されている。この構造体によりト ランジスタＴｌｌのペースにペース接続端子Ｂが形成されており、そのコレクタ にはエミッタ端子Ｅが形成されている。コレクタ端子Ｃは、別のカレントミラー 回路Ｔ１５およびＴ１６を介して変換回路と分離されている。このカレントミラ ー回路へ、別個の端子を介して供給電圧ＵＢが導かれる。このようにして得られ た、端子Ｂ、Ｅ、Ｃを備えたトランジスタ構造体により、３つの接続端子Ｂ、Ｅ 、Ｃのすべてにおいて保持電圧の電位を等しく調整できる。

第１４図にも、接続端子Ｂ、Ｅ、Ｃを備えたトランジスタ等価構造体が示されて いる。この場合、トランジスタＴ１４とともにカレントミラー回路を形成するト ランジスタＴ１６’　により、電流平衡調整が行われる。したがってトランジス タＴＩ４は、２つのカレントミラー回路Ｔ１３、Ｔ１４およびＴ１４、ＴＩ６′ のために２重に利用される。トランジスタＴ１６′のコレクターペース容量によ り、変換回路への容量性のコレクタ帰還作用が生じる。

＄１３図および第１４図に示されているモジュールにより電圧増幅を行うことが でき、この場合、増幅された電圧は入力電位と同じ電位で取り出すことができる ので、多数の段を容易に直列接続できる。

Ｆ初、ＳＣ Ｆセ、５Ｄ （ｎ　Ｅｐ Ｆ勾・６ 補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）１．　国際出願番号 ＰＣＴ／ＥＰ９２１００８２４ ２、　発明の名称 変　換　回　路 ３、　特許出願人 住　所　ドイツ連邦共和国　Ｄ−３０００ハノーヴアー９１　ゲラチンゲル　シ ョセ−７６ 名　称　テレフンケン　フエルンゼー　ラント　ルントフンク　ゲゼルシャフト 　ミツト　ベシュレンクテルハフツング 代表者　ラング、　デートレフ　マルチン国　籍　ドイツ連邦共和国 ４、代理人〒１００ （１）　補正書の翻訳文　１通 請　請求　の　範　囲 １、第１のトランジスタ（Ｔｌ、ＴＩ’　、Ｔ１１．Ｔ１１’　、ＦＴｌｌ）と 、該第１のトランジスタ（Ｔ１、ＴＩ’　；Ｔｌｌ、Ｔｌｌ’　；ＦＴＩＩ）に 対し相補的な第２のトランジスタ（Ｔ２．Ｔ２’　；Ｔ１２？Ｔ１２′　；ＦＴ ｌ２）とにより構成されており、前記第１のトランジスタのベースへ入力信号が 供給され、前記第２のトランジスタのペースは前記第１のトランジスタ（Ｔｌ、 Ｔｌ’　；Ｔｌ　１．Ｔｌ　１’　；ＦＴＩＩ）のエミッタと接続されており、 前記第２のトランジスタのエミッタは、第１の抵抗（Ｒ１）を介して出力端子（ Ｂ）と接続されており、前記の両方のトランジスタ（ＴＩ、ＴＩ’　、Ｔ１１、 Ｔｌｌ’　、ＦＴｌｌ、Ｔ２．Ｔ２’　、Ｔ１２゜Ｔ１２’　；ＦＴｌ２）のエ ミッターコレクタ区間に流れる電流を互いに依存して制御する、出力側からの電 流帰還結合回路（Ｔ３．Ｔ４　；Ｔ３’　、Ｔ４’　；Ｔ１３．Ｔ１４；Ｔ１３ ’　、Ｔ１４’　；ＦＴｌ３゜ＦＴｌ４）が設けられている変換回路において、 前記第１のトランジスタ（Ｔｌ、Ｔｌ’　、Ｔ１１゜Ｔｌｌ’　、ＦＴｌｌ）の エミッタと接続された第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２’　）が設けられており、該第２ の抵抗には前記第１のトランジスタ（Ｔｌ、Ｔ１′　；Ｔｌ　１．Ｔｌ　ｌ’　 、ＦＴｌ　１）のコレクターエミッタ電流が流れ、該第２の抵抗を介して、前記 第１のトランジスタ（Ｔｌ、Ｔｌ’　、Ｔ１１．Ｔｌｌ’　。

