JPH06510178A - 準共振で動作する電圧インバータを調整する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 準共振で動作する電圧インバータを調整する方法本発明は、準共振で動作する電 圧インバータに関する。

これらのインバータは、舊流電圧源により電力を供給され、ターン・オフー飽和 モートで動作する制御構成要素を持つ単相または多相のブリッジを含み、直流電 圧源と同じ側に配置された発振回路を含み、直流電圧源と直列のインダクタ（誘 導子）と制御構成要素を持つブリッジと並列に接続されたコンデンサとからなる 。

直流電圧源の側の発振回路の発振の開始および維持は、コンデンサ端子の電圧の ゼロ交差における、即ち、発振回路の共振周波数におけるコンデンサの連続的な 短絡回路により行われる。従って、発振を続けるのに必要なエネルギは、発振回 路のインダクタに規則的に蓄えられる。短絡回路は、ブリッジの辺（ａｒｍ）の １つの２つのスイッチの同時の閉路により提供される。

更に、準共振の原理によれば、ブリッジの制御される構成要素のいずれのスイッ チング動作も、発振回路のコンデンサの端子における電圧のゼロ交差と実質的に 一致しなければならない。

準共振で動作するインバータに対して用いられる従来の調整法は、共振周波数と 同期される。これは、「シグマ−デルタ（Ｓ　ｉ　ｇｍａ−Ｄｅ　Ｉ　ｔ　ａ） 　Ｊとして知られる変調のためのものであり、この手法は同期周波数に従って基 準信号を２レベル信号へ変換することからなる。実際に、出力は基準値と比較さ れ、得られる誤差は積分器へ通される。次に積分器の出力は、その極性に従って 正または負の２つのあり得るレベルに量子化される。コンパレータの出力は、論 理回路へ与えられて、電圧インバータに対する制御パルスを生じるため発振回路 の共振周波数でサンプルされる。いずれにしても、本方法は、電荷の極の性質を 、あるいは！共振モートで動作するインバータのモデルの特性を考慮するもので はない。所要の性能を達成するための唯一の自由度は、サンプリング周波数を増 し、これにより発振回路の共振周波数を増すことであり、これはスイッチングに よる損失を著しく増加する。

上記のことから、準共振モートで動作するこれら電圧インバータの性能は制限さ れる。

このため、本発明の目的は、準共振モードで動作する電圧インバータの提供にあ り、このインバータはスイッチングによる損失を著しく低下させ、かつインバー タの種々の負荷を制御するため高性能ディジタル調整を行うことが可能である。

前記目的のため、本発明は、ターン・オフー飽和モートで動作する制御構成要素 を含むインバータ・ブリンジ払ＤＣ電圧側に配置されてＤＣ電圧源と直列のイン ダクタと制御される構成要素を持つブリッジと並列に接続されたコンデンサとか らなる発振回路とを含む、準共振で動作する電圧インバータを調整する方法にお いて、パルス幅変調による調整が行われ、サンプリング期間が発振回路の共振周 期よりはるかに太き（この共振周期の約１０倍以」−の大きさであることを特徴 とする。

本発明は、同様な手段により、発振を続けるために必要な短絡回路を高周波で維 持する機能を、調整機能の本体から分離することを可能にする。これは、共振周 波数より低い周波数で動作し、負荷の特性を考慮に入れることができるディジタ ル調整器を用いることを可能にする。このため、本発明は、高周波共振の有利な 特性、即ち大きさく容積）の減少と性能をディジタル制御の特性、即ち処理と適 合性と最適化の柔軟性に合体させることを可能にする。

調整出力により与えられる電圧パルスは、共振周波数における一連の正弦波周期 からなっている。これらのパルスは、ブリッジと並列であるコンデンサの端子に おける電圧のゼロ交差と対応する離散的瞬間にのみ位置する。

望ましくは、ピーク・リミッタが発振回路の前記コンデンサと並列に配置され、 このピーク・リミッタが、スイッチングの間コンデンサの端子における電圧をＤ Ｃ電源電電圧の２倍より僅かに高い電圧に制限する。

本発明の他の特性および利点については、添付図面に関して示される本発明の実 施態様の記述から明らかになるであろう。

図１は、準共振で動作する従来の電圧インバータの図、図２は、本発明による方 法の原理を示す図、図３は、種々の遷移指令に応じるインバータからの出力電圧 の形状を示すテーブル、 図４は、インバータの出力における電圧の図、図５は、本発明による調整を行う ため用いられる調整器を示す図、および図６は、インバータの出力における電圧 を示す図である。

