JPH065192B2 - 振動制御装置 - Google Patents

振動制御装置

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JPH065192B2
JPH065192B2 JP63298506A JP29850688A JPH065192B2 JP H065192 B2 JPH065192 B2 JP H065192B2 JP 63298506 A JP63298506 A JP 63298506A JP 29850688 A JP29850688 A JP 29850688A JP H065192 B2 JPH065192 B2 JP H065192B2
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    • G05D19/02—Control of mechanical oscillations, e.g. of amplitude, of frequency, of phase characterised by the use of electric means
    • G—PHYSICS
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    • G01M7/00—Vibration-testing of structures; Shock-testing of structures
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、振動環境をシミュレートするために用いる
振動制御装置に関するものである。
［従来の技術］ 輸送中、稼働中に被る振動が、機器の故障を引起こす要
因となり得ることは、一般によく知られている。そこ
で、試作や量産の各段階において、シミュレーターによ
り、耐振動性をチェックすることが行われており、これ
を振動試験とよんでいる。この振動試験において、振動
発生器を制御するものが振動制御装置である。
現実の稼働環境や輸送環境におかれた機器に加わる振動
は、一般に不規則な波形をしており、例えば正弦波にみ
られるような明瞭な規則性は見出されない。このような
不規則な波形そのものを、機器に加えることは困難であ
る。そこで、現実に加わる不規則波形のパワースペクト
ル密度を産出し、当該目的とするパワースペクトル密度
（目的スペクトルという）を有する波形を機器に加える
ようにしている。
ここで考慮すべきことは、振動発生器自体も、周波数応
答特性を有するということである。したがって、単に、
目標スペクトルを有する時系列信号振動発生器に与える
だけでは、目標とするスペクトルを有する振動を機器に
与えることはできない。そこで振動発生器の周波数応答
特性を考慮した上で、目標スペクトルを補正し、これを
ドライブスペクトルとして時系列信号を作り、振動発生
器に与えている。
第８図に、従来の振動制御装置の構成を示す。振動発生
器２は、入力された電気信号に基づいて、振動を発生す
るものである。振動試験を行う対象である機器は、供試
体４として振動発生器２に固定される。供試体４には、
加速度ピックアップ６が取り付けられており、その出力
はＡ／Ｄ変換器８に与えられる。したがって、供試体４
の振動状況を表わすアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器８に
よって、ディジタル信号に変換される。このディジタル
信号はフーリエ変換手段10に入力され、位相角の捨てら
れた絶対値としてのパワースペクトル密度が演算され
る。この応答信号のパワースペクトル密度を、応答スペ
クトルという。なお、このような演算を計算機上で実行
するためには、変換の離散化が必要であり、実際には離
散フーリエ変換を行う。この際、演算速度の速い高速フ
ーリエ変換ＦＦＴアルゴリズムを用いるのが一般的であ
る。上記のように離散フーリエ変換を行うものであるか
ら、得られる応答スペクトルはＬ個のライン数をもつ線
スペクトルとなる。ここでライン数Ｌはフーリエ変換の
Ｎ個のサンプル数のうちの、制御対象となる成分の数を
指し、通常N/2.56又はN/4.096である。
このようにして演算された応答スペクトルは、制御演算
手段12において、目標スペクトルと比較される。比較の
結果、次の与えるべきスペクトルが演算される。これ
を、ドライブスペクトルといい、やはり線スペクトルで
あり、Ｌ個のライン数をもつ。このドライブスペクトル
