JPH06508015A

JPH06508015A - ダイバーシチ受信機において信号加重パラメータを推定する方法および装置

Info

Publication number: JPH06508015A
Application number: JP5516527A
Authority: JP
Inventors: ラスキー、フィリップ・ディー; チアソン、グレゴリー・エム
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1992-03-19
Filing date: 1993-01-25
Publication date: 1994-09-08
Also published as: FI935155A7; CA2109411A1; CZ282699B6; CZ249193A3; CA2109411C; WO1993019526A1; MX9301511A; EP0585420A1; TW269764B; US5265122A; KR0134111B1; FI935155A0; FI935155L; EP0585420A4

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】グイバーシチ受信機において信号加重パラメータを推定する方法および装置関連発明本明細書と同じ日付に出願され、関連主題を含み、本発明の譲受人に譲渡されたＣｈｉａｓｓｏｎらによる米国特許出願（整理番号ＣＥ　０２２５３　Ｒ）　” Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　Ａｐｐａｒａｒｕｓｆｏｒ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ　Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｉｎ　ａＲｅｃｅｉｖｅｒｌ′を参照。

発明の分野本発明は、一般に受信機における信号パラメータの推定に関し、さらに詳しくは、ダイバーシナ合成用受信機における信号パラメータの推定に関する。

発明の背景２つ以上の別々にフェージングを受けた受信機ブランチを合成することによって得られる性能の向上のために、ダイバーシチ合成（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）はデジタル通信において広く利用されている。全有効利得を実現するため、ダイバーシチ・ブランチを的確に加重、合成しなければならない。そのためには、チャンネルまたは送信信号の正確な情報をダイバーシチ受信機に与えなければならない。しかし、チャンネルの構造は一般に未知であるため、全有効利得を実現するために必要なチャンネル・パラメータは受信機によって推定されなければならない。

時変チャンネル利得および雑音分散（ｎｏｉｓｅ　ｖａｒｉａｎｃｅ）を有する任意のバイナリ通信チャンネルのＭブランチ・ダイバーシチ受信機では、チャンネルは次式のようにモデル化することができる：ｒｍ　：ＰｍＸ５　”　ｎｍ　ｍ６１　、、、　ＭただしｒｒＩ、は受信信号ベクトルであり、ｐｍはチャンネル利得（対角）行列であり、ｘ５は送信信号ベクトルであり、ｎ、、。

は雑音ベクトルであり、ｍはダイバーシチ・ブランチを表す。もっとも一般的な線形コンバイナは次式のようにモデル化することができる：ただし、６　はブランチｍのダイバーシチ加重係数（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ　ｐａｒａｍｅｔｅｒ）またはパラメータを表す０誤差信号ｅ、、、（ｋ）＝ｒｍ（ｋ）−ｘ、（ｋ）を定義することにより、０ｍ（ｋ）の個々の成分は次式のように計算できる：および σ益ｋ）＝σ赫ｋ）−（虱（ｋ）これらの式によって示されるように、これらの推定の有効性はσ、％（ｋ）およびσｚ、ｒｌ（ｋ）の精度と直接関係している。σン（ｋ）は受信信号電力と単純に関連しているが、σ認ｋ）の場合、受信機においては送信されたシーケンスｘ、（ｋ）は利用できないので請求めることは容易ではない。従来の方法は、信号の受信シーケンスにおける特定のシンボルｋについて、誤差信号は受信信号と最も近い配置点（ＣＣＰ　：　ｃｌｏｓｅｓｔｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｐｏｉｎｔ）との間の差と想定することによってこの問題を回避しようとしている。ＣＣＰが送信信号と一致する場合にはこの方法は十分であるが、一致しない場合（すなわち、チャンネルが誤差を生じた場合）、０１ｍ（ｋ）の推定は極めて不正確となり、αｌ、、（ｋ）も極めて不正確となりうる。

従って、ダイバーシチ受信機において利用可能な情報を活用することにより精度を大幅に改善する、ダイバーシチ加重係数α□（ｋ）を推定する新規の方法および装置が必要とされる。

