JPH06510889A - 手放し電話機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 手放し電話機 本発明は電話機、詳しくは電話機に使用される手放しくｈａｎｄｓｆ　ｒｅｅ） 回路に関する。

従来の電話の送受話器は全二重モードで作動し、同時に送信及び受信が可能であ る。これは、従来の送受話器ではスピーカとマイクロフォンとの音響結合が最小 限になるように設計されていることによって可能である。送受話器を持たずに使 用することが可能な手放しシステムでは、マイクロフォンとラウドスピーカとの 音響結合が強いので全二重モードでの作動は困難である。それゆえ大半の手放し システムは半二重モードで作動し、送信路と受信路との切り換えを何らかの形で 必要とする。

従来の手放し回路において、可変相補損失型減衰器（ｖａｒｉａｂｌｅ　ｃｏｍ ｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　１ｏｓｓ　ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）が送信路及び受信路 に挿入されている。これらは二つの信号路における音声信号に応して制御される 。レベル検出器がそれぞれの信号路の全体的なノイズレベルを検出し、話声検出 器か通常一定レベルである背景ノイズと通常高いレベルの音声信号の短いバース トである話声とを識別する。

従来技術においては一般に、話声信号路を４００〜３５００ヘルツの帯域に制限 するためのフィルタを送信及び／又は受信の音声信号路に設ける必要があった。

これらのフィルタは、扇風機や他の重機器からの背景ノイズを低減するために必 要であるが、これらは送信される音声の質を劣化させる［ホロー（ｈｏｌｌｏｗ ）Ｊ効果を生しさせてしまう。

従来回路の別の問題は、話声検出器が短い音声バーストを検出することによって 機能することから生じる。つまり、多くの従来回路は、話声が無いにもかかわら ず、タイプ打ちのような断続的な背景ノイズに応答して減衰器を全送信（ｆｕｌ ｌ　ｔｒａｎｓｍｉｔ）状態まで直線的に上昇（ｒａｍｌ）ｕｐ）させてしまう 。

従来回路の更に別の問題は、ハイブリッド間反射（ｔｒａｎｓ−ｈｙｂｒｉｄ　 ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ）や室内の残響に起因するエコー信号か頻ばんに生ずるこ とである。残響エコーによって手放し回路の状態か切り替わることを防止するた めに、ピーク検出器の減衰速度を十分遅くしている。

本発明の目的は上述のような従来技術の問題を軽減することにある。

本発明によれば、マイフッオンに接続された送信路及びスピーカに接続された受 信路を備える手放し電話回路は、送信路及び受信路に各別に設けられた制御可能 な減衰器と、制御信号に応じて両減衰器の減衰レベルを設定する減衰器制御手段 と、送信路及び受信路の音声信号を検出するためにこれら信号路に接続されたモ ニタ路を形成する各別のモニタ回路とを備え、各モニタ回路が、各モニタ路に設 けられて音声信号の帯域を制限するフィルタと検波器と前記帯域か制限された信 号を入力するピークレベル検出器と背景ノイズから話声を識別する話声検出器と を有し、さらに手放し電話回路は、前記二つのモニタ回路のピークレベル検出器 の出力を比較して減衰器制御手段かいずれの音声信号路を制御するかを決定する ための方向制御信号を生成するスイッチングコンパレータを備えている。

好ましくは、遅い減衰速度の高速立上がり（ｆａｓｔ　ａｔｔａｃｋ）フィルタ かスイッチングコンパレータの各入力信号路に設けられる。制御信号路のフィル タからの包絡線が非制御信号路のエコー信号を越えて延びているので、非制御信 号路のエコー信号によってスイッチングコンパレータか切り替わろうとする傾向 か減少するように非制御信号路のフィルタをバイパスすることか可能である。

音声信号路のフィルタは、２次パイカッド（ｓｅｃｏｎｄ　ｏｒｄｅｒｂｉｑｕ ａｄ）フィルタであることか好ましい。一般的な２次Ｚ領域の伝達関数は下記の 通りである。

Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ） ＝Ｇ　［１＋ＡＩＺ−’＋Ａ２Ｚ−２］　／　［１−ＢＩＺ−’−Ｂ２Ｚ−２］ ここで、Ｇは利得、ＡＩ、Ａ＊、Ｂ１．Ｂ２はフィルタ機能を特定する定数であ る。