に、ランダムな位相を与え、逆フーリエ変換を行い、ア
ナログ信号に変換した後、振動発生器２に与える。
上記の動作が繰り返され、供試体４に、目標スペクトル
を有する振動が加えられる。
ところで、上記の一連の動作には、時間を要する。した
がって、フーリエ変換手段10に入力されたＴ秒分のデー
タ（１フレームと呼ぶ）から、同じく１フレーム分のデ
ータを作成し、Ｄ／Ａ変換器18に与えるのでは、処理が
間に合わない可能性がある。また、入力信号がランダム
信号であるという事情から、そのスペクトル分析には何
らかの平均化が不可欠である。１フレーム毎の分析スペ
クトルには、大きな統計的変動が含まれているから、複
数のフレームの分析データを用いて平均化し、安定した
スペクトル推定量を得、これを応答スペクトルとみなす
必要がある。
そして、この応答スペクトルと目標スペクトルとの比較
から次に与えるべきドライブスペクトルが定められるわ
けであるが、この一連の処理時間（ループタイムと呼
ぶ）の間、制御システムは、前回の制御ループによって
定められたドライブスペクトルを有する、ドライブ出力
波形信号を連続的に出力し続けることができねばなら
ず、かつその出力波形信号はフレーム毎に統計的な独立
性を保った不規則信号でなければならない。
そこで、ひとつのドライブスペクトルに基づいて、複数
フレームのドライブ波形データを作成する必要がある。
これを行うのが、複数化手段16である。
従来の複数化手段16の詳細を第９図に示す。掛け算手段
20により、ドライブスペクトル振幅｜Ｄ｜の各ラインご
とにランダムな位相θが与えられる。位相が与えられた
ドライブスペクトルＤは、逆ＦＦＴ手段22において逆フ
ーリエ変換されて、時間関数ディジタル信号ｘとなる。
この時間関数ディジタル信号ｘは、循環メモリ24に記憶
される。
次に読み出し手段26は、読み出し先頭位置τをランダム
に変えて、循環メモリ24に記憶された１フレーム分のデ
ータから、複数個Ｍフレーム分のデータを読み出す。こ
のようにして得られた複数のフレームを、Ｄ／Ａ変換器
18を介して振動発生器２に与える。この際に、フレーム
とフレームの間のデータに、連続性を持たせなければな
らない。そうでなければ、フレーム間の非連続性による
不必要なスペクトルが生じてしまうからである。
フレーム間に連続性をもたせるため、窓操作手段30が設
けられている。この窓操作を、第１０図、第１１図によ
り説明する。第１０図は、１つのフレームを基に作成さ
れた２つのフレーム101,102を表わしたものである。実
際にはこれらのデータは、ディジタル信号であるが、理
解を容易にするため、アナログ信号の形式で表示してい
る。これらの各信号101,102に、正弦半波（1/2波長分の
正弦関数）を掛け合わせ、第１１図に示す波形201,202
を得る。次に、重ね合わせ手段32において、この各波形
201,202を時間軸上でずらせながら重ね合わせ、出力信
号300を得ている。
上記のようにして、各フレーム間の連続性が得られてい
る。
ところで、フーリエ変換手段10は、上述のように、ディ
ジタル計算機上でこれを実施するため、離散フーリエ変
換（FFT）を行っている。このため、応答スペクトルが
線スペクトルデータとして得られ、これに基づいて得ら
れるドライブスペクトルも線スペクトルであり、それを
逆フーリエ変換して得られる時系列データは、疑似ラン
ダム信号となる。
現実の振動は、連続スペクトルを有する真ランダム性の
ものであることが普通であり、線スペクトル成分からな
ることは稀である。したがって、振動制御装置として
は、真ランダムである連続スペクトルを有する振動信号
を出力できることが要求される。
従来の装置においては、線スペクトルの連続化につい
て、十分な考察ならびに配慮がなされていなかった。し
かし、各フレーム間の信号を滑らかにつなぐための窓操
作により、結果として、線スペクトルの連続化がなされ
ている。すなわち、窓操作により、線スペクトルに広が
りが生じ、連続化（真ランダム化）されるのである。
［発明が解決しようとする課題］ 従来の装置においては、各ラインごとにランダム位相を
与えた後、逆フーリエ変換したデータに基づいて、Ｍフ
レームのデータを得ている。すなわち、同一の時間関数
ディジタル信号から、Ｍフレーム分のデータを得ている
ので、出力されるディジタル信号の不規則性が必ずしも
十分でないという問題点があった。
この発明は、上記の課題を解決して、不規則性の高い出
力信号を得ることのできる振動制御装置を提供すること
を目的とする。