発明の概要通信システムはダイバーシチ受信機を有し、このダイバーシチ受信機はある信号の少なくとも第１パージプンと第２バージヨンとを受信する少なくとも第１ブランチと第２ブランチとを有する。ダイバーシチ受信機は、多路１および第２ブランチ内で、前記少なくとも第１および第２バージヨンに関連する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータを生成し、第１および第２ブランチ内で生成された対応する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータで第１および第２バージヨンのそれぞれを修正する。次にダイバーシチ受信機は修正された第１および第２バージヨンを合成して第１合威信号を生成し、この第１合威信号を補正して少なくとも第１補正信号を生成し、対応する第１および第２補正信号を利用して、前記信号に関連する少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータを多路１および第２ブランチ内で生成する。

図面の簡単な説明第１図は、パラメータ推定を行なう単一のブランチ受信機をブロック図形式で示す。

第２図は、復調後の信号を表すために用いることのできるＩ−Ｑ配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を表す。

第３図は、本発明による改善されたパラメータ推定を行なうダイバーシチ受信機を示す。

第４図は、第３図に示す補正回路の好適な実施例を示す。

第５図は、第３図に示す補正回路の別の実施例を示す。

第６図は、本発明による通信システムにおいて実施される改善されたパラメータ推定の一実施例を示す。

第７図は、本発明による通信システムにおいて実施される改善されたパラメータ推定の別の実施例を示す第８図は、本発明による改善されたダイバーシチ加重パラメータ推定を行なうために完全に既知あるいは部分的に既知のデータと未知のデータとを利用する係数推定回路の別の実施例を示す。

好適な実施例の詳細な説明第１図は、パラメータ推定を行なう単一ブランチ受信機をブロック図で示す。第１図の説明は単一ブランチ受信機においてパラメータ推定がどのようにして行なわれるかの背景を説明する。第１図においてＡとして示されるリンクは初期反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）においてのみ用いられる。受信機１００は、送信機（図示せず）によって送信された信号１０１を受信する。信号１０１は符号化信号であり、好適な実施例では、この符号化はインターリ−ピング（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）処理を含む。信号１０１はアンテナ１０３によって受信され、判定回路１０６に入力される。判定回路１０６は受信信号を受信符号化ベクトル１０２に変換し、このベクトルは信号１０１をベクトル形式で表す。判定回路１０６はすべての必要な復調ハードウェアからなり、ハード判定またはソフト判定を行なう。

第２図はＩ−Ｑ配置を表し、これを用いて復調後の信号１０１を表すことができる。好適な実施例では、第２図に示す配置はＱ　Ｐ　Ｓ　Ｋ（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）またはＱ　Ａ　Ｍ（ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｒｎｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調信号１０１のものである。しかし、別の実施例ではＢＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの他の種類の変調も利用できる。第２図に示すように、Ｉ−Ｑ配置は４つの配置点２００〜２０３からなり、これらの点は４つの可能なハード判定を表し、ハード判定が行なわれる場合に、これらの判定は判定回路１０６によって出力される。また第２図には、ベクトル２０６によってベクトル形式で表されている送信信号１０１も示されている。ベクトル２０６は理想的な送信および理想的な状態で受信機１００が受信する送信を表す。しかし、対応するチャンネルによって発生する誤りによって、受信機１００によって受信される主要べクトルｒはベクトル２０８である。ベクトル２０８は受信機１００が受信したものを表し、従って受信機が正しいと考えるものを表す。明らかに、ベクトル２０６が送信信号を表し、ベクトル２０８が受信機１００が受信したもの（すなわち送信されたと考えるもの）を表す場合、伝搬媒体および受信機１００によってかなりの誤りが生じる。

時変チャンネル利得および雑音分散を有する任意のバイナリ通信チャンネルのＭブランチ・ダイバーシチ受信機は次式のようにモデル化できることを想起されたい：ｒｍ＝ｐｍｘ、＋ｎｍｍｅ１．．．Ｍ　（１）ただし、ｒ□は受信信号ベクトルで、ｐ□はチャンネル利得（対角）行列であり、Ｘ、は送信信号ベクトルであり、ｎ、、。

は雑音ベクトルであり、ｍはダイバーシチ・ブランチを表す。最も一般的な線形コンバイナは次のようにモデル化できる：ただし、ａ□はブランチｍのダイバーシチ加重係数を表す。

