JPH06510177A - ピーク出力制約下での陸上移動体無線機システムにおける隣接チャネル干渉保護比を増大させるための改良された格子符号化方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ピーク出力制約下での陸上移動体無線機システムにおける隣接チャネル干渉保護 比を増大させるための改良された本出願は、本譲受人に譲渡され、引例として本 書に組み入れられ、且つ本出願と同時に出願された、５ａｎｄｅｅｐ　Ｃｈｅｎ ｎ＊ｋｅｓｈｗ　。

＾ｍｌ＋　Ａ、Ｈ＊＋＋＊ｎ　、Ｉｏｈｎ　Ｂ、Ａｎｄｃ＋＋ｏｎによる標題［ ピーク出力制約下での陸上移動体無線機システムにおける＾ＣＩＰＩＩを改善す るための格子符号化システム（Ｔ＋ｅｌｌｉ＋　ＣｏｄｉＢ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕ ｅ　ｔ。

Ｉｍｐ「ｏｖｅ　ＡＣＩＰＲｉｎ　Ｌ＋ｎｄ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｒｓｄｉｏ　Ｓｙ ｓｔｅｍ＠　Ｕｎｄｅｒ　ＰｅａｋＰｏｗｅｒ　ＣｏｎｇＨｔｉｎｌｓ）　Ｊの 米国特許出願第Ｒ［１−２１，６２２号に関連本発明は陸上移動体無線機システ ムに係わり、更に特に、陸上移動体無線機システムにおける隣接チャネル干渉を 最少化することに係わる。

関連技術の説明 従来の陸上移動体無線機ｆｌ＋ｎｄ　ｍｏｂｉｌｅ　＋＊ｄｉｏ：ＬＭＲＩ　チ ャネルは、個別の周波数帯域に割り当てらｉｔた個′Ａ１１の無線機ユニツトに よる狭周波数帯域の分割多重伝送（Ｉｔｅｑｕｅｎｔ！ｄｉマｉ＋ｉｏｎ＋Ｉυ １ｌｉｐｌｅｘｅｄ：　ＦＤＭＡ）システムを使用する。こオｔらの帯域幅は典 型的には２５にＩＩ＋である。公衆安全（云送（ｐｕｂｌｉｃ　＋＋ｔｅｌマ日 ｎｎｋロ０のような用途のために、米国内で（よＬＭＲシステムの容ｌｌ増大が 緊急に必要とさ１１て（する。ｔＪｔｌシステムで使用される既存の各々の　２ ′５Ｍチャネルを２つの　１２５ＸＮｔチヤネλし１こ分割することによって上 記容量を増大させること力（、従来の動向である。しかし、これは、隣接チャネ ル干渉（ＡＣ＋＋を発生させる。この川は、隣接チャネル各こ相当する周波数で 送イ言する送信機によって受信機に生しさせられる干渉であり、隣接チャネル「 スプラノタｆ＋ｐｌ＋ｌｌｅ＋）　Ｊと呼（ｆれること力（ある。

典型的な　ＬＭＲシステムでは、移動体ユニット間の通（言（よ、基地ユニット （基地局）を経由して行わｆ＋る。各々の基地局番よ、特定の地理的区域をサー ビスエＩＪアとする。移動体ユニ・ントと基地ユニットとの間の通信ｌよ、干渉 を防ｌ二するｔこめ１こ、一般Ｖ】に大きく互いに分離させられた１対の周波数 １こよって行われる。

一方の周波数は、基地局から移動体への通信のために必要とされ、この対の他方 の周波数は、移動体から基地局への通信のために使用される。状況によっては、 基地ユニットを経由することなしに移動体間で直接的に相互通信することも可能 である。

これは「トーク・アラウンド（１＋ｌｋ　ｘ＋ｏｎｎｄｌ　Ｊと呼ばれる。双方 向に各々が割り当てられた１対の周波数が、トーク・アラウンド通信でも使用さ れる。

基地ユニットと通信するために、２つの移動体がスペクトル的に隣接した周波数 を使用する時には、問題が生じる。同一区域内の移動体ユニットには、スペクト ル的に隣接した周波数は割り当てられないことが普通であるが、互いに隣り合う 地理的区域内の移動体ユニットが、スペクトル的に隣接した周波数を使用する可 能性がある。基地ユニツ１−への周波数割り当てに関しても、同様の状況が存在 する。

通信システムにおける許容可能な八０１　レベルの測定量は、＾ＴＣ保護比（＾ Ｃ１ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ　ｒａｔｉｏ：ＡＣｌｔ’Ｒ１である。八ＣＩＰＩＩ は、所期信号の出力を基準として、特定の性能閾値に達するまで、干渉出力が増 大させることが可能な量（デンベル単位）として定義される。ＬＭＲシステムの 場合には、適切な性能測定量としてビット誤り率が使用される。アナログＦＭの 場合には、ＡＣＩＰＲは６５〜７０ｄＢの範囲内であると規定されている。ディ ジタル変調方式の中には適切なスペクトル効率をもたらすものがあるが、その　 ＡＣＩＰＩＩ値は低い（４５〜５ｆｌｄｌｌの範囲内）。ＡＣＩＰＩＩ値を増大 させることが可能な技法も幾つかあるが、容量の増大とスペクトル効率の向上と が必要とされればされるほど、問題の解決はますます困難になる。

ディジタル変調の場合のＡＣＩＰＩＩを改善するために一般に採用される技法の 中にはアンテナダイパーシティ技法があり、この技法では、１台以上のアンテナ が信号を受け取り、受信機が、より良好な信号強度を有するアンテナからの信号 を選択する。

二のアンテナダイパーシティ技法は、ＡＣＩＰＲにおいて３〜５ｄＢのマージン を得る」−で有効である。このアンテナダイノ（−シティ技法は、Ｓ、Ａ＋ｉ７ 畠マロ１１ｓｋａｌとＴ、Ｐ、１．ｉｕによって論文［ディジタル携帯型無線機 通信のための線形変調に対する非線形増幅器の作用の特徴　（Ｃｈａ＋ｇｃｌｅ ＋ｉ＋ｉｎｇ　ｔｈｅ　ＥＩｌ＋ｃｌ＋　ｏｆ　Ｎｏｎ１ｉｎｅｓ＋＾１Ｉｐｌ ｉｌｉ＋＋＋　ｏｎ　Ｌｉｎｅｇ＋　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｆｏ「Ｄｉｇｉｔ ａｌ　Ｐｏ＋１ｉｂｌｅＲ＋ｄｉｏ　Ｃｏｍｍｌ１ｎｉ＋ａｌｉｏｎ＋）　ｊ　 ｆｌＥＥＥ　Ｔ＋ｘｎ＋＊ｃｌｉｏｎ＋　ｏｎ　Ｖｅｈｉｃｉｌｉ＋Ｔ＋＋ｈｎ ｏｌｏｇ７．　Ｖｏｌｊ９．　Ｎｏ、４．　ｐＬ３ｇ３−３８９．　１９Ｎ年１ １月）で更に詳細に説明されている。