Ｇ、Ａ、Ａ、、Ａ２．Ｂ、、Ｂ、の好ましい値は以下の通りである。

Ｇ＝　０．２０５４ Ａ、＝　−１，９９１１ Ａ２＝　＋１．００００ Ｂｌ＝　＋１．６０６７ Ｂ、＝　−０，６７２２２ 送信及び音声信号を検出する制御信号路に２次バイカットフィルタを使用するこ とにより、音声信号路かより広い帯域幅（２００〜３５００Ｈｚ）を使用するこ とか可能になり、この結果、音声信号路に直接フィルタを備える従来回路におい て帯域制限により生じていた「ホロー」効果を回避することができる。

減衰器は三つの安定状態、即ちアイドル状態と全送信状態と全受信状態とを備え 、更に、これらの安定状態の間で直線的に変化する（ａｒｅ　ｒａｍｐｅｄ）多 段階の中間遷移状態とを備えたディジタル減衰器として構成されることか好まし い。各中間状態は１．５ｄＢの減衰量ごとに分けられていることが好ましく、減 衰器はアイドル状態から完全な”オン”状態へ移行する際に、中間状態間を０゜ ５ミリ秒毎に１状態の速度で徐々に変化することが好ましい。話声の無いときは 減衰器は１〜２秒かかってゆっくりとアイドル状態に減衰復帰する。減衰方向に おける変化時間（ｒａｍｐ　ｔｉｍｅ）はプログラム可能である。

ピーク検出器は検波後のフィルタ出力の包絡線に追従する。高速立上がり及び減 衰速度が利用される。話声検出器かキーボードのタイプ打ちによって生じるよう な背景ノイズ中の短い変動によって一瞬トリガーされても、減衰器か全送信状態 まで振れる前にピーク検出器の出力か平均ノイズレベルに減衰復帰する。従って 、減衰器かノイズスパイクに応答して振れ始めることはあっても、ピーク検出器 か指数関数的にゆっくり減衰する従来回路、に比べて急速に正しい状態に復帰す る。

次に本発明を図面を参照しながら実施例によってさらに詳細に説明する。ここで 、 図１は本発明による手放し電話回路のブロック図、図２は２次パイカットディジ タルバイパスフィルタのブロック図、 図３はピーク検出フィルタのブロック図、図４は話声検出コンパレータのブロッ ク図、図５はノイズレベル検出フィルタのブロック図、図６は検出コンパレータ のブロック図、図７はコンパレータローパスフィルタのブロック図、図８は音声 信号の出力波形を示す図、 図９は減衰器の状態図、 図１Ｏは減衰器制御アルゴリズムを示すフローチャートである。

図１に示すように、手放し電話回路は、一端側が全二重電話線２に接続され他端 側か送信路３及び受信路４に接続されている２線−４線ハイブリッド回路ｌを備 えている。

送信路３は、マイクロフォン６に接続された増幅器５と、Ａ／Ｄ変換器７と、可 変損失減衰器８とを含んでいる。受信路４は可変損失減衰器９と、Ｄ／Ａ変換器 １０と、スピーカ１２に接続された増幅器１１とを含んでいる。

各減衰器８，９は１．５ｄＢの損失ごとに分けられた６４状態を有している。減 衰器８，９は、一方の減衰器の損失か減少すると他方の減衰器の損失か対応する 量だけ増加するように、減衰器制御ユニット１３によって相補的に制御される。

減衰器８．９は、三つの安定状態、即ち、アイドル状態と全送信状態と全受信状 態とを有し、これらの状態は最小損失、中間損失又は最大損失を有する。これら の状態にある減衰器による損失は、減衰器制御ユニット１３の利得制御人力１４ によってプリセット可能である。

減衰器８．９の上流側において、送信路３及び受信路４に各別のモニタ回路１４ ．１５が接続され、信号路３゜４の音声信号かモニタされる。各モニタ回路１４ ．１５は、バイパスフィルタ１６と検波器１７とピークレベル検出器１８と話声 検出器１９とを備えている。両モニタ回路は共通の方向制御コンパレータ２０に も接続され、この方向制御コンパレータはいずれの音声信号路か減衰器制御ユニ ット１３によって制御されるかを決定する。