まず、合成信号の信号対雑音比を最大限にしようとする最大レシオ・コンバイナ（ｍａｘ−ｒａｔｉｏ　ｃｏｍｂｉｎｅｒ）について検討する。ｘ、（ｋ）として表されるＸ、の各成分すなわちシンボルには独立した、同じように分配された（ｉ、ｉ、ｄ、：１ｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　１ｄｅｎｔｉｃａｌｌｙ　ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ）バイナリ・ランダム変数であり、等しい確立で値±（をとり、ここでＣは定数であり、また雑音ベクトルｎ□の各成分はゼロ平均および分散σ ４（ｋ）を有する独立したガウス・ランダム変数と仮定すると、この受信機の最適加重係数は次式のようになる：別の実施例では、チャンネル利得ｐｆｆ、（ｋ）と雑音分散σｚｒＩ、（ｋ）とを合成してダイバーシチ加重パラメータα□（ｋ）を生成する他の方法を採用することができる。同様に、チャンネル利得ｐ、ｎ（ｋ）および雑音分散σｄｍ（ｋ）以外のパラメータを利用して、ダイバーシチ加重パラメータα、（ｋ）を算生成される信号を出力しようとするが、選択コンバイナは最適ブランチを出力しようとするだけである。この場合、すべての係数は選択されたブランチを除いてすべてゼロである。上記の仮定では、シングル・ブランチ最尤検波器はを最大限にするＳの値をめることを想起すると、選択合成は０ｍ　（ｋ）　ｒ　（ｋ）が最大のブランチを選択することによって実行できることが明らかである。選択合成の詳細な説明については、Ｍ、　Ｓｃｈｗａｒｔｚ、　Ｗ、Ｒ，Ｂｅｎｎｅｔｔ、　ａｎｄＳ、　５ｔｅｉｎ、　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　ａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ、　Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ、　ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ、　１９６６　ａｔｐａｇｅｓ　４３２− ４４２を参照されたい。従って、両方の合成方法では、ダイバーシチ加重係数は同じように算出できる。

また、誤差信号ｅ１、（ｋ）＝ｒ、、、（ｋ）−ｘ、（ｋ）と定義することにより、０ｍ（ｋ）の個々の成分は次式のように算出できる：期待値の計算は、利得および雑音分散パラメータがあまり変化しないビット数で行なわれる。好適な実施例では、通信システムはＳ　Ｆ　ＨＣＤ　Ｍ　Ａ　（ｓｌｏｗ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｏｐｐｉｎｇ　ｃｏｄｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ）方式の通信システムであり、ここでチャンネル利得および雑音分散がそれほど変化しないビット数とは、一つの周波数ホップの期間である。通信システムにおける周波数ホッピングに関する背景情報については、Ｇｅｏｒｇｅ　Ｃａ１ｈｏｕｎ、　ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ　Ｒａｄｉｏ、　Ｕ、Ｓ、Ａ、、　１９８８　ａｔ　ｐａｇｅｓ　３４４−３５１を参照されたい。さらに、別の実施例では、通信システムは例えば連続データ通信システムや時分割多元接続（ｔｉｍｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ：　ＴＤＭＡ）通信システムの場合もある。特にＴＤＭＡ通信システムの場合、チャンネル利得および雑音分散パラメータがそれほど変化しないビット数とは、短い時間スロット・システムの時間スロットの全期間である。このようなシステムの一つにＧＳＭ（Ｇｒｏｕｐｅ　５ｐｅｃｉａｌ　Ｍｏｂｉｌｅ）汎ヨーロッパ・デジタル・セルラ・システムがある。米国デジタル・セルラ（ＩＪｎｉｔｅｄＳｔａｔｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅ１ｌｕｌａｒ：　Ｕ　Ｓ　Ｄ　Ｃ）システムなど、より長い時間スロットを有する他のＴＤＭＡシステムの場合、［ウィンドウ（ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）Ｊ方法を利用して、必要に応じて期待期間におけるパラメータの変化を最小限に抑えている。いくつかの一般的なウィンドウ方法には、矩形ウィンドウ（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ　ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）や指数減衰ウィンドウ（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ　ｄｅｃａｙ　ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）方法が含まれる。

誤差信号はｅ、（ｋ）によって与えられ、理想送信信号ｘ、（ｋ）は第２図のベクトル２０６によって与えられることを思い出さなければならない。チャンネルが著しく損なわれている場合、受信信号ｒ　（ｋ）はベクトル２０８となりうる。一般に、データ・シーケンスにおける与えられたシンボルｋについて、誤差信号は受信信号と最も近い配置点（ｃｌｏｓｅｓｔ　ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｐｏｉｎｔ：　ＣＣＰ　）との間の差であると受信機は想定する。従って、第２図において、受傷信号ｒ　（ｋ）がベクトル２０８の場合、誤差信号の一般的な受信機の推定はΔ２となる。なぜならば、これが配置点２０３に最も近いためである。しかし、理想送信ベクトル２０６に対応するように、用いるべき配置点は配置点２０１である。そのため、受信機における実際の誤差はΔ１であり、Δ ２ではない。受信機が認識したとみなす誤差と、認識すべき誤差との間のこの種の相違こそが、本発明が改善しようとするものである。