ＦＴＩＩ）のエミッタが前記第２のトランジスタ（７２，Ｔ２’　、Ｔ１２．Ｔ １２’　；ＦＴｌ２）のペースと接続されていることを特徴とする変換回路２、 前記の第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２’　）と第１の抵抗（Ｒ１，Ｒ１”）にそれぞれ 、ダイオードとして接続された相補形のトランジスタ（Ｔ５．Ｔ６　；Ｔ５’　 、Ｔ６’　）が直列に追加接続されている、請求項１記載の変換回路。

３、前記電流供給回路は、それぞれのベースが互いに接続された２つのトランジ スタ（Ｔ３．Ｔ４ｉＴ３’　、Ｔ４’　、Ｔ１３．ＴＩ４．７１３’　、Ｔ１４ ’　。

ＦＴｌ３．ＦＴｌ４）を備えたカレントミラー回路を有する、請求項１または２ 記載の変換回路。

４、前記カレントミラー回路の各トランジスタは、それぞれに配属されており等 しい電流の流される第１ないし第２のトランジスタ（Ｔｌ、ＴＩ’　；Ｔｘｉ。

Ｔｌｌ’　、ＦＴｌｌ、Ｔ２．Ｔ２’　、Ｔ１２．Ｔ１２’　、ＦＴｌ２）と同 じ極性を有する、請求項１〜３のいずれか１項記載の変換回路。

５、それぞれ等しい電流の流される両方のトランジスタは、同じ２重トランジス タとして１つの共通の基板上に形成されている、請求項１〜４のいずれかｌ項記 載の変換回路。

６．互いに対称に配置されたトランジスタおよびそれらの抵抗は１つの共通の基 板上に形成されている、請求項５記載の変換回路。

７、第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２’　）は第１の抵抗（Ｒ１゜Ｒ１′）に対して相対 的な設計仕様で構成されておりＲ１＞Ｒ２であれば正の出力抵抗値が生じ、Ｒ１ くＲ２では負の出力抵抗値が生じ、Ｒ１−Ｒ２では抵抗値ゼロが生じる、請求項 １〜６のいずれか１項記載の変換回路。

８、前記カレントミラー回路の抵抗（Ｒ３，Ｒ４，Ｒ３’　、Ｒ４’　）は互い に相対的な設計仕様で構成されており、これらの抵抗により出力抵抗値が決定さ れる、請求項１〜７のいずれか１項記載の変換回路。

９、垂直方向で同じ電流の流される抵抗（Ｒ１，Ｒ４゜Ｒ２，Ｒ３）は互いに相 対的な設計仕様で構成されており、これらの抵抗により出力抵抗値が決定される 、請求項１〜８のいずれか１項記載の変換回路。

１０、線対称に配置された抵抗は、相等しい特性曲線を有し電圧に依存する非線 形特性の抵抗である、請求項１〜９のいずれか１項記載の変換回路。

＋１．対称軸線の抵抗は橋絡されている、請求項１〜１０のいずれか１項記載の 変換回路。

＋２．第１のトランジスタは、第２の抵抗およびカレントミラー回路の所属のト ランジスタとともに、同じ極性の２つのトランジスタおよび挿入接続された抵抗 を備えた構造体を形成し、該構造体は第２のトランジスタにおいては逆極性で、 挿入接続された抵抗およびカレントミラー回路の所属のトランジスタとともに実 現されている、請求項１または４〜１１のいずれか１項記載の変換゛回路。