（実施側） 図１は、準共振で動作する従来の電圧インバータの図である。電圧ＥのＤＣ電圧 源１は、電力をターン・オフー飽和モードで、即ち制御されるトリガーおよびタ ーン・オフにより動作する被制御要素３を持つブリッジへ与え、フリーホイール ・ダイオード４が被制御要素３の各々と並列に配置されている。

準共振における動作は、ｌ）Ｃ電圧側に配置された発振回路によって得られ、こ の回路はＤＣ電圧源１と直列のインダクタ５と、ブリッジ２と並列のコンデンサ らとからなっている。正弦波の交流が通過するように電圧波による電力が供給さ れるべき０荷８は、インバータの各辺における被制御要素間に置かれた２つの点 間に配置される。周知の方法で、ピーク・リミッタ・デバイス７がコンデンサ６ と並列に接続される。このピーク・リミッタは、コンデンサ端子の電圧をＤＣ電 圧源１の電圧Ｅの２倍より僅かに高い値に制限する。

図２は、本発明による方法の原理を示している。インバータにより供給される交 流の調整は、インダクタ５とコンデンサ６とからなる共振回路の周期よりはるか に人きい、少なくとも約１０倍以上の規則的なサンプリング期間Ｔｅによる周知 のパルス幅変調法により行われる。

このことは、調整による制御ストローブ出力と本発明による方法における負荷８ の端子における電圧の理想的な形状とを示す図２に略図的に示される。この調整 はサンプリング周期の過程における１つの遷移による、本例の場合は値−Ｅ（Ｄ Ｃ電源電圧）から十Ｅの値への遷移からなり、このため＋Ｅから−Ｅへの遷移が サンプリング周期の終りと実質的に一致する周知のパルス幅変調法によって行わ れることが判る。パルス幅変調制御法のパルスの持続時間では、共振周波数にお ける一運の正の正弦波と一致する。

図２は、負荷８の端子における電圧の理論的形状を示している。この理論的形態 に関する変形は、スイッチング現象によるものである。上記のシステムのモデリ ングは全て、■サンプリング周期Ｔｅにおける波形の標準化を必要とする。

テーブル３は、パルスが左に整合されるか右に整合されるかに従って、また負荷 の電流１ｃｈが正であるか負であるかに従って、遷移指令を与えるための種々の あり得る場合を示している。

最も厄介な要素は、コンデンサ端子における過大電圧、即ち、先に述べたピーク ・リミッタ・デバイスによりピークが制限される過大電圧を生じるスイッチング である。パルス幅変調制御の遷移、即ち、サンプリング間隔の過程において予期 される遷移が正の負荷電流１ｃｈに対して−Ｅから＋Ｅへ変わり、またサンプリ ング間隔の過程において予期される遷移が負の電流１ｃｈに対して＋Ｅから−Ｅ へ変わるある種類の制御が選択されるならば、ピーク制限現象は常にサンプリン グ周期の初めに存在する。

その結果、種々のスイッチング時間Ｔ１およびＴ２、特にコンデンサ端子に過大 電圧を生じさせこの過大電圧が先に述べたようにピーク制限されるスイッチング に対応する時間は、容易に計算することがで者る。実際に、後者は、時間的に変 化し得る大きさでありかつサンプリングの正確な瞬間に容易に測定することがで きる負荷における電流に依存する。実際に、この計算は、パルス幅τを正確に得 るために必要である。負荷電流が大きければ、時間Ｔ２が長くなる。

図４は、正の負荷電流１ｃｈに対する交流回路の負荷８の端子の電圧の実際の形 状を示している。ピーク制限現象と対応する台形状の波形がサンプリング周期Ｔ ｅの初めにあることが判る。

図５は、本発明によるディジタルパルス幅変調調整法を行うために使用される調 整器を示している。これは、周知のＲ８Ｔタイプの調整器の形態を有し、Ｙ。

がデータ値、Ｙが制御されるべき大きさ、本例では負荷における電流である。調 整器のパラメータは、システムが最小の有限応答時間を持つように選定される。

この調整器は、安定状態におけるゼロの誤差を保証するように積分器を含む。ま た、これがあり得る摂動に関して影響を受けないように設定させる試みもなされ る。

たエネルギ量を固定することであり、このエネルギ量は、負荷電流が正ならば負 であり、負荷電流が色ならば正であり、システムにこのエネルギを補償して調整 基準に達する時間を残す。このため、サンプリング周期の終りは１．（ルス幅変 調制御パルスの持続時間τに依存する。