第１図に戻って、判定回路１０６からの出力は受信符号化ベクトル１０２であり、これは加重されていても（例えば、ＣＣＰソフト判定により）あるいは加重されていなくてもよい（ハード判定の場合）。受信符号化ベクトル１０２は復号器１０８に入力され、復号器１０８は好適な実施例ではインタリーブ解除（ｄｅ− ４ｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）およびビタビ復号を含む。別の実施例では、多くの種類の誤り訂正符号や復号器を取り入れることができる。第２図に戻って、ベクトル２０６が実際に送信されたものであり、かつベクトル２０８は受信機１００が送信されたとみなしたものであると仮定すると、受信機における誤差はΔ２によって表される。この誤差信号は、ダイバーシチ加重パラメータα（ｋ）の算出の際に後で用いられる誤差信号の分散を算出するために用いられる場合、受信機１００における信号１０１の加重は極めて不正確となる。第１図に戻って、復号器１０８からの出力は復号受信ベクトル１０９であり、このベクトルは復号器１０８における誤り訂正符号化によって、受信符号化ベクトル１０２よりも誤りが少ない。最初の反復の次に第１復号受信ベクトルとなる復号受信ベクトル１０９は、本発明により再符号化される。好適な実施例では、再復号器１１０は送信機（図示せず）によって用いられる方法と同じ方法を用いて、第１復号受信ベクトルを再符号化する。

再符号器１１０からの出力は修正受信ベクトル１１１であり、このベクトルはこの第１反復の次に、第１修正受信ベクトルとなる。修正受信ベクトル１１１は、受信符号化ベクトル１０２よりも信号１０１を良好に推定している。

修正受信ベクトル１１１は係数推定ブロック１０７に入り、ここで修正受信ベクトル１１１を用いてダイバーシチ加重パラメータａ　Ｎｃ）が算出される。この時点で、修正受信ベクトル１１１は信号１０１に関する情報を含んでいるので、受信機１００は最初に用いられたＣＣＰ方法が正しいかどうか判断できる。第２図に示す例では、受信機１００は用いられたＣＣＰ方法が不正確であったと判断する。受信機１００は、ダイバーシチ加重パラメータα　（ｋ）を算出するために配置点２０１を用いることによりこの誤りを補正し、それによりベクトル２０６によって表される送信信号ｘ、（ｋ）のより正確な推定を与える。好適な実施例では、ダイバーシチ加重パラメータα　（ｋ）はソフト判定加重パラメータであり、このパラメータは信号１０１の保存された複製（ｒｅｐｌｉｃａ）をさらに加重したり修正するために用いられる。この時点で、新たに算出されたダイバーシチ加重パラメータは第２ダイバーシチ加重パラメータを表す。

第２ダイバーシチ加重パラメータの計算は、修正受信ベクトル１１１を用いて係数推定ブロック１０７において実行され、ここでこのベクトルはバッファ１０５から取り出された信号１０１の保存された複製を修正するために用いられる。次にこの修正された複製は復号され、この時点で第２復号受信ベクトルとなる。再復号器１１０および係数推定ブロック１０７による最初の反復によって、第２復号受信ベクトルは第１復号受信ベクトル１０９よりも誤りが少ない。なぜならば、最初の反復により受信機１００は信号１０１についての情報、より詳しくは信号１０１内に含まれるデータについての情報を知ることができるためである。

このように反復することにより、受信機１００は信号１０１についてより良好に推定することができ、従って受信機１００において信号１０１をより正確に復元することができる。

再符号器１１０および係数推定ブロック１０７における第１の反復は、受信機１００が信号１０１について知ることを助けることが明らかである。しかし、これは十分かも知れないが、受信機１００は一つの反復に限定されない。