各バイパスフィルタ１６は、図２に詳細に示しているような２次ハイカットディ ジタルフィルタである。このフィルタはプログラム可能な伝達関数を有し、４０ ０Ｈｚで一３ｄＢのバイパスフィルタ係数を有するデフォルトフィルタを使用し ている。このデフォルトフィルタによって、前記回路は低周波数の背景ノイズか 多量に存在する環境においても確実に作動する。このフィルタは、掛は算器２１ と加算器２２．２３、さらに複数の掛は算器２６とリニアフィルタ２４．２５と を備えている。図２に示す回路の結果は次の式で表される。

ここで、Ｇは利得、Ａ、、Ａ２．Ｂ、、Ｂ２は下記の値の定数である。

Ｇ　＝　０．２０５４（−１２ｄＢ　通過帯域）ＡＩ＝　−１，９９１１ Ａ２＝　＋１．００００ Ｂ１＝　＋Ｌ、６０６７ Ｂ２＝　−０，６７２２ 利得Ｇの値はＲｘモニタ回路とＴｘモニタ回路と各別にプログラム可能である。

フィルタのデフォルト値は、両方の回路の通過帯域において１２ｄＢの減衰であ る。

バイパスフィルタ１６の検波出力は、図３に詳細に示すピーク検出フィルタに入 力される。これは加算器２７と１階ディジタルフィルタ２８とを備えている。ピ ーク検出器は、フィルタ１６で１２ｄＢ減衰し検波された入力信号１ｘ（ｎ）ｌ に迅速に応答する。

話声検出器１９は、図４に詳細に示すように、ノイズ検出フィルタ２９と加算器 ３０とコンパレータ３１とを備えている。ノイズ検出フィルタ２９は、図５に詳 細に示すように、加算器３２と加算器３３と１階ディジタルフィルタ３４とを備 えている。コンパレータはピーク検出器の出力か長期間平均ノイズレベルよりも 高い時にのみ高レベルを出力する。スレッショールドレベルはプログラム可能で ある。

方向制御コンパレータは図６に一層詳細に示されている。ピーク検出フィルタ１ ８の出力はそれぞれのローパスフィルタ３５．３６に入力されるか、これらのフ ィルタは後に詳述する理由のために、図９に示すように立上がりか速く減衰か反 転指数関数的に遅い。送信路Ｔｘのフィルタ３５はコンパレータ３７の非反転入 力に接続され、受信路Ｒｘのフィルタ３６は可変減衰器３８を介して演算増幅器 ３７の反転入力に接続されている。ローパスフィルタ３５．３６は図７に詳細に 示されている。定数か３８でレンスタ３９に加えられて直線的に増加する値（ｄ ｅｃ（ｎ））が生成され、レジスタ４０から減算され、減算器４１で補数演算さ れる。リセットが行われた時、Ｚ−１として示すレジスタ４１はｐｅａｋ（ｎ） か与えられ、レノスタ３９はセロにクリアされる。これによってｃｏｍｐ　（ｎ ）の前述の反転指数的減衰曲線が生成される。

図１に戻って、全二重通信線２上の信号はディジタルであると仮定する。前記ハ イブリッド回路１は、半二重手放し回路と全二重通信線２との間のインターフェ ースを提供するものである。全二重通信線２はアナログなのて、ハイブリット回 路１はＤ／Ａ変換器及びＡ／Ｄ変換器をも含んでいる。入力信号は通信線２から 受信路４へ、出力信号は送信路３から通信線２へ向かう。Ｒｘ信号の場合は、減 衰器９の設定によって決められた量だけ減衰されたのちＤ／Ａ変換され増幅され てスピーカ１２に印加される。手放し回路が全受信モードにあるとき、即ち、Ｒ ｘ路か制御されているとき、減衰器９は最小損失に設定されて入力信号の通過を 許容する。

同様に、出力信号は増幅器５、Ａ／Ｄ変換器７、そして減衰器９に対して相補的 に作動する減衰器８を通過する。回路が送信モードにあるとき、即ち、送信路か 制御されているとき、減衰器８は最小損失に設定され、減衰器９は最大損失に設 定される。アイドル状態で話声が無いとき、両方の減衰器は中間利得に設定され る。

減衰器８．９の全状態か図９に図示されている。各減衰器は１．５ｄＢの利得／ 損失ごとに分けられた６４状態を有している。これらのうち３つの状態は安定状 態、即ち、全送信状態と全受信状態とアイドル状態とである。