［課題を解決するための手段］ 請求項１、２、３に係る振動制御装置は、ドライブスペ
クトルの各ラインごとにランダムな位相を与えた後、逆
フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返し、複数の時間
関数ディジタル信号を得ている。そして、この各時間関
数ディジタル信号に窓操作を施した後、位相をずらしな
がら重ね合わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信
号を得るものであることを特徴としている。
上記に加え、請求項１のものにおいて、上記ランダム位
相は繰り返しの各回ごとに異なるものであることを特徴
としている。
請求項２のものにおいて、上記ランダム位相は繰り返し
の各回ごとに同一であることを特徴としている。
請求項３のものにおいて、上記ランダム位相は繰り返し
の各回ごとに異なる真ランダムモードと、繰り返しの各
回ごとに同一である疑似ランダムモードの２つのモード
を切り換えて用いるようにしたことを特徴としている。
請求項４のものにおいては、逆フーリエ変換を行う前
に、周波数領域において、時間領域における窓操作と同
等の操作を行うものであることを特徴としている。
［作用］ この発明においては、ドライブスペクトルの各ラインご
とにランダムな位相を与えた後、逆フーリエ変換を行う
一連の操作を繰り返すようにしている。すなわち、窓操
作を行うための複数フレームの時間関数ディジタル信号
は、各フレームとも全て、ドライブスペクトルの各ライ
ンごとにランダムな位相を与え、逆フーリエ変換を行う
ことによって得られる。各フレームごとに毎回ランダム
な位相が新たに与えられるので、高い不規則性が得られ
る。
［実施例］ この発明に係る振動制御装置の基本的構成を第８図に示
す。複数化手段16を除いて、従来のものを用いることが
できる。例えばＡ／Ｄ変換器８としてはアナログデバイ
セス社製AD7572を用いることができ、Ｄ／Ａ変換器18と
してはアナログデバイセス社製DAC71を用いることがで
きる。また、制御演算手段12としては、ディジタルイク
イップメント製LSI-11/73を用いることができる。
−真ランダムモード− 第１図にこの発明の特徴部分である複数化手段16の詳細
を示す。制御演算手段12からのドライブスペクトル振幅
｜Ｄ｜は、Ｌ個のデータからなり、各々のデータは、位
相角をもたない絶対値である。ここで、Ｌはフーリエ変
換のサンプル数のうち制御対象とするスペクトルライン
の数、すなわちライン数である。このドライブスペクト
ル振幅｜Ｄ｜は、掛け算手段20に入力され、各ラインご
とにランダムな位相θが与えられ、｜Ｄ｜cosθ、｜Ｄ
｜sinθ（両者を合わせてドライブスペクトルＤと呼
ぶ）演算される。このドライブスペクトルＤは、逆ＦＦ
Ｔ手段22において時間関数ディジタル信号ｘ（１フレー
ムの時間長をもつ）に逆フーリエ変換される。この時間
関数ディジタル信号ｘは、位相シフト手段40に入力され
る。繰り返しの最初においては、位相シフトはされず、
時間関数ディジタル信号ｘは、そのまま窓操作手段30に
与えられる。窓操作手段30においては、第２図の111に
示すような入力信号が、第３図の211に示すように、窓
関数211Wの掛けられた信号Xwinに変換される。なお、各
信号はディジタルであるが、説明を容易にするため、第
２図、第３図では、アナログ波形で示している。窓関数
の掛けられた信号Xwinは、重ね合わせ手段32に入力され
る。
次に、再び、同じドライブスペクトル振幅｜Ｄ｜が掛け
算手段20に入力され、前回とは異なるランダム位相θ
が、各ラインごとに掛け算される。これにより求められ
た新たなドライブスペクトルＤは、逆ＦＦＴ手段22にお
いて、時間関数ディジタル信号ｘに変換され、位相シフ
ト手段40に与えられる。位相シフト手段40では、T/Mだ
け位相をずらせる。ここでは、オーバラップ回数Ｍを４
としているので、フレーム時間長Ｔの1/4の時間だけ位
相がシフトされる。（第２図の112参照）。この信号
は、窓操作手段30において、第３図の212のように窓関
数が掛けられた後、位相がずれた状態で、前回の波形21
1と重ね合わせられる。
上記の操作がＭ回繰り返され、第３図の310に示すドラ
イブ信号が得られる。
上記実施例において用いた掛け算手段20、逆ＦＦＴ手段
22、位相シフト手段40、窓操作手段30、重ね合わせ手段
32のハードウエア構成を第４図に示す。この実施例で