実際に、受信機１００が反復を行なうごとに、受信機は信号１０１について伝搬媒体および受信機１００によって発生する誤差を次々補正している。しかし、反復がある回数に達すると、復号器１０８が補正できる誤差の量は減少し、最終的に減少折り返し点（ｐｏｉｎｔ　ｏｆ　ｄｉｍｉｎｉｓｈｉｎｇ　ｒｅｔｕｒｎ）に達する。なぜならば、受信機１００が信号１０１について補正可能な誤差が存在しなくなるためである。受信機１００が行なう反復の数は、受信機１００の性能条件に依存する。

別の実施例では、受信機１００は、信号１０１について、特に信号１０１に含まれるデータについて限られた知識しか得ることができない。例えば、信号１０１は完全に既知の情報量を有する時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システム内のバースト信号でもよい。この情報は、プリアンプル（ｐｒ、ｅａｍｂｌｅ）、ミツドアンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ）またはポストアンブル（ｐｏｓｔａｍｂｌｅ）などの連続シーケンスでもよいが、これに限定されるものではない。この場合、受信機１００は完全に既知の情報量を誤差信号の判定におけるＸ、の推定として利用し、従ってダイバーシチ加重パラメータの精度を改善する。受信機１００は、これらのビットについて対応するｘ　（ｋ）の代わりに完全に既知の情報量を利用する。

その結果、これらのビットの期間において完全に正確なダイバーシチ加重パラメータが生成される。この情報は、前述のＣＣＰ方法を利用して未知のデータビットから導出されるダイバーシチ加重パラメータと合成され、ダイバーシチ加重パラメータとなり、このパラメータを利用して信号１０１を第１復号反復においてスケーリングする。後者の反復では、既知のデータ・ビットからのダイバーシチ加重パラメータは、前述の再符号化方法を用いて未知のデータ・ビットから導出される加重パラメータと合成することができる。

別の実施例では、信号１０１は部分的に既知の情報量を有する信号であり、例えば、デジタル音声カラー・コード（ｄｉｇｉｔａｌ　ｖｏｉｃｅ　ｃｏｌｏｒ　ｃｏｄｅ：　Ｄ　Ｖ　ＣＣ）シーケンスでもよい。この場合、受信機は対応するｘ、（ｋ）シーケンスを明確に把握しておらず、受信機はこれらのシンボルが特定のサブセットに属することのみを把握しているので、ダイバーシチ加重パラメータは正確でなくてもよい。従って、ダイバーシチ加重パラメータは修正された方法で算出され、ここで誤差信号およびダイバーシチ加重パラメータは未知のデータ・ビットについて前述のように算出され、部分的に既知のビットについては、誤差項およびダイバーシチ加重パラメータは許容値のセント内の配置点のみを用いて算出される。これら２つの加重パラメータは合成され、信号１０１をスケーリングするために用いられるダイバーシチ加重パラメータとなる。

第３図は、本発明によるダイバーシチ受信機３００におけるグイバーシチ加重パラメータ推定の構成を示す。図示のように、ダイバーシチ受信機３００は第１図に示すものと同様な構成要素からなる。例えば、バッファ３０４．３０５はバッファ１０５と同様であり、判定回路３０７．３０８は判定回路１０６と同様であり、アンテナ３０１．３０２はアンテナ１０３と同様である。同様に、これらの同様な構成要素の動作も類似している。例えば第１図（第３図には図示せず）の信号１０１のような信号はある環境を伝搬して、アンテナ３０１，３０２に達する。

この時点で、アンテナ３０１，３０２は信号１０１の共通するバージョンを受信しておらず、信号１０１の異なるバージョンを受信している。これら対応するバージョンは判定回路３０７，３０８に入り、各判定回路は少なくとも第１および第２バージヨンに関する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータを生成する。次に判定回路３０７．３０８は、ダイバーシチ受信機３００の各ブランチ内で生成された対応する第１ダイバーシチ加重パラメータで多路１および第２信号バージョンを修正する。判定回路３０７，３０８からの出力はダイバーシチ・コンバイナ３１５に入り、ここでこれらの出力は合成され、第１合成信号３１６となる。好適な実施例では、ダイバーシチ・コンバイナ３１５は最大レシオ・ダイバーシチ・コンバイナである。別の実施例では、ダイバーシチ・コンバイナ３１５は選択ダイバーシチ・コンバイナでもよい。次に、第１合成信号３１６は補正回路３１７に入り、この補正回路３１７は少なくとも第１補正信号３１３を出力として有し、また別の信号処理手段に結合された出力ラインを有する。第１補正信号３１３は、信号１０１の第１および第２バージヨンの保存された複製と同様に、係数推定ブロック３１０．３１１に入る。好適な実施例では、信号１０１は信号が発信された送信機において順方向誤り訂正符号化（ｆｏｒｗａｒｄ　ｅｒｒｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ）で符号化される。