図６において判るように、各期間の初めに与えられる補償されるべきエネルギ吊 は、共振周波数における１つの正弦波の半分に対応し、その結果光に述べた選定 の故に、コンデンサ端子−の電圧のピーク制限が生じる過程における期間（こ対 応する１、 この方法は、サンプリング間隔の過程において予期される遷移の決定における拒 賄定性を取除く。

試みによれば、望ましくない低周波の高調波を最小化することにより、変更可能 な持続時間のサンプリング周期を持つこの調整装置が負荷電流の波形の更１こ良 好な制御を可能にすることが判った。本発明のこのような変更例により得られる 結果は非常に強化され、これにより制御される電流の高調波歪み率は本発明１こ より前の場合に比して゛）−分に低減される。

本発明による方法により得られる結果を従来の調整法、例えばシグマ−デルり形 式のノＪ法と比較するならば、安定状態で得られる性能が等価てあことか判り、 これと対照的（二本発明によれば、パルス幅変７１ｙ４整法の制御周波数（ま（ まる力１（こ低く、これがスイッチングによる損失のＭＬＬ・低減を生じ、また これ力（ディジタル補ｉＴ器即ち調整器の使用を可能にし、これにより性能の強 化を可能石こする。

本発明は、特に可変速度の電動機への電力の供給、無停電電源、など（こ応用′ １″ることができる。

補正書の翻訳文提出書 （特許法第１８４条の８） 平成　。エ　２月。８夢

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. １．ターン・オフー飽和モードで動作する被制御要素（３）を有する単相または 多相ブリッジ（２）と、ＤＣ電圧側に配置され、ＤＣ電圧源（１）と直列のイン ダクタ（５）と前記被制御要素（３）を有するブリッジ（２）と並列に接続され たコンデンサ（６）とからなる発振回路（５、６）とを含む、準共振で動作する 電圧インバータを調整する方法であって、サンプリング周期（Ｔｅ）が、発振回 路の共振周期よりも非常に大きくその約１０倍以上で、パルス幅変調調整が行わ れることを特徴とする方法。
2. ２．請求の範囲第１項記載の準共振で動作する電圧インバータを調整する方法に おいて、ピーク・リミッタ（７）が前記発振回路（５、６）のコンデンサ（６） と並列に配置され、該ピーク・リミッタ（７）が前記コンデンサ（６）の端子に おける電圧をＤＣ電圧源電圧Ｅの２倍より僅かに高い電圧に制限することを特徴 とする方法。
3. ３．請求の範囲第１項または第２項記載の準共振で動作する電圧インバータを調 整する方法において、被制御要素を有するブリッジの負荷の端子におけるスイッ チング・パルスが共振周波数を持つ波形の初めまたは終りに設定されることを特 徴とする方法。
4. ４．請求の範囲第１項乃至第３項のいずれかに記載の準共振で動作する電圧イン バータを調整する方法において、各サンプリング周期において予期される遷移が 、正の負荷電流（Ｉｃｈ）に対して値（−Ｅ）から値（＋Ｅ）へ通過し、負の負 荷電流に対して値（＋Ｅ）から値（−Ｅ）へ通過することを特徴とする方法。
5. ５．請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載の準共振で動作する電圧イン バータを調整する方法において、調整による制御パルス出力がサンプリング周期 の初めまたは終りに設定されることを特徴とする方法。
6. ６．請求の範囲第１項乃至第５項のいずれかに記載の準共振で動作する電圧イン バータを調整する方法において、ＲＳＴタイプの調整器が負荷における電流を制 御するために用いられ、該調整器の出力がパルス幅であることを特徴とする方法 。
7. ７．請求の範囲第１項乃至第６項のいずれかに記載の準共振で動作する電圧イン バータを調整する方法において、前記サンプリング周期が変更可能な持続時間で あり、かつ各サンプリング周期が共振周波数におけるコンデンサの端子における 電圧の１つの期間で開始し、その後反対の極性の共振周波数の可変数の期間が続 くことを特徴とする方法。