は、上記の演算を１つのＣＰＵ150によって行ってお
り、ＲＯＭ154には第５図に示すようなプログラムが格
納されている。なお、ステップS5〜S8は掛け算手段20に
対応している。また、ステップS9は逆ＦＦＴ手段22に対
応し、ステップS10は位相シフト手段S10に対応し、ステ
ップS11は窓操作手段30に対応し、ステップS12は重ね合
わせ手段32に対応している。
また、掛け算および逆ＦＦＴ用に別個のプロセッサ（例
えば、テキサスインスツルメント社製TMS320C25）を設
ければ、処理を迅速に行うことができる。それには、掛
け算手段20、逆ＦＦＴ手段22、位相シフト手段40、窓操
作手段30、重ね合わせ手段32のための専用演算回路をＤ
／Ａ変換器18の前に設ければよい。
この場合について、位相シフト手段40、窓操作手段3
0、重ね合わせ手段32をハードウエアによって構成した
場合の実施例を第６図Ａに示す。システムバス60上に、
逆ＦＦＴ手段22からの１フレーム分の時間関数ディジタ
ル信号ｘが送られてくる。この信号ｘは、バスＩ／Ｆ52
を介して入力バッファ54に記憶される。ここでは、１フ
レームがＮワードで構成されているものとする。バッフ
ァ54に記憶されたデータは、入力バッファ読み出しアド
レスに従って読み出される。ここで、入力バッファ読み
出しアドレスは、第６図Ｂの回路により演算される。第
６図Ｂにおいて、Ｍカウンタ70は、処理クロックＡをカ
ウントし、Ｎカウントごとにキャリーを出力する。オー
バラップ回数カウンタ72は、70のキャリーをカウントし
て、現在のオーバラップ回数ｉをシフタ74に出力する。
シフタ74は、オーバラップ回数Ｍに基づいて、ｉのシフ
トを行う。具体的には、N＝2nとしM＝2mとしたとき、シ
フタ74は、ｎ−ｍビットの左シフトを行うものである。
その演算結果は、加算器80の一方の入力に与えられる。
また、Ｎカウンタ70の出力70aは、加算器80のもう一方
に与えられるので、入力バッファ読み出しアドレスAdd
は、Ｎカウンタ70の出力70aをｊとして最終的に下式で
表わされる。
Add＝(N/M)(i-1)+j いま、オーバラップ回数ｉは１であるから、入力バッフ
ァ読み出しアドレスは、Ｎカウンタ70の出力70aに等し
くなる。
一方、Ｗテーブル56には、１フレームの各ワードごとに
窓関数値が記憶されており、Ｗテーブル読み出しアドレ
スによって読み出される。入力バッファ54からの出力と
Ｗテーブル56からの出力は、乗算器58において乗算され
て加算器64に与えられる（すなわち、窓操作が施され
る。）その内容は、中間結果バッファ60に蓄えられる。
このデータの状態を第６図ＣのＡに示す。このＡの状態
においては、１〜N/4ワード分のデータが、出力バッフ
ァ66に書き込まれる。
次に、システムバス60上に、逆ＦＦＴ手段22からの新た
な時間関数ディジタル信号ｘが送られてくる。この時に
は、オーバラップ回数ｉは２であるから、入力バッファ
読み出し先頭アドレスは、N/4だけずれることとなる。
（今、オーバラップ回数Ｍを４とする）。加算器64は、
さきほどの中間結果バッファ60のデータと、今回の乗算
器58の出力とを重ね合わせる。この時のデータの状態は
第６図ＣのＢのようになる。このＢの状態においては、
N/4+1〜N/2ワード分のデータが出力バッファ66に書き込
まれる。
同様の操作が繰り返され（第６図Ｃ〜Ｈ）、重ね合わさ
れた時間関数ディジタル信号が出力バッファ66に出力さ
れる。なお、第６図Ｃにおいては、説明上の便宜から、
窓関数として三角形状のもので記載している。
−窓操作に用いる窓関数− ここで、窓操作に用いる窓関数について考察を行う必要
がある。窓関数として適当なものを用いなければ、各フ
レームを重ね合わせる際に余分な振幅成分がもたらされ
るおそれがあるからである（例えば、直流成分を与えた
にもかかわらず、窓操作と重ね合わせを行った後に、リ
ップルが生じてしまうような場合）。そこで、この実施
例においては、下記のように窓関数を選択した。すなわ
ち、窓関数として ここで、Ｔを１フレームの時間長、ｔを時間として ０≦ｔ≦Ｔ ω1＝２π／Ｔ ωk＝ω1・ｋ ， ｋ＝1,2,3,・・・Ｒ であって、ｎを自然数、Ｍをオーバラップ回数として ｋ＝nMのとき、ak，bkが実質的に０であること
・・・・・・・・・・・・・・（条件Ｉ） を満たすものを用いている。条件Ｉを満足する窓関数を
用いることにより、窓操作において重ね合わせた際に、
余分な振幅成分がもたらされることがなくなる。その理
由は下記の通りである。