１３、各ブリッジ分岐中にそれぞれ１つの抵抗が付加接続されており、該抵抗の 値は第１の抵抗（Ｒ１，Ｒ１′）と一致する、請求項１２記載の変換回路。

１４、当ｔＸ＠路は相補形変換回路として構成されている、請求項１〜１３のい ずれか１項記載の変換回路。

１５．１つのブリッジが形成されるように４つの同じ構造体が統合接続されてお り、それぞれ互いに逆極性の２つの構造体は直列接続されたブリッジ分岐を特徴 する請求項５〜１４のいずれか１項記載の変換回路。

１６、電力損失を制限するためのバイアス電圧１ｉｔ（ＺＤｌ、ＺＤＩ’　）が 設けられており、該電圧源はトランジスタ（Ｉ２．Ｔ２’　；Ｔ１２．Ｔ１２’ 　；ｐ’ｒ１２）のベースとエミッタ抵抗の間に接続されている、請求項１〜１ ５のいずれが１項記載の変換回路。

１７、互いに逆極性の第２のトランジスタ（Ｉ２．Ｔ２’　；Ｔ１２．Ｔ１２’ 　；ＦＴ１２）の各ベース間に、遮断電流１１１！Ｉ用のバイアス電圧ｉ［（Ｚ Ｄ２）が設けられている、請求項Ｉ４記載の変換回路。

１８、遮断電流調整用の前記バイアス電圧源は、制限を行う遮断電流分路中の線 形特性の抵抗である、請求項１４または１７記載の変換回路。

１９、遮断電流調整用の前記バイアス電圧源は、制限を行う遮断電流分路中の電 圧依存形抵抗である、請求項１４または１７記載の変換回路。

２０、能動的なバイアス電圧源により遮断電流帰還結合路が形成される、請求項 １４または１７記載の変換回路。

２１、前記バイアス電圧源は当該回路と直接、熱的に結合されている、請求項１ ４．１７または１９〜２０のいずれか１項記載の変換回路。

２２、遮断電流は当該回路の電流分路中の電流源により発生する、請求項１４ま たは１７〜２１のいずれか１項記載の変換回路。

２３、遮断電流は、両方の供給電圧側における同じ設計仕様の２つの電流源の付 加供給により発生する、請求項１４または１７〜２１のいずれか１項記載の変換 回路。

２４、遮断電流は可変の電流源により設定される、請求項１４または１７〜２３ のいずれか１項記載の変換回路。

２５、供給電圧（ＵＢ）は電流平衡回路（Ｔ１５．Ｔ１６、Ｔ１３．Ｔ１６’　 ）を介して供給される、請求項１〜２４のいずれか１項記載の変換回路。

２６、電流平衡回路はカレントミラー回路により構成されている、請求項２５記 載の変換回路。

２７、当該回路は、トランジスタ接続端子（Ｂ、Ｅ、Ｃ。

Ｕｂ）を備えたそれぞれ１つの合成された線形のトランジスタ等価構造体を特徴 する請求項１〜２６のいずれか１項記載の変換回路。

２８、せランジスタ接続端子ＵｂとＥは接続されている、請求項２７記載の変換 回路。

２９、トランジスタ等価構造体のコレクタ接続端子（Ｃ）は、電流平衡回路（Ｔ １５．Ｔ１６．Ｔ１３．Ｔ１６′）を介して電圧に関して分離されている、請求 項２５〜２７のいずれか１項記載の変換回路。

３０、既述のトランジスタ構造体は、′合成線形トランジスタ（Ｓｙｎｔｈｅｔ ｉｃ　Ｌｉｎｅａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ略してＳＬＴ”）と称される汎用の トランジスタ等価構造体を特徴する請求項１〜２９のいずれか１項記載の変換回 路。

国際調査報告

Claims (30)