ＡＣＩＰＲを改善するための別の技法は、干渉阻止及び干渉キャンセルであり、 この技法では、信号が何であるかを推定するために推定量が使用され、実際信号 から推定信号を減じて干渉信号を合成し、その後で、この合成された干渉信号を 更に別の受信信号から減じる。類似の技法は、Ｓ、　５ＪｙａｐｅｉとＭ、　Ｙ ｏｋｏｈｔｓｓによって論文「ディジタル方式陸上移動体通信のための隣接チャ ネル干渉の阻止方法（Ｒ＋１ｅｅｌｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｏｆ＾ｄｉｓｅｅｎ ｌ　Ｃｈｓｎｎｅｌｌｎｌｅ＋１＋＋ｅｎｅｅ　ｆｏ「　Ｄｉｇｉｌｇｌ　１． ｔｎｄ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍ５ｅｎｉｃＮｉｏｎ＋）ＪｆＴ＋＋ｎ＋＋ｅｌｉ ｏｎ＋　ｏｆ　ｔｈｅ　！ＥＩＣＥ　ｏｆ　Ｉｔｐｔｎ、Ｙｏｌ、Ｅ　６９．　 Ｎｏ、５．　ｐｐ５７８−５８０．１９８６年５月）で説明されているフィルタ リングを使用する干渉阻止である。干渉キャンセルは、Ｎ、　Ｋｉｎｏ＋ｈｉｌ ｉとＳ、Ｓ＊Ｉｌｐ＋ｉによって論文「適応等化器を使用する隣接チャネル干渉 の阻止方法（Ｍｅｔｈｏｄ　ｏｒ　Ｒｅｉｅｅｌｉｎｇ　Ａｄｊａｃｅｎｔ　Ｃ ｈｎｎｓｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｕ＋ｉｎｇ　＋ｎ　Ａｄｇｐｌｉｙｅ　 Ｅｑａｓ１口ｅ＋ｌ　Ｊ　（ＴｈｅＴ＋ｇｎ＋ａｃｌｉｏｎ＋　ｏｆ　１１１！ 　１ＥｃＥ　ｆｓｅｅｔｉｏｎ　Ｂ）、＋７１−８．　１０．　ｐｐ、１１１９ −１１２６．　１９８８年１０月）で説明されている。干渉除去と干渉キャンセ ルは、複雑な受信機回路を必要とし、チャネル条件と干渉出力とに大きく依存す る。こうした技法は、適正に使用される場合には、　６〜１ＱｄＢまでの利得を もたらすことが可能である。

送信機出力制御が、Ｙ、Ｎａｇ＊を暑とＹ、Ａｋｔｉｗ為によって論文「シング ルセル伝送セルラー移動体無線機におけるスペクトル効率の分析（Ａｎ＋ｌＨｉ ＋　Ｉｏ＋　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ＥＩＩｉｃｉｅｎｃ７　ｉｎ　Ｓｉｎｇｌｅ　 Ｃｅ１ｌＴｈ［１ｎｋｅｄ　ｔｎｄ　ＣｅｌｌｕｌａｒＭｏｂｉｌｓ　Ｒｓｄｉ ｏｌ　Ｊ　（ＩＥＥＥ　Ｔｚｎ＋１ｃｔｉｏｎ＋ｏｎ　Ｖｅｈｉｃａｌｓ＋　Ｔ ｅｃｈｎｏｌｏＨ，Ｖｏｌ、ＶＴ−３５，Ｎｏ、３．　ｐｐ、Ｉｏｆｌ−１１３ ゜１９８７年８月）に説明されている。この送信機出力制御は、移動体局の送信 出力を制御することによって、ＡＣＩＰＲの大幅な改善をもたらす。この送信機 出力制御では、他の移動体ユニットを妨害ｊ＋ｐｌｉ＋ｈＮ＝ないために、移動 体ユニットの出力は、その移動体ユニットが基地局に近ければ近いほど、より低 い出力で送信することになる。基地局の出力は変化しない。この方式は複雑であ り、その複雑さは容量の増大に応して増大する。

１、　Ｍ　Ｒチャネルにおけるスペクトル効率の向上をもたらす一般的に提唱さ れる別の解決策は、Ｇ、　Ｕｎｇｅ＋ｂｏｅｃｋによって論文［多重レベル／′ 位相信号によるチャネル符号化（Ｃｈｓｎｎｅｌ　Ｃｏｄｉｎｇｗｉｔｈ　Ｍｕ ｌｌｉｌ＋ｗ＋ｌ／Ｐｈａｔｅ　Ｓｉｇｎｘｌ＋ｌＪ　（ＩＥＥＥ　Ｔ＋＋ｎ＋ ｇｅｌｉｏｎ＋　ｏｎｌｎｌｏ＋ｍ＋ｔｉｏｎ　Ｔｈ＋ｏ＋７．　Ｖｏｌ、１Ｔ −２８，Ｎｏ、１．　ｐｐ、５５−６７．１９８２年　１月）で説明されている ような格子符号化変調　（Ｔ＋ｅｌｌ目ＣｏｄｅｄＭｏｄｕｌ＋１ｉｏｎ：　Ｔ ＣＭ）を使用することである。υｎｇｅ＋ｂｏｅｃｋコードを使用する典型的な ＴＣＭ方式は、ユークリッド距離（Ｅｕｃｌｉｄｅ＊ｎｄ口１＋ｎｃｅｌと呼ば れる、送信信号状態の間の分離を最大にするように１図されている。しがし、ユ ークリッド距離の最適化は、必ずしもＡＣＩＰＲを改善するわけではない。

帯域限定チャネル用の格子コードを設定するための技法が、Ｓ、　Ｒａｍ＋ｅｉ ｅ＋によって論文［帯域幅効率が高い格子符号化変調方式ｆＢＩｎｄｗｉｄｌｈ −ＥＮｉｃｉｅｎｌ　Ｔ＋ｅｌ山Ｃｏｄｅｄ　Ｍｏｄｕｌｘｌｉｏｎ　Ｓｃｈｅ ｍｅｔｌＪｆＰ＋ｏｃｅ＋ｄｉｎｇ＋　ｏｆ　ｔｈ！Ｉｎｌ＋＋ｎ＊１ｉｏｎｔ ｌ　Ｃｏｎ＋ｅ＋ｔｎｅｔ　ｏｎＣｏｍ！Ｉｕｎｉｗｌｉｏｎ＋、ｐｐ、ｌ５１ ７−１５２１．　１９９０）で説明されている。この技法は、正規化された帯域 内出方の最適化に基づいて格子コードを設定する。正規化された帯域内出方はＡ ＣＩＰＲを最大化しないので、この最適化はＬＭＲシステムにとっては重要では ない。

これに加えて、Ｒｇ１ｅｉ＋＋によって説明されるような最適化は、ＡＣＩＰＲ に重大な影響を与える受信フィルタ特性の効果を、考慮に入れていない。

これに関連した問題の１つは、帯域の節約が、典型的には、出力を犠牲にして、 従って、通信可能範囲の縮小という犠牲を払って得られるきいうことである。こ の通信可能範囲の縮小は、某地ユニットと移動体ユニットとが互いに通信し合う 区域が非常に広い場合に、重大な問題となる可能性がある。送信区域の拡大は、 基地局におけるコストと複雑性との増大をもたらす。

従って、高＾ＣＩＰＲを有し、且つ従来のアナログＦＭシステムに匹敵する通信 可能範囲を与える、スペクトル効率の高い変調方式を見い出すことが必要とされ ている。

発明の目的 本発明の目的は、高いスペクトル効率と大きなチャネル容量とを有する通信シス テムを提供することである。

本発明の別の目的は、直交位相シフトキーイング（ｑｕｓｄｓｌｏ＋ｅｐｈｉ＋ ｔ　＋ｈｉ＋ｌ　ｋｅ７ｉｎｇ：ＱＰＳＫＩ　のような従来の技術よりも高い隣 接チャネル干渉保護比（＾ＣＩＰＲＩ　を有する通信方法を提供するこ　〜とで ある。