これらの安定状態はシステムの要求に応してプログラム可能である。減衰器は図 １Ｏに示すフローチャートに従って制御される。

減衰器制御ユニット１３は、Ｔｘ減衰器８及びＲｘ減衰器９に対して６ヒソトの 利得制御出力を与える。これらの６ヒツト制御信号によってランプ関数上の６４ 通りの利得の一つか選択される。このランプ関数は、１．５ｄＢずつの最大６４ 段階で構成されている。

これら６４通りの減衰器の利得状態のうちの３つの安定状態（全送信、アイドル 、全受信）のいずれかにある場合にのみ、このスピーカーフオン（ｓｐｅａｋｅ ｒ−ｐｈｏｎｅ）は安定している。アイドル状態から全状態（ｆｕｌｌ　５ｔａ ｔｅ）、又は全状態から全状態への遷移中は、両減衰器８．９は、０５ミリ秒毎 に１．５ｄＢの一定速度で他の状態を通過する。全状態からアイドル状態への遷 移は、二つのプログラム可能なタイマ（図示せず）、即ち「ホールトオーバ」り ・ｒマと「ランプダウン」タイマとによって同期制御される。「ホールトオーバ 」タイマは、両減衰器かアイドル状態への低速減衰を開始する前に、タイムプリ セット値によって決められる長さの時間たけ両減衰器か全状態しベルを維持する ことを許容する。そして、「ランプタウン」タイマは、低速減衰の速度かプログ ラムされることを許容する。

アイドルレベル、最大送信レベル（ＭＡＸＴＸ）　、及び最大受信レベル（ＭＡ ＸＲＸ）（図９）は、外部マイクロプロセッサ（図示せず）によってプログラム されるプログラム可能レジスタ（図示せず）に記憶されている。

アイドルレベルの選択はこのスピーカーフオンの全体ループ減衰度に影響する。

使用者によるスピーカ音量の調節は、Ｒｘ利得制御レジスタの内容を変更するこ とにより、Ｒｘ減衰器の全範囲にわたって可能である。Ｒｘ利得制御レジスタに 書き込まれる値は、減衰器の正方向での最大振れ（ＭＡＸＲＸ）を制限するのに 使用される。

この特徴によって、スピーカ音量設定か低い場合にこのスピーカーフオンは「全 二重に近似して」作動することかできる。両減衰器かあまり振れなくれもよいか らである。

Ｔｘ話声信号路の最大利得もＴｘ利得制御レジスタによりＴｘ減衰器の全域にわ たってプログラム可能である（ＭＡＸＴＸ）。次に、Ｔｘ利得及びアイドルレジ スタのいくつかの推奨制限値を示す。

１、送信路におけるノイズ性能の最適化のために、Ｔｘ減衰器は正の利得レンジ か使用されるべきである。

０＜＝ＴＸＧＡＩＮ＜＝４８　（ベース１０）２．Ｒｘ利得設定には次の制限か 適用される。

０＜＝ＲＸＧＡＩＮ＜＝６３　（ベース１０）３、アイドル状態の設定には次の 制限か適用される。

（２＊ＩＤＬＥ−ＲＸＧＡＩＮ）＞＝０（２＊　ＩＤＬＥ−ＴＸＧＡＩＮ）＞＝ ０両減衰器８．９の状態を変化させる減衰器制御ユニット１３への制御入力か前 記両モニタ回路１４．１５から入力されており、これらによって話声信号路３． ４の音声信号か設定される。２種類の制御信号、即ち、減衰器８を急速に全状態 へ変化させる話声検出器１９からの信号と、任意のタイミングにおいていずれの 音声信号路か減衰器制御装置１３を制御するかを決めるコンパレータからの方向 制御信号とかある。

検出された音声信号は先ず２次バイパスフィルタ１６を通過する。このフィルタ はプログラム可能であるか、４００ヘルツにおいてマイナス３ｄＢのデフォルト 応答を有している。この周波数応答により、話声検出器１９及び切換コンパレー タ２０は、扇風機や他の重機器のような低い周波数ノイズか多量に存在する環境 や低周波数成分を反射するアナログトランク回路が存在する環境において確実に 作動することかできる。送信路及び受信路の両方の利得Ｇのデフォルト値は１２ ｄＢであるが、各信号路のＧの値を各別にプログラムすることも可能である。フ ィルタ内部のワード長のため、１２ｄＢを越える利得をもたないことか好ましい 。