ここで、余分な振幅成分がもたらされないということ
は、窓関数をオーバラップして重ね合わせた時に、その
和がＤＣ成分（a0）を除いて、互いに打ち消し合ってゼ
ロになるということである。以下、このゼロになる条件
を順を追って検討していく。
上記窓関数w(t)のｑ番目の窓のｋ次成分の位相回転量
は、 ここに、ｋ＝1,2,3,・・・・Ｒ ｑ＝0,1,2,・・・・(M-1) である。
以下、簡単のため、w(t)のうちの余弦成分について考え
る。
各々の窓のｋ次成分ごとの和は、上記より、 と表わされる。計算の便宜のため、上式を複素表現する
と、 したがって、 となる条件を求めればよい。
ここで、 が、１のＭ乗根であることに着目すれば、これが、次の
条件を満たす場合のみを避ければよいことになる。
(2π/M)k＝２πｎ …………(6) したがって、ｋ＝nMの場合を除外すればk(t)は０とな
る。上述したことは、w(t)の正弦成分についても同様に
成立するので、k＝nMの場合を除外すれば、w(t)のa0以
外のフーリエ成分の和は、各々０となる。
すなわち、オーバラップ回数Ｍの整数倍の次数を含まぬ
ような窓関数を使用すれば、余分な振幅成分が表われる
ことがない。
さて、上記の窓関数を用いれば、窓操作および重ね合わ
せ後の出力は、フレーム単位でそのrms値が一定である
という意味において定常的である。しかしながら、次の
工夫を施すことによって、出力の定常性を更に向上させ
ることができる。つまり、１フレーム内での出力信号の
（rms値の意味における）変動量を極小に抑える工夫が
それである。
このためには、各窓の２乗の和がリップルをもたず一定
値となるように窓関数を設計すればよい。
(7)式の成立のためには、この両辺を微分した次式が成
立すればよい。
さて、我々は、窓関数として、(1)式の形のものを考え
る。従って、ｑ番目の窓は(2)式の（θk (q)）を用いて
次のように表わされる。
前と同様にして、(9)式の余弦成分のみを考え、便宜の
ために複素表現をとると、 (10)を(8)式にあてはめると、 和の順序を変えると、 (12)式より(8)の成立のためには であればよいことがわかる。
(13)を(2)を使って書くと、 以前と同じ論法によって、次の関係を満たす(k,k′)の
組が含まれていないことが、(14)式成立の条件である。
(15)式により除外条件は、 (k+k′)＝nM …………(16) ｎ＝1,2,3…… ここで、ｋおよびｋ′は最高次数Ｒ以下の整数値である
ことに注意して、(16)を満たす(k,ｋ′)の組合せをもた
ないためのＲの条件を調べる。(16)の左辺のとりうる最
大値は2Rであるから、ｎ＝１に対応する右辺の最小値で
あるＭがこれを上回っていれば(16)式は決して成立する
ことがない。すなわち が求める条件である。条件IIを満たすＲを選べば、条件
Ｉは自動的に満足されるので、我々は条件IIのみを考慮
すればよい。
結局、フーリエ成分の最大次数Ｒが、オーバラップ数Ｍ
と、上記の関係にある窓関数を用いればよい。
オーバラップ数Ｍの選択は、フレームデータ数Ｎの値
が、ＦＦＴアルゴリズムからの要求により２のベキ乗の
数であることが通常であるため、偶数の値を選ぶのが都
合がよい。
上述で導いた条件を満たす最高次数Ｒ、すなわち係数ak
がゼロでない値をとりうる範囲を、Ｍに関係づけて図式
化すると次表の如くになる； 例えば、Hanning Windowとよばれている窓関数、すなわ
ち a0＝0.5 ， a1＝0.5 （Ｒ＝１） を用いるためにはＭは４以上の数であればよいこと、ま
た例えば、Ｒ＝３の窓関数を用いるためには、Ｍは８以
上の数であればよいこと、等がわかる。
−疑似ランダムモード− 真ランダムモードにおいては、掛け算手段20に与えられ
るランダム位相θは、繰り返しの各回ごとに異なってい
た。このランダム位相θを繰り返しの各回ごとに同一と
することにより、線スペクトルを有する疑似ランダムス
ペクトルが掛け算手段20から出力される。上記のように
窓関数として条件IIを満たす窓関数を用いれば、条件Ｉ
も自動的に満たされ、窓操作および重ね合わせにより波
形は変化しないので、線スペクトルを有する信号がその
まま出力される。すなわち、ランダム位相θを繰り返し
の各回ごとに同一とするか異ならせるかによるだけで、
疑似ランダムモード、真ランダムモードを切り換えるこ
とができる。
また、真ランダム信号出力時に用いる窓関数の値を、疑
似ランダム信号出力時に用いる窓関数の値の とすることにより、真ランダムモードと疑似ランダムモ