本発明の別の目的は、ＱＰＳＫのような従来の方式よりも高い「ピーク送信出力 」対「平均送信出力」比をもたらす通信方法を提供すると同時に、所期の隣接チ ャネル干渉保護比（＾ＣＩＰＲ＋を実現することである。

発明の要約 隣接チャネル間の干渉が最小である、隣接周波数帯域を使用する通信のためのシ ステムを構成する方法は、送信フィルタとディジタル−アナログ（Ｄ／＾）変換 器と低域フィルタと変調器とを各々が含む２つの並列の処理分岐に直列に接続さ れた符号器を最適化することを含む。この符号器は、先ず最初に、符号器アルフ ァベット（ｅｎｃｏｄｅ＋　ａｌｐｂ＠ｂｅｔ１とコンステレ−ジョンポイント （ｃｏｎｓｔｅｌｌｇｔｉｏｎ　ｐｏｉｎ＋）の数とを選択することによって、 最適化される。生しる可能性がある全ての符号器状態（ｅｎｃａｄｃ＋乳１ａｔ ｅｌ　と全ての入力記号（ｉｎｐＩｔ　Ｂ霧ｂｏｌｌとを、複数の符号器セット ｆｅｎｅｏｄｅ＋　＋ｅｔｌＵを生じさせるように、順列を並べ換える。

符号器セット間の最小距離値と、ピークッーアベレージ出カ比ｊｐｅ＋ｋ　ｔｏ 　＋ｗｅｔＢｅ　ｐｏｗｅｒ＋ｇｌｉｏ）　Ｐｐｅ、、／　Ｐ、、ｅ　とを、各 々のセットＵ毎に決定する。「出力」対「距離」比Ｐ、−１符号器セット間の最 小距離値と、ピークッーアベレージ出方比ＰｅＩｋ ／Ｐ０．とから決定する。望ましい最小「出方」対「距離」比ＩＭＰＤＲＩは、 ピークッーアベレージ出カ比で割られた符号器セフ８０間の最小距離値として定 義される。ＭＰＤＲよりも低いＰ　を［ＩＲ 有するコードセラｌ−Ｕを取り除く。符号器は、最大の「帯域内出力ｊ対「隣接 帯域出力」比Ｐ１ｂ／Ｐ、ｂを有する残りのセットの中のコードセットから信号 を生じさせる。この符号器信号は受信機に伝送され、その結果として、Ｌ１１Ｒ システムに関して「帯域内出力」対「隣接帯域出方」比を最大化するスペクトル を有する信号を与える。［帯域内出カ］対「隣接帯域出力」比の最大化は、八Ｃ ＩＰＲを増大させ、更には、データ送信速度を増大させる。その後で、送信信号 は受信機で復号される。

図面の簡単な説明 新規性を有する本発明の特徴が、添付クレームに詳細に説明されている。しかし 、本発明自体は、その実施の構成と方法の両方に関して、本発明の更に別の目的 と利点と共に、次の添付図面に関連付けて行われる下記の説明を参照することに よってｉ′Ｓ 最も適切に理解される就う。

図１は、隣接周波数帯域を使用する、地理的に隣接した区域内で通信を行う２つ のＬｌシステムの説明図である。

図２＆は、隔室された帯域幅に制限された２つの隣接チャネルＬＭＲ送信信号の 重なり合う周波数スペクトルの説明図である。

図２ｂは、図２８の帯域に制限された３つの隣接ＩＭＲチャネルの重なり合う周 波数スペクトルの説明図である。

図３は、２つの隣接チャネルＬＭＲ送信信号の周波数スペクトルを部分的に示す 説明図である。

図４１は、理想化した受信フィルタ絶対値応答（受信窓（ｒｅｃｅｉｖｅ　ｖｉ ｎｄｏｖｌ）の上に重ねられた送信信号の周波数スペクトルの説明図である。

図４ｂは、図４１の理想化した受信フィルタの絶対値応答（受信窓）の上に重ね られた成形送信信号の周波数スペクトルの説明図である。

図５は、理論的な記号の遷移がその上に重ねられている、８つの記号信号のコン ステレ−ジョン（ｃｏｎ＋ｔｅｌｌ＊１ｉｏｎｌ　を示す説明図である。

図６は、本発明を使用する通信システムの単純化したブロック図である。

図７は、実際の記号遷移がその上に重ねられた図５の８つの記号信号のコンステ レーンヨンの説明図である。

図８は、８進記数法で（６，２，１＋　として表された３つの生成多項式を有す る、メモリ長Ｌ・２を有するレート　Ｉ／３たたみ込み符号器ｆＲｇｔｅ　Ｉ／ ３　ｃｏｎｖｏｌｏｌｉｏｎｔｌ　ｅｎｃｏｄｓ＋ｌのブロック図である。

発明の詳細な説明 ＩＪＲシステムでは、典型的には、隣接した地理的区域がスペクトル的に隣接し たチャネルを使用する。図１では、区域Ｉと区域■とが地理的に隣接した区域で ある。　ＬＭＲ基地ユニット２は周波数ｒｌにおいて移動体ユニット４と通信す る。同様に、ｔＭＲ基地ユニット６は周波数ｆ２において移動体ユニット８と通 信する。周波数ｆ　と周波数ｆ２とがスペクトル的に隣接しているが故に、基地 ユニット２は、基地ユニット６と移動体ユニット８とによって使用されるチャネ ルを妨害し、＾ｃ１を生じさせる。同じ状態が、スペクトル的に隣接する周波数 で互いに通信する移動体ユニットの間にも生じる。この人ｃ１の問題は、移動体 から基地への通信と、基地から移動体への通信とに割り当てられた周波数帯域の 間で生じるということに留意されたい。

しかし、こうした２方向の通信が同時に行われている時には、適切な周波数分離 のために、２方向の通信の間の干渉は起こらない。

図２１は、２つの　１．ＭＲ送信信号の周波数スペクトル１２．１４の図である 。スペクトル１２はスペクトル１４に重なり、＾Ｃ１１６を生じさせる。

図２ｂは、図２ａと同一の帯域における３つの信号の　ＬＭＲスペクトル１８． ２０．２２の図である。チャネル１８．２０の間の重なり合いが八〇１２６を生 しさせる。Ａｃｔ　２１．２６の区域が、図２１の＾ｃ１区域１６よりも著しく 大きいことが図に示されている。図２龜図２ｂは、他の要素が同一である時に、 限定された周波数帯域内のチャネル数が増加するに応じて、Ａｃｔの量も増大す るということを示している。ＬＭＲシステムの動作に高い信頼性をもたらすため には、＾Ｃ１を低減させる送信方式が使用しなければならない。

図３は、従来技術で使用される受信機がその範囲内で信号を受け取る周波数窓４ ２と、受信窓４２に部分的に重なり且つ干渉信号４６として受信機によって受け 取られる隣接帯域内の送信信号４４のスペクトルとを示す。干渉信号４６は、隣 接帯域の送信信号４４によって生じさせられる干渉を表す。このシステムの隣接 チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰＲ）は、次式の通りに定義される。