【特許請求の範囲】
1. １．第１のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ１１′；ＦＴ１１）と、該 第１のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ１１′；ＦＴ１１）に対し相補 的な第２のトランジスタ（Ｔ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′；ＦＴ１２）とによ り構成されており、前記第１のトランジスタのベースへ入力信号が供給され、前 記第２のトランジスタのベースは前記第１のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１ １，Ｔ１１′；ＦＴ１１）のエミッタと接続されており、前記第２のトランジス タのエミッタは、第１の抵抗（Ｒ１）を介して出力端子（Ｂ）と接続されており 、前記の両方のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；ＴＩ１，Ｔ１１′；ＦＴ１１；Ｔ ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′；ＦＴ１２）のエミッターコレクタ区間に流れる 電流を制御する電流供給回路（Ｔ３，Ｔ４；Ｔ３′，Ｔ４′；Ｔ１３，Ｔ１４； Ｔ１３′，Ｔ１４′；ＦＴ１３，ＦＴ１４）が設けられている変換回路において 、 前記第１のトランジスタ（Ｔｌ，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ１１′；ＦＴ１１）のエミ ッタと接続された第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２′）が設けられており、該第２の抵抗 には前記第１のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ１１′；ＦＴ１１）の コレクターエミッタ電流が流れ、該第２の抵抗を介して、前記第１のトランジス タ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ１１′；ＦＴ１１）のエミッタが前記第２のトラ ンジスタ（Ｔ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′；ＦＴ１２）のベースと接続されて いることを特徴とする変換回路。
2. ２．前記の第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２′）と第１の抵抗（Ｒ１，Ｒ１′）にそれぞ れ、ダイオードとして接続された相補形のトランジスタ（Ｔ５，Ｔ６；Ｔ５′， Ｔ６′）が直列に追加接続されている、請求項１記載の変換回路。
3. ３．前記電流供給回路は、それそれのベースが互いに接続された２つのトランジ スタ（Ｔ３，Ｔ４；Ｔ３′，Ｔ４′；Ｔ１３，Ｔ１４；Ｔ１３′，Ｔ１４′；Ｆ Ｔ１３，ＦＴ１４）を備えたカレントミラー回路を有する、請求項１または２記 載の変換回路。
4. ４．前記カレントミラー回路の各トランジスタは、それぞれに配属されており等 しい電流の流される第１ないし第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ１′；Ｔ１１，Ｔ １１′；ＦＴ１１；Ｔ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′；ＦＴ１２）と同じ極性を 有する、請求項１〜３のいずれか１項記載の変換回路。
5. ５．それぞれ等しい電流の流される両方のトランジスタは、同じ２重トランジス タとして１つの共通の基板上に形成されている、請求項１〜４のいずれか１項記 載の変換回路。
6. ６．互いに対称に配置されたトランジスタおよびそれらの抵抗は１つの共通の基 板上に形成されている、請求項５記載の変換回路。
7. ７．第２の抵抗（Ｒ２，Ｒ２′）は第１の抵抗（Ｒ１，Ｒ１′）に対して相対的 な設計仕様で構成されており、Ｒ１＞Ｒ２であれば正の出力抵抗値が生じ、Ｒ１ ＜Ｒ２では負の出力抵抗値が生じ、Ｒ１＝Ｒ２では抵抗値ゼロが生じる、請求項 １〜６のいずれか１項記載の変換回路。
8. ８．前記カレントミラー回路の抵抗（Ｒ３，Ｒ４；Ｒ３′，Ｒ４′）は互いに相 対的な設計仕様で構成されており、これらの抵抗により出力抵抗値が決定される 、請求項１〜７のいずれか１項記載の変換回路。