ピークレベル検出器１８は、図８に示すように、フィルタ処理された音声信号波 形の包絡線に相当する出力信号を発生する。ピーク検出レジスタ２８は１２５マ イクロ秒毎に一回更新され、これによって短期間の平均音声レベルを示す。検出 器は、２次フィルタで少なくとも１２ｃｉＢ減衰され検波された入力信号１ｘ（ ｎ）ｌにすくに応答する。減衰速度は指数関数的であって、その時定数は例えば ２ミリ秒程度である。

話声検出器１９は、ピーク検出器出力を、ピーク検出器１８の出力における平均 ノイズレベルを追跡するノイズレベル検出器２９（図４）によって追跡されたノ イズレベルと比較する。コンパレータの出力は、ピーク検出器のレベルか長期間 平均ノイズレベルにプログラム可能なスレノンヨールドレベルを加えたものより 高いときに高レベルになり、話声が存在することを示す。このスレソノヨールド レベルは背景ノイズレベルの変動に対してスピーカーフォンの感度を調節するの に用いられる。

ノイズレベルフィルタ２９は、ピーク検出フィルタ出力の背景ノイズレベルの長 期間平均値をとる。ピーク検出器出力かノイズレベルフィルタよりも低ければ、 ノイズレベルフィルタはピーク検出器出力に対して約１６秒の時定数でゆっくり と減衰する。ピーク検出器出力かノイズフィルタ出力よりも高ければ、フィルタ 出力は１０２４秒の最大時定数で直線的に増加する。これらの長い時定数はノイ ズレベルの平均かピーク検出器出力に存在する話声によって大きく動かされない ようにするために必要である。

図５に示すノイズレベルフィルタはピーク（ｎ）とノイズ（ｎ）との差をとり、 その結果を１５ヒツト分縮小する。ピーク１］からノイズｎを引いた値が負であ れば、縮小後の結果は常にマイナス１である（１６ヒツトの２の補数演算か使用 されるので）。ピークｎからノイズＩ〕を引いた値か正である場合には、その結 果は常にＯである。これか所望の結果を生ずる。立上がり時間を非常に遅くしな しなければならないからである。遅い立上がりの時定数は、常に６４に１を加算 する第２加算器３３によって得られる。これは６４のサンプリング周期毎に１を 加算することによって行われる。立上がりの時定数か非常に長いので、ノイズフ ィルタ出力の初期値（時間Ｔ＝０における）を大きな正のレベルに設定すること によりスタート時の問題を避ける。

方向制御は、両ピーク検出器１８の出力を比較する方向コンパレータ２０によっ て決定される。二種類のヒステリシスか組み込まれている。第１に、コンパレー タ出力の状態に応して二つのコンパレータ入力信号の一方かローパスフィルタを 通され、第２に、両ピーク出力の相対レベルかＴｘ減衰器及びＲｘ減衰器の状態 に応じて変化する。

ローパスフィルタは、コンパレータか現在切り換えられている方向により長く保 持されるためにピーク検出器信号の減衰時間を延長するように働く。例えば、Ｔ ｘピーク検出器出力か、コンパレータを送信方向（正の出力）に切り換えるのに 十分に大きいとすれば、この正の出力かＲｘピーク検出器信号のローパスフィル タをディスエーブル（非能動）にして、Ｔｘピーク検出器信号のフィルタをイネ ーブル（能動）にする。この効果によってＴｘピーク検出器は長い減衰時間を要 することなく話声の包絡線を忠実に追従することかできる。一方、コンパレータ かエコーやアナログトランクインターフェースからの反射によって不用意に受信 方向に切り換えられることは引き続き防止される。このヒステリシスは、コンパ レ−夕か受信方向に切り換えられるときに一層重要である。

音響的な残響のために、スピーカに送られるＲｘ信号は送信路において一層高い レベルで現れ、且つ遅延する。

ローパスフィルタの遅い減衰速度とローパスフィルタのオン・オフ切り換えの効 果とにより、Ｒｘ話声の残響によってコンパレータか送信方向に切り換えられる ことか防止される。