前式中のＰｌ、は所望の帯域内出力であって、受信窓４２内の送信信号の出力で あり、Ｐ、ｂは隣接帯域出力であり、受信窓４２内の干渉信号の出力である。最 も実際的なディジタル変調方式では、実現可能な　ＡＣＩＰＲは、Ｃ／Ｉによっ て制限されるのではなく、Ｐ１５／ＰＩｂによって制限される。Ｃ／ｌは「搬送 波」対「干渉」比であり、ＡＣＩＰの増大を一定の程度軽減するにすぎない。こ うした従来の方式は、Ｐｌ、／Ｐ、ｂを増大させ且つ場合によっては更に著しく 大きな　ＡＣＩＰＲ値を得ることを可能とするような送信信号の適正な設定によ って、八ＣＩＰＲを改善するものではない。

Ｐ１ｂ／Ｐ、ｂを改善した場合には、より低いＣ／Ｉに対して上記の技法を使用 し、ＡＣＩＰＲを更に改善することも可能である。

上記「発明の詳細な説明した従来の通信技法は、送信機出力制御技法を除いて、 受信機感度（Ｃ／＋１　を低下させることに基づいている。図４１には、受信窓 ５２の上に重ねられた送信信号５４の周波数スペクトルが示されている。周波数 ５６において、信号５４が隣接信号と重なり合い始める。周波数５６の右に位置 する信号５８は、隣接チャネル内の干渉として示される。

図１ｂには、図４８の受信窓５２と同一である受信窓５２の中に重ね合わされた 送信信号６４のスペクトルが示されている。周波数６６において、信号６４は隣 接信号と重なり合い始める。干渉信号６８は、そのチャネルの外側にある。図４ ｂの信号６４と図４１の信号５４とを比較すると、所望のチャネルの内側に集中 しているエネルギーの割合は、図１ｂの信号６４の方が著しく大きいということ が観察される。信号６４の送信スペクトルの成形が、より大きな「帯域内出力」 対「隣接帯域出力」比（Ｐ１ｂ／Ｐ、ｂ）をもたらす。式（１）で示される通り のＡＣＩＰＲは「帯域内出力」対「隣接帯域出力」比（Ｐ　、、／　Ｐ　、ｂ） によって制限される。更に、この信号スペクトルの成形は、図４１の干渉５８と は反対に、図４ｂの信号６４によって発生させられる隣接チャネルにおける干渉 ６８の割合を小さくする。

図５には、記号０〜７によって示される８つの信号状態を有する信号コンステレ −ジョンが示されている。各々の記号は位相角によって表される。送信機によっ て送られた最後の記号が記号７であるとすると、この場合に、その位相角は７π ／４ラジアンである。送信されるべきその次の記号が記号３であるとすると、そ の位相角は、その次の記号（ＴＳ）に割り当てられた時間量の間にπラジアンだ け変化しなければならない。１つの記号からその次の記号への各々の遷移のため に割り当てられた周期がＴｓに固定されているので、時間に応じた位相の変化で あるので、１つの記号からその次の送信記号への位相角の差に依存している。

時間（に関する位相角θの変化は、送信信号のスペクトルを決定する。大きな位 相角の変化が可能である場合には、送信信号のスペクトルは非常に広い。これと は反対に、位相角の遷移を制■することによって、送信信号のスペクトルが狭め ることが可能である。この場合には、遷移８２を経由した記号７から記号３への 遷移は、πラジアンの位相角の変化に結果するであろう。線８もで示されるよう な記号７から記号６への遷移は、π／４ラジアンの位相角の変化に結果する。同 様に、記号７から記号０への遷移８４は、π／４ラジアンの位相角の変化をもた らす。記号６から記号０への遷移は、π／２ラジアンの位相角の変化をもたらす 。遷移８２．９２のような位相角の大きな遷移を禁止し、且つ、遷移８４．８６ ．８８のような位相角の小さな遷移を許容することによって、送信機のスペク］ ・ルが狭めることが可能である。

送信されることが意図された記号の数を上回る数の幾つかの余分な記号を有する 信号コンステレ−ジョンが、使用されなければならない。これは、幾つかの信号 の符号化を可能にすると同時に、より大きな周波数スペクトルに結果する位相角 遷移を防止する。

本発明を使用する通信システムの単純化したブロック図が図６に示されている。

送信が必要とされる連続信号ｘ（１・Ｏ，１，２）が、送信機９０の符号器９４ の中に送り込まれる。人力信号又　は、ディジタル信号であっても、ディジタル 化されたアナログ信号であってもよい。符号器９４は入力信号Ｘ　を符号化信号 に変換し、この符号化信号はマツパ（ａ＋５ｐｐｅ＋１９６に送られる。

マツパ９６は、位相偏移キーイングされた信号のコンステレーンラン（図５）の ような信号コンステレーンランＣ（１・１．２．３）の記号の一トに、符号化信 号をマツピングする。この信号は、並列処理岐路を通過する同相成分（１）と直 交位相成分（Ｑ）　とによって表すことが可能である。これらの信号の各々は、 送信フィルタ９８ｇ　、９８ｂ　と、Ｄ／＾変換器９９畠、９９ｂ　と、低域フ ィルタ１００＋、　１００ｂとを通過し、直交変調器１０２ｉ、　１０２ｂによ って周波数偏移し、最後に加算器９７で混合される。その後で、加算器９７から の信号が「ｆ増幅器１０１に送られ、ｒ１増幅器１０１はその信号の利得を増大 させる。この１１増幅器ＩＯ＋は、増幅した信号をアンテナ１０３に送り、アン テナ＋０３は、受信器１１０に備えられた第２のアンテナ１０４に対して信号を 送信する。受信された信号はＲＦ前置増幅器１０５を通して第１のダウンコンバ ータ１θ６に送られ、このダウンコンバータ１０６は、ＭＩＩ＋単位の受信信号 周波数をｋｌ単位の中間周波数信号に逓減させる。この中間周波数信号は、中間 周波数受信フィルタ１０７に送られ、その後で、フィルタリングされたベースバ ンド信号を生じさせるために第２のダウンコンバータ１０９を通過する。このフ ィルタリングされたベースバンド信号は、アナログ−ディジタル変換器１０８に よってディジタル化され、復号器１１１を通過し、この復号器１１１は、送信信 号の情報を復旧するために、ディジタル化されたベースバンド信号を処理する。

「帯域内出力」対「隣接帯域出力」比（Ｐ　、、／　Ｐ　、ｂ）を改善するため に、符号器９４とマツパ９６とによって、適正に設定さオｔた格子コードが発生 させられる。これは、非常にコン／々クトな出カスベクトルを有するように格子 コードが設定されることが可能であるからである。このコンノぐクトなスペクト ノｌ／ｌよ、入力信号Ｘ　の間に相関関係を生しさせるために符号器９４を使用 することと、こうした相関関係付けられた記号Ｃ１を変調信号コノステレーショ ン七にマツピングするためにマ・ソｌ＜９６を使用することとによって、実現さ れる。このマツピングは急激な位相遷移を防止するように最適化され、それによ って、所定の周波数帯域の範囲内にスペクトルを閉し込める。