9. ９．垂直方向で同じ電流の流される抵抗（Ｒ１，Ｒ４，Ｒ２，Ｒ３）は互いに相 対的な設計仕様で構成されており、これらの抵抗により出力抵抗値が決定される 、請求項１〜８のいずれか１項記載の変換回路。
10. １０．線対称に配置された抵抗は、相等しい特性曲線を有し電圧に依存する非線 形特性の抵抗である、請求項１〜９のいずれか１項記載の変換回路。
11. １１．対称軸線の抵抗は橋絡されている、請求項１〜１０のいずれか１項記載の 変換回路。
12. １２．第１のトランジスタは、第２の抵抗およびカレントミラー回路の所属のト ランジスタとともに、同じ極性の２つのトランジスタおよび挿入接続された抵抗 を備えた構造体を形成し、該構造体は第２のトランジスタにおいては逆極性で、 挿入接続された抵抗およびカレントミラー回路の所属のトランジスタとともに実 現されている、請求項１または４〜１１のいずれか１項記載の変換回路。
13. １３．各ブリッジ分岐中にそれぞれ１つの抵抗が付加接続されており、該抵抗の 値は第１の抵抗（Ｒ１，Ｒ１′）と一致する、請求項１２記載の変換回路。
14. １４．当該回路は相補形変換回路として構成されている、請求項１〜１３のいず れか１項記載の変換回路。
15. １５．１つのブリッジが形成されるように４つの同じ構造体が統合接続されてお り、それぞれ互いに逆極性の２つの構造体は直列接続されたブリッジ分岐を形成 する、請求項５〜１４のいずれか１項記載の変換回路。
16. １６．電力損失を制限するためのバイアス電圧源（ＺＤ１，ＺＤ１′）が設けら れており、該電圧源はトランジスタ（Ｔ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′；ＦＴ１ ２）のベースとエミッタ抵抗の間に接続されている、請求項１〜１５のいずれか １項記載の変換回路。
17. １７．互いに逆極性の第２のトランジスタ（Ｔ２，Ｔ２′；Ｔ１２，Ｔ１２′； ＦＴ１２）の各ペース間に、遮断電流調整用のバイアス電圧源（ＺＤ２）が設け られている、請求項１４記載の変換回路。
18. １８．遮断電流調整用の前記バイアス電圧源は、制限を行う遮断電流分路中の線 形特性の抵抗である、請求項１４または１７記載の変換回路。
19. １９．遮断電流調整用の前記バイアス電圧源は、制限を行う遮断電流分路中の電 圧依存形抵抗である、請求項１４または１７記載の変換回路。
20. ２０．能動的なバイアス電圧源により遮断電流帰還結合路が形成される、請求項 １４または１７記載の変換回路。
21. ２１．前記バイアス電圧源は当該回路と直接、熱的に結合されている、請求項１ ４、１７または１９〜２０のいずれか１項記載の変換回路。
22. ２２．遮断電流は当該回路の電流分路中の電流源により発生する、請求項１４ま たは１７〜２１のいずれか１項記載の変換回路。
23. ２３．遮断電流は、両方の供給電圧側における同じ設計仕様の２つの電流源の付 加供給により発生する、請求項１４または１７〜２１のいずれか１項記載の変換 回路。
24. ２４．遮断電流は可変の電流源により設定される、請求項１４または１７〜２３ のいずれか１項記載の変換回路。
25. ２５．供給電圧（ＵＢ）は電流平衡回路（Ｔ１５，Ｔ１６；Ｔ１３，Ｔ１６′） を介して供給される、請求項１〜２４のいずれか１項記載の変換回路。
26. ２６．電流平衡回路はカレントミラー回路により構成されている、請求項２５記 載の変換回路。
27. ２７．当該回路は、トランジスタ接続端子（Ｂ，Ｅ，Ｃ，Ｕｂ）を備えたそれぞ れ１つの合成された線形のトランジスタ等価構造体を形成する、請求項１〜２６ のいずれか１項記載の変換回路。
28. ２８．トランジスタ接続端子ＵｂとＥは接続されている、請求項２７記載の変換 回路。
29. ２９．トランジスタ等価構造体のコレクタ接続端子（Ｃ）は、電流平衡回路（Ｔ １５，Ｔ１６；Ｔ１３，Ｔ１６′）を介して電圧に関して分離されている、請求 項２５〜２７のいずれか１項記載の変換回路。
30. ３０．既述のトランジスタ構造体は、”合成線形トランジスタ（Ｓｙｎｔｈｅｔ ｉｃ　Ｌｉｎｅａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ略して“ＳＬＴ”）と称される汎用 のトランジスタ等価構造体を形成する、請求項１〜２９のいずれか１項記載の変 換回路。