ードを切り換えた場合の出力信号の大きさの差がなくな
る。ここにＢは、窓の等価ノイズバンド幅である。
その理由は下記のとおりである。
まず、疑似ランダムモードでの窓操作のゲインGainpを
求める。一つの窓あたりのゲインPGは、Ｎを１フレーム
に含まれる語の数として、 である。オーバラップ回数をＭとすれば、各フレームに
おいては、Ｍ個分の窓から出力への寄与があることにな
る。したがって、この演算ゲインGainpは、 Gainp＝PG・M …………(18) となる。
ここで、この回路ゲインを１とするには、 Gainp・Calp＝１ …………(19) を満たす較正係数Calpを用いる必要がある。Calpは、 Calp＝1/(PG・M) …………(20) として表わされる。
したがって、予め較正を施した窓wp(i)を用いれば、入
出力のレベルが変らない回路を実現できる。
wp(i)＝w(i)・Calp…(21) 次に、真ランダムモードでの窓操作のゲインGainTを求
める。真ランダムモードでは、出力信号波形は入力信号
波形の形を保存しないので、ピーク値によってゲインを
求めることはできない。そこで、入出力のrms値に基づ
いて、真ランダムモードにおけるゲインを算出する。
まず、一つの窓のrmsゲインを算出する。
一般に、(17)式のPGを用いて、正弦波入力のピーク値が
正しく得られるように較正した窓係数を用いて、入力信
号のrms値を推定すると、その推定値は、真値の となる。ここに、Ｂは、窓の等価ノイズバンド幅であ
り、 で表わされるものである。つまり、今 w′（ｉ）＝w（ｉ）／ＰＧ …………(23) のように較正された窓係数によるrms推定値をrms′かく
と、 となる。ここに、記号rmsは、rmsの真値を表わすもので
ある。
さて、(20)(21)式を思いおこせば、 wp（ｉ）＝w′（ｉ）／Ｍ …………(25) であり、窓は(23)式のように較正を受けているので、一
つの窓のrmsゲインは、 となる。
このような出力が重ね合さって、窓操作手段の出力とな
る。各窓からの出力rmsp(j)は、統計的に互いに独立で
あると考えられるから、Ｍ個の窓からの出力の和のrms
値Ｒは、 の関係を満たす。
ところで、平均値として次式が成立する。
rmsp(1)＝rmsp(2)＝……＝rmsp(M)≡rmsp……(28) これを(27)式に用いれば、 (29)式に(26)式を代入して、 となる。(30)式は、疑似ランダムモードのゲインが１と
なるように較正された窓係数wpを用いて、真ランダムモ
ードの運転を行うと、ゲインは となることを示している。
したがって、真ランダム信号出力時に用いる窓関数の値
を、疑似ランダム信号出力時に用いる窓関数の値の、 とすることにより、真ランダムモードと疑似ランダムモ
ードを切り換えた場合の出力信号の大きさの差がなくな
る。
上記の切り換えを迅速に行うためには、疑似ランダムモ
ード用の窓関数値が記憶されたＷテーブルと、真ランダ
ムモード用の窓関数値が記憶されたＷテーブルとの２つ
のテーブルを用意しておけばよい。
この実施例による振動制御装置を使用する時は、次のよ
うにして行う。
（ｉ）まず、疑似ランダムモードにして、低レベルのホ
ワイトノイズを出し、被制御系（振動発生器２および供
試体４）の伝達特性を調べる。疑似ランダムモードであ
るから、平均操作が必要でなく、応答分析が迅速にでき
る。
（ｉｉ）次に、（ｉ）で得た伝達特性をもとに、目標ス
ペクトルを達成するドライブスペクトルを作成する。
（ｉｉｉ）そして、応答スペクトルが、目標スペクトル
の所定の交差内に入ったら（すなわち、初期イコライゼ
ーションが終了したら）、真ランダムモードに切り換え
る。この切り換えの際に、信号出力は途切れることな
く、連続的に与えられる。
なお、（ｉｉ）においては、ドライブスペクトルは目標
の-10dB以下にしておくことが、機器の安全上好まし
い。
また、目標スペクトルが時間と共に変化していく場合
に、迅速な変化に対応させるには、疑似ランダムモード
への切り換えが有効である。
−周波数領域における位相シフトおよび窓操作− なお、第７図に示すように、位相シフトおよび窓操作を
周波数領域において行うようにしてもよい。
この場合には、フーリエ変換における次の性質を利用す
る。
ここに、記号 はフーリエ変換対を表わし、 であるとする。また、t0は位相シフト量であるとする。
したがって、(31)式によれば、 の操作の代りに、 を行えば、周波数領域において、位相シフトの操作を行
うことができる。この演算を行うのが、位相シフト手段