係数推定ブロック３１０，３１１は、多路１および第２ブランチ内で生成された第２ダイバーシチ加重パラメータで、符号化信号の第１および第２バージヨンを修正する。

係数推定ブロック３１０，３１１からの出力は、符号化信号の第１および第２再加重バージョンであり、次にこれらはダイバーシチ・コンバイナ３１５で合成され、第２合成信号となる。この時点で、第２合成信号は第１合成信号３１６と同様な信号を表すが、補正回路３１７および係数推定ブロック３１０．３１１からなるループによる信号反復によって、より正確な加重を有する。この時点で、第２合成信号は補正回路３１７によってさらに処理され、最終的に信号プロセッサへの出力となる。信号処理が用いられる場合、ダイバーシチ受信機３００はこの信号を用いて、受信機３００において信号１０１を復元する。

第４図は、第３図に示す補正回路３１７の好適な実施例を示す。図示のように、合成信号３１６は復号器４００に入り、この復号器は好適な実施例ではビタビ復号器である。

ビタビ復号器４００からの出力は復号信号４０１である。

復号信号４０１は再符号器４０２に入り、この再符号器は送信機で行なわれるのと同様な順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号で信号４０１を再符号化する。再符号器４０２は、少なくとも第１補正信号３１３を出力とじて有する。好適な実施例では、補正信号３１３は両方の係数推定ブロック３１０．３１１に入力され、別の実施例ではこれらの入力は異なってもよい。

前述の方法はＦＥＣを用いるシステムにおけるダイバーシチ合成の性能を改善できるが、この制約を行なう必要がない場合もある。従って、第５図は復号器４００を必要としない補正回路３１７の別の実施例を示す。第５図に示すように、ハード判定ブロック５０４を用いるだけでよい。

第４図の好適な実施例の場合と同様に、まずダイバーシチ受信機３００はＣＣＰ係数推定方法を利用して各ブランチの加重係数を算出する。しかし、ダイバーシチ・コンバイナ３１５において合成した後、合成信号３１６は信号ブランチで生成されるよりも誤りが少ないという事実により、合成信号３１６に対して行なわれるハード判定は、複数の反復で用いると、ダイバーシチ加重係数のより正確なセットを算出するなめに利用できる情報を生成する。この方法によって得られる性能の向上は符号化を用いるシステムによって得られるものよりもがなり小さいが、この方法は符号化システムの方法に比べてオーバヘッドおよび複雑度が大幅に低くなる。従って、システム条件に応じて、第５図に示すような非復号化構成も有効な設計方法となりうる。

以上、ダイバーシチ加重係数の推定を改善する方法について、広い有効性の見地から一般的なレベルで説明してきた。しかし、汎用的な受信機はさまざまな実用的なシステムで構成できる。前述のように、好適な実施例はＳＦＨＣＤＭＡ通信システムである。第６図および第７図は、本発明によるＳＦＨＣＤＭＡ通信システムにおける改善されたパラメータ推定の実施例を示す。

第６図において、ＳＦＨダイバーシチ受信機６００はアンテナ６０１，６０２を用いて送信信号（図示せず）の異なるバージョンを受信する。位相整合（ｐｈａｓｅ　ａｌｉｇｎ）ブロック６０４は、アンテナ６０２を有するブランチ（ブランチ２、Ｂ２）と、アンテナ６０１を有するブランチ（ブランチ１．Ｂｌ）とを整合する。これらの位相整合された受信バージョンは係数推定ブロック６０６，６０８に入力され、各ブランチＢｌ、Ｂ２の第１ダイバーシチ加重パラメータが算出され、受信バージョンを修正するために用いられる。