方程式（１）によって与えられる＾ＣＩｌ’Ｒ式は次のように展開されることが 可能である。

前式中て５（１）はアンテナ１０３における送信信号出方スペクトルであり、） １　ｆｌ）は、その片側帯域がＷ　である受信フィルタ１０７の絶対値平方周波 数応答（ｍＢｎｉｌａｄｓ　ＩｑＩＩ＊ｒｅｄ　Ｉ＋ｅｑｉｅｎｅ７＋ｅ＋ｐｏ ｎｔｅｌであり、ｆΔが所期チャネルと隣接チャネルとの間の周波数分離である 。Ｃ／ｌが、送信された記号相互間の最小ユークリッド距離におけるビット誤り 率（ＢＥＲＩ　を決定するということに留意されたい。式（３）では、図２ｂに 示されるように所望のチャネルの両側に隣接する干渉チャネルがあると仮定して いる。この定式化の利点は、後述されるように、対称な送信信号比カスベクトル を得ることである。

ＡＣＩＰＲを改善するためにスペクトル成形をしようとする意図は、５（１）を その成分項に展開することによって、より良く理解される。送信機９０は、符号 器ｇ４と、マツパ９もと送信フィルタ９８＠、９８ｂとを有する線形変調器９５ とによってモデル化されることが可能である。符号器９４は、シフトレジスタと その後に続くマツパ９６とを含む、発生可能なＫつの状態（１，２，、、、Ｎｌ を有すル有限状態シーケンシャルマシン（ｆｉｎｉｔｅ−＋ｌ暑１ｅ　＋ｅｑｗ ｅａｌ目１ｍ１＋ｈｉｎ＋）としてモデル化される。符号器９４は、非２進数で あることが可能な、互いに独立し且つ全く同様に分布した定常の記号のシーケン ス（０，１，、、ト１１である入力信号を送り込まれる。符号器９４の出力は、 マツパ９６を通過して、送信フィルタによって成形される符号化記号シーケンス （ｃ、ｌ　を発生させる。

その結果として生じる出力信号は、次式のように表される。

上式中でＱ　（１）は、周波数応答Ｑ（１）を有する送信フィルタ９８１．９８ ｂのインパルス応答を表し、Ｔ　は記号持続時間である。

雪 Ｓ（］）で表されるＩ（１）の出カスベクトルは、連続部分と不連続部分とに分 解されることが可能である（伝送スペクトル（ｌｉｎｅ＋ｐｅｅｌ＋ａｓｌ　） 　５出力記号がゼロ平均（Ｉｅｔｏ　ＩＩｅＩｎ）を有する時には、この不連続 部分は消滅する。この条件下では、５（１）は次式で表されることが可能であ鴬 。

上式中で＾、Ｂ、Ｃ，Ｄは、状態遷移行列と確率遷移行列と定常状態確率と入力 記号確率との関数である定行列である。Ｕは、次式で表される符号化記号のベク トルである。

上式中でｕｉ、には、符号器９４が状態ｋにあり且つ入力が記号ｉである時の、 符号器９４の出力における記号である。上付き文字のＨとＴは各々に共役転置演 算子と転置演算子とを表す。

シフトレジスタ符号器に送られる同程度に確からしいｆｅｑｍｓｌｌＹｌｉｋｅ ｌＹ）入力記号の場合ニハ、式（５）ハ次ノ形式ニ記上式中のＭ＝入入子アルフ ァベットサイズＮ＝＝号器状態数、Ｌ＝シフトレジスタ符号器のメモリ長であり 、且つ、上式中のＰは有限状態符号器の遷移確率行列であり、ＰＣ″′は定常状 態確率の行列（上記の場合には、同程度に確からしい入力記号のために、ｌ／Ｎ に等しい行列の全要素）であり、Ｊは行列であり、 Ｊ　＝Ｍ回繰り返された［＋　１１．、、　ｌ］上式中の　１は恒等行列である 。

行列しは次式で表される。

Ｅ　＝　［Ｅ：Ｅ７．、、Ｅニー、１ 上式中の行列Ｅ　（ｍ・Ｏ，１，、、、Ｍ−１１の要素は次のように定義され最 後に、同程度に確からしい入力記号の場合の遷移確率行列Ｐは、 式（７）から、送信スペクトルを次のように記述することが可能である。

上式中のＥ（（）は、符号器に起因する出カスベクトル寄与（ｐｏｖｔ＋＋ｐ＋ ｃｌ＋ｓｌ　ｃｏｎｔ「１ｂｕｔｉｏｎ）であり、次式で表される。

弐（１１、（３ｊ　、ｆｉｌ　を使用して、「帯域内出力」対「帯域外出力」の 比は次式で表される。

上記の形の符号器と適切に選択された送信フィルタとを使用して、送信信号Ｉ　 Ｑ（１＋　ｌ　２Ｅ（＋１をスペクトル的に成形することによって、ＡＣＩＰＲ が調整可能であるということが、式（１０）から理解される。本発明は、受信フ ィルター０７の最適化において、受信フィルター０７のスペクトル特性Ｈ（＋１ 　を考慮に入れ、その帯域（窓）内での最適の出力分布を得るような形に送信信 号を成形することを可能にし、それによって、ＡＣＩＰＲを最大化する。式（１ ０）では、式（３）と同様に、所望のチャネルの両側の隣接チャネルから干渉が もたらされる。式（３１、＋１０１で単一の干渉チャネルだけが使用される場合 には、最適の送信信号出カスベクトルＩ　Ｑ（１１１２Ｎ＋１は非対称となる傾 向がある。従って、実際のシステムでは、一方の隣接チャネルに関するＰｉｂ／ Ｐ、ｂの増大は、他方の隣接チャネルに関するＰｉｂ／ｐ、　ｓｂの低下という 犠牲を払って得られる。式（３１、（１０１に示されるように、２っの（対称な ）隣接干渉チャネルの形成が、この問題を緩和す図７は、記号６から記号０への 位相遷移と、記号０から記号６への位相遷移とを示す。理論的には、記号６から 記号０への位相遷移は点線８８を辿らなければならない。しかし、実際のシステ ムでは、記号６から記号０への位相遷移は、経路８７又は経路８９のどちらかを 辿る。経路８９．８７は、図７の送信フィルタ９８とマツパ９もとの特性のため に経路８８とは異なっている。遷移８９のために必要とされる最大出力は、矢印 ９１で示されている。遷移８７のために必要とされる最小出力は、矢印９３で示 されている。

全ての記号遷移に関する必要最小出力Ｐｐｅ、にと全ての記号遷移に関する必要 最小出力とを決定することによって、記号１つ当たりの平均出力Ｐ　が決定可能 である。矢印９５は概算的な平１Ｆ！ 均出力を示す。平均出力が計算され終わった後に、ピークツーアベレージ出力比 が決定されることが可能である。

図８は、単一の入カビｙ　ｌ・ｘ　に対して３つの出力ビットを生しさせる符号 器の概略図である。これは、レート１／３符号器（目１ｅ　Ｉ／３　ｒｎｃｏｄ ＋＋）として知られている。この符号器は、各々が１ビツトを保持するための、 メモリ長Ｌ＝２の２つのメモリレジスタと、人カビノドＸ　を受け取るための人 力レジスタとを有する。この符号器内のレジスタは、右から左に０，１，２と番 号が付けられている。多項式生成源（ｇｅｎｔ目ｌｏｔ　ｐｏｌｙ＋＋ｏ−目１ ）は２進乗数器であり、この２進乗数器は、レジスタの内容を選択して、出力ビ ットを生しさせるためにその内容にモジュロ２を加算する。各々の出力ビツト毎 に１つの多項式生成源がある。