41である。
また、窓操作のためには、次の性質を用いるとよい。
ここに、X1,X2はx1,x2のそれぞれのフーリエ変換であ
り、＊はconvolution演算を表わす。したがって、w(t)
を窓関数、W(f)をそのフーリエ変換として、 w(t)・x(t) の代りに、 W(f)*X(f) を行えばよい。これにより、窓操作を周波数領域におい
て行うことができる。この演算を行うのが窓操作手段31
である。convolution演算は、掛け算に比べて複雑な演
算ではあるが、Hanning WindowのようにW(f)の係数が少
ない場合には有効である。
［発明の効果］ 請求項１〜３に係る振動制御装置は、ドライブスペクト
ルの各ラインごとにランダムな位相を与えた後、逆フー
リエ変換を行う一連の操作を繰り返し、複数の時間関数
ディジタル信号を得ている。そして各時間関数ディジタ
ル信号に窓操作を施した後、位相をずらしながら重ね合
わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信号を得てい
る。したがって、得られた時間関数ディジタル信号の不
規則性は、従来に比べて、極めて高いものとなってい
る。
また、請求項１のものにおいては、繰り返しの各回ごと
に異なるランダムな位相θを与えている。したがって、
得られる時間関数ディジタル信号は、真ランダムスペク
トルを有するものとなる。
請求項２のものにおいては、繰り返しの各回ごとに同一
であるランダムな位相θを与えている。
したがって、得られる時間関数ディジタル信号は、疑似
ランダムスペクトルを有するものとなる。
また、請求項３のものにおいては、異なるランダム位相
θを与える場合と同一のランダム位相θを与える場合と
を切り換えるようにしている。したがって、真ランダム
モードと疑似ランダムモードとを切り換えることができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の一実施例による振動制御装置の複数
化手段の全体構成を示す図、第２図・第３図は窓操作手
段の動作を説明するための図、第４図は振動制御装置を
ＣＰＵを用いて構成した場合を示すブロック図、第５図
はＲＯＭ154に格納されたプログラムのフローチャート
を示す図、第６図Ａ・第６図Ｂは位相シフト手段40・窓
操作手段30・重ね合わせ手段32をロジック回路で構成し
た場合のブロック図、第６図Ｃはその動作を示す図、第
７図は位相シフトと窓操作を周波数領域で行う場合を示
す図、第８図は振動制御装置の基本構成を示す図、第９
図は従来の振動制御装置の複数化手段を示す図、第10図
・第11図はその窓操作手段の動作を説明するための図で
ある。 ６……加速度ピックアップ ８……Ａ／Ｄ変換器 10……フーリエ変換手段 12……制御演算手段 16……複数化手段 18……Ｄ／Ａ変換手段 20……掛け算手段 22……逆ＦＦＴ手段 30……窓操作手段 31……窓操作手段 32……重ね合わせ手段 40……位相シフト手段 41……位相シフト手段

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
    ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
    Ｄ変換器、 該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
    ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、 応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
    スペクトルを求める制御演算手段、 ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
    ディジタル信号を出力する複数化手段、 複数化手段からの出力をアナログ信号に変換し、振動発
    生器に与えるＤ／Ａ変換器、 を備えた振動制御装置において、 前記複数化手段は、 ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
    与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
    し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