係数推定ブロック６０６，６０８からの出力はダイバーシチ・コンバイナ６１０に入力され、ここで２つの修正されたバージョンが合成される。ダイバーシチ・コンバイナ６１０からの出力は］）　Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｅｄ）復号器６１２に入力され、この復号器はダイバーシチ・コンバイナ６１０の出力を実質的に復調する。ＤＱＰＳＫ復号器６１２からの出力はブロック６１４に入力され、このブロック６１４は好適な実施例では一体型ビタビ復号器／再符号器である。再復号は、信号が発信された送信機で行なわれるものと同様な方法である。ブロック６１４はＤＱＰＳＫ復号器６１２からの出力を復号し、少なくとも第１補正信号６１６を出力する。好適な実施例では、各ブランチ（Ｂｌ、Ｂ２）に進むバージョン６１６は同じ信号である。この時点で、各ブランチにおける信号６１６は、第２ダイバーシチ加重パラメータを生成するために用いられ、この第２ダイバーシチ加重パラメータは各ブランチ（Ｂｌ、Ｂ２）における受信信号を修正するために用いられる。ブロック６０６．６０８，６１０，６１２，６１４における反復は、受信バージョンにある誤りをこれ以上訂正できなくなるまで繰り返される。

第７図に示すＳＦＨダイバーシチ受信機７００は、第６図のダイバーシチ受信機６００と動作の点で同様である。

アンテナ７０１，７０２は送信信号（図示せず）の異なるバージョンを受信する。受信されたバージョンはＤＱＰＳＫ復号器（７０４，７０６）に入り、これらのＤＱＰＳＫ復号器は第６図のＤＱＰＳＫ復号器６１２と同様である。ＤＱＰＳＫ復号器７０４，７０６は、信号の各受信バージョンに対して実質的に復調を行なう。

ＤＱＰＳＫ復号器７０４，７０６からの出力は係数推定ブロック７０８，７１０に入力され、ここで各ブランチＢｌ、Ｂ２の第１ダイバーシチ加重パラメータが算出され、受信バージョンを修正するために用いられる。係数推定ブロック７０８，７１０からの出力はダイバーシチ・コンバイナ７１２に入力され、ここで２つの修正されたバージョンは合成される。合成された出力はブロック７１４に入力され、このブロック７１４は好適な実施例では一体型ビタビ復号器／再符号器である。再符号化は、信号が発信された送信機で行なわれるものと同様な方法である。受信機６００の場合と同様に、ブロック７０８．７１０，７１２，７１４における反復は、受信バージョンにある誤りをこれ以上訂正できなくなるまで繰り返される。

前述のように、単一ブランチ受信機１００は信号１０１について、特に信号１０１に含まれるデータについて限られた量の情報しか有していない。第８図は、ダイバーシチ受信機３００における未知のデータと共に、完全に既知または部分的に既知のデータを用いる係数推定回路３１０．３１１の別の実施例を示す。ダイバーシチ受信機３００の動作は第３図に示すものと同様であるが、以下の点で異なる。まず、信号１０１の異なるバージョンの保存された複製は係数推定ブロック３１０．３１１に入り、ここで保存されたバージョンはブロック８００，８０２に入る。ブロック８００では既知のデータで係数推定が行なわれ、ブロック８０２では未知のデータで係数推定が行なわれる。第８図に示すように、ブロック８０２は補正回路３１７からの入力を必要としない。これはブロック８００におけるデータは既知であり、このデータの正確な推定をめことは問題ではないためである。しかし、受信機３００は未知のデータについて把握していないので、ブロック８０２は補正回路３１７からの補正信号３１３を入力として有し、これは未知のデータをより良好に推定するために用いられる。ブロック８００，８０２からの出力はブロック８０４において合成され、その出力はダイバーシチ・コンバイナ３１５に送られ、ここでダイバーシチ合成が前述のように行なわれる。

以上、本発明により前述の目的、目標および利点を完全に満たす受信機における信号加重パラメータの推定方法および装置が提供されることが当業者に明らかである。

具体的な実施例と共に本発明について説明してきたが、上記の説明から多くの変更、修正および変形が当業者に明らかなことが明白である。従って、そのような変更、修正および変形は添付の請求の範囲に含まれるものとする。