二次ヒステリシス効果がＲｘ制御信号路の可変減衰器によって生しる（前述の通 り）。Ｒｘ話声信号路の減衰器の状態に応じてＴｘ信号路の残響信号の最大レベ ルか導き出される。例えば、Ｒｘ減衰器が全受信モード（最大音量）にあるとき 、Ｒｘ制御信号路の減衰器（方向コンパレータの−ｖｅ入力への）もＲｘ減衰器 と同じ最大音量レベルにある。反対にＴｘ減衰器か全送信モードにあるとき、Ｒ ｘ減衰器は最小レベルにあり、従ってＲｘ制御信号路の減衰器も最小レベルにあ る。これはコンパレータにヒステリシス効果を生じさせ、減衰器かアイドル状態 からとれたけ離れているかに応じて、反対側の話声信号路か制御を受けることか 徐々に困難になる。

両減衰器かアイドル状態にあるとき、方向コンパレータへの二つの入力は概ねバ ランスしている必要がある。

このバランスは制御信号路のバイパスフィルタ（ＨＰＦ）の利得を変更すること によって変化する。

図８に戻って、この図はＲｘ話声信号路を伝送される話声信号の一例と、スピー カからマイクロフォンへの音響結合によって送信路に生ずるエコー波形とを示し ている。ピーク検出フィルタは高速減衰速度で信号の包絡線を忠実に追従する。

この高速減衰速度は、話声検出器が背景ノイズの短い変動によって瞬間的にのみ トリガーされるので有意義である。ノイズスパイクが数ミリ秒よりも短ければ、 減衰器か完全オン状態に振れる前にピーク検出器出力は平均ノイズレベルまで減 衰復帰する。「ホールトオーバ」タイマは、減衰器が完全オン状態に達するまで はプリセットされず、従って、これにより、背景ノイズの大きな（但し短い）変 動によっては切り換わらないようにすることかできる。両減衰器がノイズスパイ クによって変化し始めることはあろう。しかしこれらは、ピーク検出器が指数関 数的な又は直線的な遅い減衰速度を有する従来のアルゴリズムに比べて迅速に正 しい状態へ復帰することができる。

図８は、受信路のコンパレータフィルタの出力をも示している。このフィルタの ほぼ反転指数関数曲線状の減衰特性は、Ｒｘ信号が無くなった後の送信路のエコ ー波形による送信への切り換えを防止する。送信路のコンパレータフィルタの出 力は、切換コンパレータが送信に切り換わるまてＴｘピーク検出器の出力に追従 させられる。

以下のように、１６ビツトレジスタに種々の状想定数が記憶される。

このレジスタは、手放しプログラムによって話声検出器コンパレータのスレッシ ョールドレベルとして使用される。

このレジスタは、手放しプログラムによって話声検出器コンパレータのスレッシ ョールドレベルとして使用される。

アイドル状態レジスタ デフォルト値 このレジスタは、手放し操作のアイドル状態レベルをプログラムするのに使用さ れる。このレジスタのビット（ｂ５〜ｂＯ）は、以下の式において”　ＩＤＬＥ ”で表される数を意味する。

アイトルレベル（ｄＢ）＝　（１，５ｄＢＸＩＤＬＥ）７２ｄＢ コンパレータデクレメント定数 デフォルト値 このレジスタは、コンパレータのローパスフィルタの減衰速度をプログラムする のに使用される。

ランプアウトタイマレジスタ デフォルト値 ’　０ＯＡＯ’ アドレス　２６１〕 このレジスタは、アイドル状態へ減衰復帰する際の減衰器のランプアウト（ラン プダウン時間）をプログラムするためのタイマプリセット値として手放しプログ ラムによって使用される８ビツト二進数である。

減衰器の１．５ｄＢステツプ毎の減衰時間＝（タイマプリセット値）Ｘ（０，５ ミリ秒） このレジスタは、減衰器のホールドオーバ時間をプログラムするためのタイマプ リセット値として手放しプログラムによって使用される８ビツト二進数である。

これは、減衰器かアイドル状態にランプダウンし始めるまで全状態を保持する時 間の長さである。

アドレス　２８ｈ このレジスタは、話声検出信号路のディジタルフィルタの利得をプログラムする のに使用される。

このレジスタは、話声検出信号路のディジタルフィルタの利得をプログラムする のに使用される。

このレジスタは、バイパスフィルタのＡ１係数をプログラムするのに使用される 。

このレジスタは、バイパスフィルタのＡ２係数をプログラムするのに使用される 。

このレジスタは、バイパスフィルタのＢ１係数をプログラムするのに使用される 。

このレジスタは、バイパスフィルタのＢ２係数をプログラムするのに使用される 。

上述の回路は、断続的な背景ノイズに対して強く、従来の回路で話声信号の帯域 を制限したことに起因するホロー音（ｈｏｌｌｏｗ　５ｏｕｎｄ）からの影響を 同程度に受けることはない。方向制御コンパレータにおける特別なフィルタ構成 の使用により、エコー信号や残響による切り換わりを最小限にすることができる 。