    ディジタル信号に窓操作を施した後、位相をずらしなが
    ら重ね合わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信号
    を得るものであって、 前記ランダムな位相は繰り返しの各回ごとに異なるもの
    であることを特徴とする振動制御装置。
  2. 【請求項２】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
    ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
    Ｄ変換器、 該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
    ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、 応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
    スペクトルを求める制御演算手段、 ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
    ディジタル信号を出力する複数化手段、複数化手段から
    の出力をアナログ信号に変換し、振動発生器に与えるＤ
    ／Ａ変換器、 を備えた振動制御装置において、 前記複数化手段は、 ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
    与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
    し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
    ディジタル信号に窓操作を施した後、位相をずらしなが
    ら重ね合わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信号
    を得るものであって、 前記ランダムな位相は繰り返しの各回ごとに同一である
    ことを特徴とする振動制御装置。
  3. 【請求項３】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
    ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
    Ｄ変換器、 該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
    ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、 応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
    スペクトルを求める制御演算手段、 ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
    ディジタル信号を出力する複数化手段、 複数化手段からの出力をアナログ信号に変換し、振動発
    生器に与えるＤ／Ａ変換器、 を備えた振動制御装置において、 前記複数化手段は、 ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
    与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
    し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
    ディジタル信号に窓操作を施した後、位相をずらしなが
    ら重ね合わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信号
    を得るものであって、 前記ランダムな位相は、繰り返しの各回ごとに異なる真
    ランダムモードと、繰り返しの各回ごとに同一である疑
    似ランダムモードの２つのモードを切り換えて用いるよ
    うにしたことを特徴とする振動制御装置。
  4. 【請求項４】請求項１、２または３の振動制御装置にお
    いて、 逆フーリエ変換を行う前に、周波数領域において、時間
    領域における窓操作と同等の操作を行うものであること
    を特徴とする振動制御装置。
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