Claims

【特許請求の範囲】

１．ダイバーシチ受信機を有する通信システムにおいて、前記ダイバーシチ受信機は信号の少なくと第１および第２バージョンを受信する少なくとも第１および第２プランチを有し、前記ダイバーシチ受信機におけるダイバーシチ加重パラメータを推定する方法であって：前記少なくとも第１および第２バージョンに関連する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータを、各前記第１および第２プランチ内で生成する段階；前記各第１および第２プランチ内で生成された前記の対応する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータで、前記各第１および第２バージョンを修正する段階；前記修正された第１および第２バージョンを合成して、第１合成信号を生成する段階；前記第１合成信号を補正して、少なくとも第１補正信号を生成する段階；および前記少なくとも第１補正信号を利用して、前記信号に関連する少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータを、前記各第１および第２プランチ内で生成する段階；によって構成されることを特徴とする方法。
２．前記信号は符号化信号をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
３．前記補正する段階は：前記第１合成信号を復号して、第１復号信号を生成する段階；および前記１復号信号を再符号化して、前記少なくとも第１補正信号を生成する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項２記載の方法。
４．前記各第１および第２プランチ内で生成された前記少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータで、前記符号化信号の前記第１および第２バージョンを修正して、前記符号化信号の第１および第２再加重バージョンを生成する段階；前記符号化信号の前記第１および第２再加重バージョンを合成して、第２合成信号を生成する段階；および前記第２合成信号を復号して、第２復号信号を生成する段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項３記載の方法。
５．前記符号化信号の前記第１および第２バージョンを修正する前記段階は、前記符号化信号の前記第１および第２バージョンの保存された複製を修正する段階をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項４記載の方法。
６．前記補正する段階は、前記第１合成信号に対してハード判定を行ない、前記少なくとも第１補正信号を生成する段階をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
７．前記各第１および第２プランチ内で生成された前記少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータで、前記信号の前記第１および第２バージョンを修正して、前記信号の第１および第２再加重バージョンを生成する段階；および前記信号の前記第１および第２再加重バージョンを合成して、第２合成信号を生成する段階であって、前記第２合成信号は受信機において前記信号を復元するために用いられる段階；をさらに含んで構成されることを特徴とする請求項６記載の方法。
８．送信機およびダイバーシチ受信機を有する通信システムにおいて、前記送信機は前記ダイバーシチ受信機によって受信される符号化信号を送信し、複数のダイバーシチ加重パラメータを推定する方法であって：前記ダイバーシチ受信機の第１および第２プランチにおいて前記符号化信号の第１および第２バージョンをそれぞれ受信する段階；前記符号化信号の前記第１または第２バージョンに関連する第１ダイバーシチ加重パラメータを、前記各第１および第２プランチ内で生成する段階；前記対応する第１ダイバーシチ加重パラメータで、前記符号化信号の前記各第１および第２バージョンを修正する段階；前記符号化信号の前記修正された第１および第２バージョンを合成して、第１合成信号を生成する段階；前記第１合成信号を復号して、第１復号信号を生成する段階；前記第１復号信号を再符号化する段階；および前記再符号化信号を利用して、前記符号化信号に関連する少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータを、前記各第１および第２プランチ内で生成する段階；によって構成されることを特徴とする方法。
９．通信システムで用いられるダイバーシチ受信機であって、信号の少なくとも第１および第２バージョンを受信する少なくとも第１および第２プランチを有し、前記信号の加重パラメータを推定するダイバーシチ受信機は：前記各第１および第２プランチ内で、前記少なくと第１および第２バージョンに関連する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータを生成する手段：前記各第１および第２プランチ内で生成された前記対応する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータで、前記各第１および第２バージョンを修正する手段；前記修正された第１および第２バージョンを合成して、第１合成信号を生成する手段；前記第１合成信号を補正して、少なくとも第１補正信号を生成する手段；および前記各第１および第２プランチ内で、前記少なくとも第１補正信号を用いて、前記信号に関連する少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータを生成する手段；によって構成されることを特徴とするダイバーシチ受信機。
１０．時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムにおいて用いられるダイバーシチ受信機であって、第１および第２ＴＤＭＡ時間スロット内で、信号の少なくとも第１および第２バージョンを受信する少なくとも第１および第２プランチを有し、前記信号の加重パラメータを推定するダイバーシチ受信機は：前記名第１および第２プランチ内で、前記少なくとも第１および第２バージョンに関連する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータを生成する手段；前記各第１および第２プランチ内で生成された前記対応する少なくとも第１ダイバーシチ加重パラメータで、前記各第１および第２バージョンを修正する手段；前記修正された第１および第２バージョンを合成して、第１合成信号を生成する手段；前記第１合成信号を補正して、少なくとも第１補正信号を生成する手段；および前記各第１および第２プランチ内で、前記少なくとも第１補正信号を用いて、前記信号に関連する少なくとも第２ダイバーシチ加重パラメータを生成する手段；によって構成されることを特徴とするダイバーシチ受信機。