図８の符号器の場合には、３つの生成光がある。第１の生成光１２Ｇは、レジス タ２とレジスターの内容に加算するが、レジスタ０の内容には加算しない。この 生成光は２進数＋１０と８進数６とによって表される。第２の生成光１２＋は２ 進数［１１０と８進数２とによって表され、第３の生成光１２２は２進数００１ と８進数１とによって表される。簡略的な表記法では、図８の生成光は＋６．２ ．１１　である。

レジスターとレジスタ２は、符号器の状態σ、を決定する。

倉 メモリ長しのメモリを有するに／ｎ符号器に関する一般項では、現在の記号ｙ　 は、最後のｋつのビットで構成された入力記号Ｘ　と、残りのＬつのビットを示 すたたみ込み符号器状態σとによって完全に決定される。

線形シフトレジスタ符号器は、本発明の説明のために使用されたにすぎない。（ 本発明で使用される符号器のタイプは、線形シフトレジスタ符号器または線形符 号器に限定されない。本開示内容に合致する様々なタイプの符号器が使用可能で ある。）出力を帯域と引き換えにすることによってスペクトル効率を増大させる ことが可能である。出力の低下は通信可能範囲の縮小に結果し、重大な問題を生 しさせる。ディジタル通信の場合には、通信可能範囲は、受入れ可能な［ｌＥＲ 性能に応じて決まる。

このＢＥＲ性能は、平均送信出力とコードの最小距離とによって影響される。送 信ピーク出力が制約されている時には、その１１ＥＲはピークツーアベレージ出 力比に依存する。

本明細書で言及する格子コードは、コード記号のインタリーピンクを不可能にす る。従って、移動体無線機チャネルでは、フェージングが幾つかの記号周期に亙 って相互に関連付けられ、ビット誤り率ｆＢＥＲ１性能を決定するのはコードの 最小距離である。符号化されたシーケンスの間の最小距離ｄは、Ｍ＋ｃＭｉｌｌ ＋ｎ　Ｐｆｉｂｌｉｓｈｉｎｇ　Ｃｏ、　（Ｎｅｗ　Ｙｏｌｋ、ＮＹ）によって 出版された＋Ｉｎｌ＋ｏｄｎＣ１ｉｏｎ　ｔｏ　Ｔ＋＋ｌ１口Ｃｏｄｅｄ　１１ ｏ＋１ｕｌｔｌｉｏｎ　ｖｉｌｈ＾ｐｐｌｉｃ＊１ｉｏｎ＋”　ｆ１９９１．　 ｐｐ、５２７−５３９）の中でＢｉ（ｌｉｅ＋ｉ他によって説明されている通り に計算されることが可能であり、この内容は本明細書に組み入れられている。

提案されている格子コードは一定不変ではない包絡線を有し、線形出力増幅器の 使用を必要とする。この状況では、送信される信号が、小さなピークッーアベレ ージ出方変化量（ｐｅａｋ　ｔ。

＋ｖｅｎｇｅｐｏｗｅ「ｙｇ＋１ｔｌｉｏｎ）（Ｐ　／Ｐ　：Ｐ　ｌ　を有する ｐｅｘｋ　ｔｗｅ　ｆ ことが望ましい。これは、出方増幅器に対する線形化要件を緩和する。更に、所 与のピーク出力定格では、より高い平均出力が通信可能範囲を拡大する。或いは 、所与の通信可能範囲では、より高い平均出力が、出力の節約を可能にする。

上記の説明から、最大の最小距離ｄ　、１２と低いビークッーアベレージ送信出 力比Ｐ　とを有するコードを選択することが特性と選択されたコードのセットと によって影響される。

送信は、上記説明のように、制約されたピーク出力であると２　。

仮定される。最小距離ｄ　とヒークッーアベレージ送信出ｌｌ 力（Ｐ、）とが、コード選択の基準として使用される。コード選択のための好適 な基準は、これら２つのパラメタから得ることが可能である。この目的のために 、パラメタＰ＝６　２ＤＲ羨１ｎ ／Ｐ、が定義され、コード選択のために使用される。ＰＤＲは、何らかの基準変 調方式の対応するＰＤＲによって正規化されることが可能であり、コード選択に 使用されることが可能である。

この基準変調方式は、本発明の方式がどれだけ適切に機能するかを示すために、 本発明と比較される。便宜上、本発明は、正規化されていない場合に関して説明 される。

本発明は、格子コード化変調と、周波数応答Ｑ（［）を有する適切に設計された 送信フィルタ９８と、高いスペクトル効率を得るための出カスベクトルＨ（＋１ 　を有する受信フィルタ１０７とを使用する符号器９４を使用する。ＬＭＲシス テムでは、この目的は、式（３）と式（１１）とを最適化関数として使用するこ とによって実現されることが可能である。

最適化を実現するために仮定が必要である。適切なコードを選択するための最適 化の手順が下記で説明される。

■、メモリ長りを有し且つ複数の符号器状態をとることが可能な符号器を有し、 この符号器がマツパに接続され、このマツパｈ＜　２つの並列の岐路に接続され 、これらの２つの分岐の各々が、転送関数Ｑ　（１１を有する送信フィルタとデ ィジタル−アナログ変換器と低域フィルタと変調器とを互いに直列に接続された 形で有し、更に、両方の変調器が１つの加算器に接続され、この加算器が１増幅 器と送信アンテナとに直列に接続されている送信器を構成し、 ２、互いに直列に接続された、受信アンテナと、「１前置増幅器と、第１のダウ ンコンバータと、出カスベクトルＨ（１）を有する受信フィルタと、第２のダウ ンコンバータと、アナログ−ディジタル変換器と、復号器とを有する受信器を構 成し、３、所期の最小ＰＤＲ値ｔｌｌｌ’１ｌｌｌ）を選択し、このＰＤＲが次 の式の通りに定義される。

上式中のＰ　が送信アンテナから送信される平均出力信号で署マｅ あり、ＰＢ、ｋ”送信信号のピーク出力であり、ｄＩｉｌｌが、符号器セットに 関連付けられた最小ユークリッド距離であり、４、記号周期Ｔ　を選択し、 ５、各々の記号周期において符号器の中に移されるべき幾つかの入力ビットを選 択し、それによってＭつの項目（ＢＩｒ７）を有する符号器アルファベットを決 定し、 ６、各々の記号周期の間に符号器によって出力されるべき幾つかのビットを選択 し、それによって符号器出力コードの長さと幾つかのコンステレ−シコンポイン トとを決定し、７、各々の符号器アルファヘット項目に関連付けられた確率を同 一の予め決められた値に設定し、それによって確率行列ｘ１が決定されることを 生しさせ、 ８、各々の符号器出力コードに関連付けられた確率を同一の予め決められた値に 設定し、それによって確率行列Ｙ　が決定さν れることを生しさせ、 ９、全ての符号器アルファべ・ソト項目に伴った発生可能な全ての符号器状態の 順列を並べ替え、その結果として、複数の符号器セットＵを生しさせ、 ＩＯ９現在符号器セットとして１つの符号器セントを選択し、１１　符号器の現 在状態と現在受信されて（する符号器アルファベット項目とに従って、現在符号 器セ・ソトＵｈＡら複数の符号器ＩＢカコードＵを与えるように、符号器を適合 させ、１２、現在符号器セラｌ−１１に関連付けられたＰＤ−計算し、＋３．　 Ｐ　を賛ＰＤＲと比較し、Ｐ　がＭＰＤＲを上回って０な０場合；こＤＲＤＲ は、現在符号器セラ＋−１１を放棄し、１１、全ての符号器セットυに関して段 階１０〜１３を繰り返し、１５　放棄されていｔｊい各々の符号器セント番二関 して、ｒ’、ｂ／Ｐ０比を次の方程式に従って計算する。