ＦＩＧ、２ ０．９３７５ ＦＩＧ、３ ＦＩＧ、７ 減衰度＝　減衰度＝ ＦＩＧ、９ 開始 終了 補正書の写しく翻訳文）提出書 （特許法第１８４条の８） 平成６年３月２八＾

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．マイクロフォンに接続された送信路及びスピーカに接続された受信路を有す る手放し電話回路であって、送信路及び受信路に各別に設けられた制御可能な減 衰器と、制御信号に応じて両減衰器の減衰レベルを設定する減衰器制御手段と、 送信路及び受信路の音声信号を検出するためにこれら信号路に接続されたモニタ 路を形成する各別のモニタ回路とを備え、各モニタ回路が、各モニタ路に設けら れて音声信号の帯域を制限するフィルタと検波器と前記帯域が制限された信号を 入力するピークレベル検出器と背景ノイズから話声を識別する話声検出器とを有 し、さらに手放し電話回路は、前記二つのモニタ回路のピークレベル検出器の出 力を比較して減衰器制御手段がいずれの音声信号路を制御するかを決定するため の方向制御信号を生成するスイッチングコンパレータを備えていることを特徴と する手放し電話回路。
2. ２．前記スイッチングコンパレータの各入力信号路に設けられた減衰速度が遅い 高速応答フィルタと、前記スイッチングコンパレータが非制御信号路のエコー信 号によって切り替わる傾向を低減するように非制御信号路の前記フィルタをディ スエーブルにする手段とを備えている請求項１記載の手放し電話回路。
3. ３．前記コンパレータの入力信号路のフィルタの伝達関数が、ほぼ反転指数関数 の形である請求項２記載の手放し電話回路。
4. ４．可変減衰器が前記コンパレータの入力信号路のいずれか一方に設けられ、こ のコンパレータは、関連する音声信号路の減衰器の減衰レベルに追従することに よって、前記減衰器が上下限状態に向かって更に移動するにつれて非能動状態の 話声信号路が能動状態になることが徐々に困難になるヒステリシス効果を生ずる 請求項２記載の手放し電話回路。 ４．前記可変減衰器が前記受信信号路に設けられている請求項３記載の手放し電 話回路。
5. ５．各モニタ回路のフィルタが２次バイカッドフィルタである請求項１記載の手 放し電話回路。
6. ６．前記２次バイカッドフィルタが下記のＺ領域伝達関数を有する請求項１記載 の手放し電話回路。 Ｙ（ｚ）／Ｘ（ｚ） ＝Ｇ［１＋Ａ１Ｚ−１＋Ａ２Ｚ−２］／［１−Ｂ１Ｚ−１−Ｂ２Ｚ−２］但し、 Ｘ，Ｙ，Ｇは利得、Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２は定数。
7. ７．Ｇ，Ａ，Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２が下記の概略値を有する請求項６記載の手 放し電話回路。 Ｇ＝０．２０５４ Ａ１＝−１．９９１１ Ａ２＝＋１．００００ Ｂ１＝＋１．６０６７ Ｂ２＝−０．６７２２２
8. ８．前記各減衰器が３つの安定状態、即ち、全送信状態とアイドル状態と全受信 状態を有し、さらに、任意の安定状態の間の遷移において前記減衰器が段階的に 通過する複数の中間遷移状態とを有している請求項１記載の手放し電話回路。
9. ９．前記減衰器制御手段は、前記音声信号路の一つにおいて話声が検出された時 に前記減衰器を急速に上下限状態に変化させ、話声が無いときは前記減衰器を前 記アイドル状態へとゆっくりと復帰させる請求項１記載の手放し電話回路。
10. １０．前記複数の中間状態が約１．５ｄＢの固定減衰量ごとに分けられている請 求項８記載の手放し電話回路。
11. １１．前記安定状態における各減衰器の減衰レベルをプリセットするための手段 を備えている請求項８記載の手放し電話回路。