であり、上付き文字Ｈはエルミート演算子又は共役転置演算子であり、Ｍ＝入力 アルファベット項目の数、Ｎ：符号器状態の数、し・シフトレジスタ符号器のメ モリ長、Ｔ　記号持続時間であり、富＝ １６、放棄されていない符号器セットの中から、最大のＰ、ｂ／Ｐ、ｂ比を有す る符号器セットを最適符号化セットとして選択し、＋７．将来の全ての送信にお いて最適符号化セットを送信するように送信器を適合させ、 １８、受信器が受信する信号を最適符号化セットに従って復号するように、受信 器の復号器を適合させる。

第２の実施例では、上記の諸段階は次の通りである。

１、メモリ長りを有し且つ複数の符号器状態をとることが可能な符号器を有し、 この符号器がマツパに接続され、このマツパが２つの並列の岐路に接続され、こ れらの２つの岐路の各々が、互いに直列に接続された、転送関数Ｑ（１）を有す る送信フィルタと、ディジタル−アナログ変換器と、低域フィルタと、変調器と を有し、更に、両方の変調器が１つの加算器に接続され、この加算器がｒｆ増幅 器と送信アンテナとに直列に接続されている送信器を構成し、 ２、互いに直列に接続された、受信アンテナと、ｒ（前置増幅器と、第１のダウ ンコンバータと、出カスベクトルＨ（１）を有する受信フィルタと、第２のダウ ンコンバータと、アナログ−ディジタル変換器と、復号器とを有する受信器を構 成し、３、所期の最小Ｐｉｂ／Ｐ＋ｂ出力比（ＭＰＩＩＩ　を選択し、４、記号 周期Ｔ　を選択し、 ５、各々の記号周期において符号器の中に移されるべき幾つかの入カビノドを選 択し、それによって閘っの項目を有する符号器アルファベットを決定し、 ６、各々の記号周期の間に符号器によって出力されるべき幾つかのビットを選択 し、それによって符号器出力コードの長さと嫂つかのコノステレーションポイン トを決定し、７　各々の符号器アルファベット項目に関連付けられた確率を同一 の予め決められた値に設定し、それによって確率行列Ｘが決定されることを生じ させ、 ８、各々の符号器出力コードに関連付けられた確率を同一の予め決められた値に 設定し、それによって確率行列Ｙ　が決定さν れることを生じさせ、 ９、全ての符号器アルファベット項目を伴った発生可能な全ての符号器状態の順 列を並べ替え、その結果として、複数の符号器セットＵを生じさせ、 ＩＱ、現在符号器セットとして１つの符号器セットを選択し、Ｉｌ、現在符号器 セットに関してＰ１ｂ／Ｐ、ｈ比を次の式に従ってであり、上付き文字Ｈはエル ミート演算子又は共役転置演算子であり、ト入力されたアルファベット項目の数 、Ｎ・符号器状態の数、Ｌ・シフトレジスタ符号器のメモリ長、Ｔ　・記号持続 時哀 間であり、 １２、符号器の現在状態と現在受信されている符号器アルファベット項目とに従 って、現在符号器セットＵからの複数の符号器出力コードＵを与えるように、符 号器を適合させ、＋３．　ＭＰＲをＰ１ｂ／Ｐ、ｂと比較し、Ｐ１ｂ／Ｐ、ｂが ＆ＩＰＲを上回っていない場合には、現在符号器セットυを放棄し、＋１．全て の符号器セットＵに関して段階１０〜１３を繰り返し、＋５．放棄されていない 各々の符号器セットに関して、次の式に従ってＰＤＲ値を計算する。

飄式中のＰｌｆｅが、符号器セットを使用する送信信号の平均出力であり、Ｐｐ ｅ、ｋが、符号器セットを使用する送信信号のピーク出力であり、ｄ　が、符号 器セットに関連付けられた最小１ｎ ユークリッド距離であり、 １６、放棄されていない符号器セットの中から、最大のＰＤＲを有する符号器セ ットを最適符号化セットとして選択し、１７、将来の全ての送信において最適符 号化セットを出力するように送信器を適合させ、 ＋８．受は取った信号を復号器が最適符号化セットに従って復号するように、復 号器を適合させる。

上記ではＬＭＲチャネルに関して説明されたが、本書で説明された発明は、スペ クトル的に混雑した他の通信路にも同様に適用可能である。

現時点で好ましい幾つかの本発明の実施例が上記で詳細に説明されたが、様々な 本発明の変更と変形とは当業者に明らかだろう。従って、添付クレームは、本発 明の真の思想の範囲内に含まれるそうした変更と変形の全てを包含することが意 図されている。

図１ 図２ａ 従来の技術 従来の技術 従来の技術 図４ｂ 図５ フロントページの続き （７２）発明者　ラメシュ、ラシャラムアメリカ合衆国、ニュー・ヨーク・１２ ３０９、シエネクタデイ、プルツクシェア・ドライブ・２４７５ （７２）発明者　ハツサン、アメール・エイアメリカ合衆国、ニュー・ヨーク・ １２０６５、クリフトン・パーク、キャンターバリー・ロンドン・スフウェア・ ２ （７２）発明者　アンダーソン、ジョン・ビーアメリカ合衆国、二ニー・ヨーク ・１２１１０、ラザム、グリーンリーフ・ドライブ・１２０

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. １．通信システムを構成するための方法であって、前記システムが、メモリ長Ｌ を有し且つ複数の符号器状態をとることが可能な符号器と、マツパと、転送関数 Ｑ（ｆ）を有する送信フィルタとディジタル−アナログ変換器と低域フィルタと 変調器とを夫々互いに直列に接続した形で有しており且つ前記マッパの出力に結 合された１対の並列の分岐と、前記変調器の各々の出力に結合された加算器と、 前記加算器の出力に結合された送信アンテナとを有する送信器を含み、更に、前 記システムが、全て直列に結合された、受信アンテナと、第１のダウンコンバー タと、出力スペクトルＨｒ（ｆ）を有する受信フィルタと、第２のダウンコンバ ータと、アナログ−ディジタル変換器と、復号器とを有する受信器を含み、前記 方法が、 ａ）所期の最小ＰＤＲ値（ＭＰＤＲ）を選択し、このＰＤＲが次の式の通りに定 義され、ＰＤＲ（ｄ２ｍｉｎ／Ｐｒ）＝ｄ２ｍｉｎ（Ｐａｖｅ／Ｐｐｅａｋ）上 式中のＰａｖｅが前記送信アンテナから送信される平均出力信号であり、Ｐｐｅ ａｋが送信信号のピーク出力であり、ｄｍｉｎが、符号器セットに関連付けられ た最小ユークリッド距離であり、ｂ）記号周期Ｔｓを選択し、 ｃ）各々の記号周期において前記符号器の中に移されるべき幾つかの入力ビット を選択し、それによってＭ個の項目を有する符号器アルファベットを決定し、 ｄ）各々の記号周期の間に符号器によって出力されるべき幾つかのビットを選択 し、それによって符号器出力コードの長さと幾つかのコンステレーションポイン トとを決定し、ｅ）各々の符号器アルファベット項目に関連付けられた確率を一 律に予め決められた値に設定し、それによって確率行列Ｘνが決定されることを 生じさせ、 ｆ）各々の符号器出力コードに関連付けられた確率を一律に予め決められた値に 設定し、それによって確率行列Ｙνが決定されることを生じさせ、 ｇ）全ての符号器アルファベット項目に伴った発生可能な全ての符号器状態の順 列を並べ替え、その結果として、複数の符号器セットＵを生じさせ、 ｈ）現在符号器セットとして１つの符号器セットを選択し、ｉ）前記符号器の現 在状態と現在受信されている符号器アルファベット項目とに従って、現在符号器 セットＵからの複数の符号器出力コードｕを与えるように、前記符号器を適合さ せ、ｊ）現在符号器セットＵに関連付けられたＰＤＲを計算し、ｋ）ＰＤＲをＭ ＰＤＲと比較し、ＰＤＲがＭＰＤＲを上回っていない場合には、現在符号器セッ トＵを放棄し、 ｌ）全ての符号器セットＵに関して段階「ｈ」〜「ｋ」を繰り返し、 ｍ）放棄されていない各々の符号器セットに関してＰｉｂ／Ｐａｂ比を次の式に 従って計算し、 ▲数式、化学式、表等があります▼ 上式中で ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、上付き文字Ｈはエルミート演算子又は共役転置演算子を表し、Ｍ＝入力 されたアルファベット項目の数、Ｎ＝符号器状態の数、Ｌ＝シフトレジスタ符号 器のメモリ長、Ｔ■＝記号持続時間であり、 ｎ）放棄されていない符号器セットの中から、最大のＰｉｂ／Ｐａｂ比を有する 符号器セットを最適符号化セットとして選択し、ｏ）将来の全ての送信において 前記最適符号化セットを送信するように前記送信器を適合させ、 ｐ）受信する信号を前記復号器が前記最適符号化セットに従って復号するように 、前記復号器を適合させる諸段階を含む通信システムの構成方法。
2. ２．通信システムを構成するための方法であって、前記システムが、メモリ長Ｌ を有し且つ複数の符号器状態をとることが可能な符号器と、マッパと、転送関数 Ｑ（ｆ）を有する送信フィルタとディジタル−アナログ変換器と低域フィルタと 変調器とを夫々互いに直列に接続した形で有しており且つ前記マッパの出力に結 合された１対の並列の分岐と、前記変調器の各々の出力に結合された加算器と、 前記加算器の出力に結合された送信アンテナとを有する送信器を含み、更に、前 記システムが、全て直列に接続された、受信アンテナと、第１のダウンコンバー タと、出力スペクトルＨｒ（ｆ）を有する受信フィルタと、第２のダウンコンバ ータと、アナログ−ディジタル変換器と、復号器とを有する受信器を含み、前記 方法が次の諸段階を含み、即ち、ａ）所期の最小Ｐｉｂ／Ｐａｂ出力比（ＭＰＲ ）を選択し、ｂ）記号周期Ｔｓを選択し、 ｃ）各々の記号周期において前記符号器の中に移されるべき幾つかの入力ビット を選択し、それによってＭ個の項目を有する符号器アルファベットを決定し、 ｄ）各々の記号周期の間に前記符号器によって出力されるべき幾つかのビットを 選択し、それによって符号器出力コードの長さと幾つかのコンステレーションポ イントとを決定し、ｅ）各々の符号器アルファベット項目に関連付けられた確率 を一律に予め決められた値に設定し、それによって確率行列Ｘνが決定されるこ とを生じさせ、 ｆ）各々の符号器出力コードに関連付けられた確率を一律に予め決められた値に 設定し、それによって確率行列Ｙνが決定されることを生じさせ、 ｇ）全ての符号器アルファベット項目を伴った発生可能な全ての符号器状態の順 列を並べ替え、その結果として、複数の符号器セットＵを生じさせ、 ｈ）現在の符号器セットとして１つの符号器セットを選択し、ｉ）放棄されてい ない現在符号器セットに関して、Ｐｉｂ／Ｐａｂ比を次の方程式に従って計算し 、 ▲数式、化学式、表等があります▼ 上式中で ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、文字Ｈはエルミート演算子又は共役転置演算子であり、Ｍ＝入力アルフ ァベット項目の数、Ｎ＝符号器状態の数、Ｌ＝シフトレジスタ符号器のメモリ長 、Ｔｓ＝記号持続時間であり、ｊ）前記符号器の現在状態と現在受信されている 符号器アルファベット項目とに従って、現在符号器セットＵからの複数の符号器 出力コードｕを与えるように、前記符号器を適合させ、ｋ）ＭＰＲをＰｉｂ／Ｐ ａｂと比較し、Ｐｉｂ／ＰａｂがＭＰＲを上回っていない場合には、現在符号器 セットＵを放棄し、ｌ）全ての符号器セットＵに関して段階「ｈ」〜「ｋ」を繰 り返し、 ｍ）放棄されていない各々の符号器セットに関して、次の式に従ってＰＤＲ値を 計算し、 ＰＤＲ（ｄ２ｍｉｎ／Ｐｒ）＝ｄ２ｍｉｎ（Ｐａｖｅ／Ｐｐｅａｋ）上式中のＰ ａｖｅが、符号器セットを使用する送信信号の平均出力であり、Ｐｐｅａｋが、 符号器セットを使用する送信信号のピーク出力であり、ｄｍｉｎが、符号器セッ トに関連付けられた最小ユークリッド距離であり、 ｎ）放棄されていない符号器セットの中から、最大のＰＤＲを有する符号器セッ トを最適符号化セットとして選択し、ｏ）将来の全ての送信において最適符号化 セットを出力するように前記送信器を適合させ、 ｐ）受信する信号を前記復号器が最適符号化セットに従って復号するように、前 記受信器の前記復号器を適合させる諸段階を含む通信システムの構成方法。
3. ３．ＰＤＲ値を決定する上記段階が、更に、ａ）放棄されていない符号器セット からテスト用符号器セットを選択し、 ｂ）符号器の現在状態と現在受信されている符号器アルファベット項目とに従っ て、テスト用符号器セットからの複数の符号器出力コードｕを与えるように、前 記符号器を適合させ、ｃ）符号器アルファベット項目のテスト用セットを前記符 号器に与え、前記符号器が出力コードを生じさせることを引き起こし、 ｄ）互いに９０°ずらされた１対の記号位相角を得るために、前記出力コードを 前記マッパを通過させ、ｅ）前記送信フィルタの一方を使用して前記位相角の各 々をフィルタリングし、 ｆ）フィルタリングされた前記位相角からアナログ信号を生じさせ、 ｇ）前記アナログ信号の各々を低域フィルタリングし、ｈ）その低域フィルタリ ング済のアナログ信号を変調し、ｉ）前記低域フィルタリング済のアナログ信号 を混合して、混合信号を発生させ、 ｊ）復号信号のピーク出力と平均出力を測定し、ｋ）前記混合信号を前記送信器 から送信し、ｌ）その送信された信号を前記受信器において受信し、ｍ）その受 信信号を復号する という諸段階に従ってピークツーアベレージ出力比を計算することを含む、請求 項２に記載の方法。