JPH0653937A

JPH0653937A - ハイブリッド変調波伝送方式

Info

Publication number: JPH0653937A
Application number: JP4202803A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Tsujimoto; 一郎辻本
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1992-07-30
Filing date: 1992-07-30
Publication date: 1994-02-25

Abstract

(57)【要約】【目的】同一周波数帯で伝送されるディジタル変調信号
と任意の送信レベルのＦＭ変調信号とを重畳し、デジタ
ル伝送とアナログ伝送との同時伝送を行う。【構成】送信側では中間周波ローカル発振器１０３を共
通に用いてＦＭ変調器１０１およびＰＳＫ変調器１０２
に対して入力１および入力２によりＦＭおよびＰＳＫ変
調を行う。このＰＳＫ変調信号を２分岐して遅延素子１
０６と減算器１０７を用いてＰＳＫ変調波の中心周波数
にフェードを発生させる。このＦＭ変調波とＰＳＫ変調
波とを合成器１０４で合成し、送信器１０５で送信す
る。受信側では受信機１０８により受信波を中間周波に
変換した出力を２分岐し、一方を帯域通過フィルタ１０
９に通してＦＭ変調波を抽出しＦＭ復調器１１０により
復調する。他方の受信波は判定帰還形等化器１１１を通
し、ここで送信側で作ったフェードによる波形歪と中心
周波数に多重したＦＭ変調波とを除去し、ＰＳＫ復調を
行うことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はハイブリッド変調波伝送
方式に関し、特に既設のデジタル回線の同一周波数帯に
アナログ信号を重畳することにより、本来のデジタル伝
送系のフレーム構成などを変更することなく追加信号の
多重伝送を可能とするハイブリッド変調波伝送方式に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来のデジタル伝送とアナログ伝送を同
一の周波数帯で行うハイブリッド変調波伝送方式は、図
５に示すように、３０１は位相変調器（ＰＳＫ変調
器）、３０２は周波数変調器（ＦＭ変調器）、３０３は
中間周波ローカル発振器、３０４は送信器（ＴＸ）、３
０５は受信機（ＲＸ）、３０６は位相復調器（ＰＳＫ復
調器）、３０７は位相同期型周波数復調器（ＰＬＬ−Ｆ
Ｍ復調器）である。

【０００３】この従来例の動作はＰＳＫ変調器３０１が
入力１からの第１の送信信号に対して位相変調を行う。
一方、入力２からの第２の送信信号はＦＭ変調器３０２
により周波数変調される。この場合にＦＭ変調器３０２
の中間周波数として中間周波ローカル発振器３０３が用
いられ、極めて小容量でかつ小さい変調指数で変調が掛
けられる。従ってＦＭ変調器３０２出力の周波数偏移が
少ないので、ＰＳＫ変調器３０１では中間周波帯のロー
カル信号として用いられる。ＦＭ変調を含むＰＳＫ変調
波は送信器３０４により搬送波周波数帯に変換され送信
される。受信側では受信機３０５により搬送受信波を中
間周波数帯に変換する。変換された中間周波信号は２分
岐され、一方はＰＬＬ−ＦＭ復調器３０７に入力され
る。この受信波は広帯域の位相変調成分を含むが、ＰＬ
Ｌ−ＦＭ復調器３０７内部の帯域通過フィルタによりＰ
ＳＫの広帯域信号は除去される。ＰＬＬ−ＦＭ復調器３
０７は入力の中間周波数に位相同期させながらＦＭ復調
を行い第２の受信信号を出力する。ＰＬＬ−ＦＭ復調器
３０７で再生された中間周波数信号３０７Ａは、ＰＳＫ
復調器３０６に供給される。受信機３０５出力で分岐さ
れた他方の受信波はＰＳＫ復調器３０６に入力される。
ＰＳＫ復調器３０６はＰＳＫ復調を行い、第１の受信信
号を出力していた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術は、
ＦＭ変調された中間周波信号をキャリア信号としてデジ
タル伝送系の変調を行っている。従ってデジタル系への
影響を抑えるために、ＦＭ伝送系の信号レベルを余り高
く出来ないので、ＦＭ伝送系の品質がデジタル系に比べ
劣化するという欠点がある。

【０００５】本発明の目的は、デジタル伝送系のレベル
とは無関係に任意のレベルでＦＭ伝送系をデジタル系と
同一周波数帯に同時伝送出来るハイブリッド変調信号の
伝送方式を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明のハイブリッド変
調信号の伝送方式の第１の手段は、送信側においては中
間周波ローカル発振器を用いて第１のディジタル信号に
よりＰＳＫ変調を行うデジタル変調手段と、前記ディジ
タル変調手段のディジタル変調波中心周波数にフェード
を発生させる手段と、前記中間周波ローカル発振器を用
いて第２のアナログ信号によりＦＭ変調を行うアナログ
変調手段と、前記アナログ変調手段による変調波と前記
フェードを受けたデジタル変調波との合成手段と、前記
合成手段の出力を搬送周波数帯に変換する送信手段とを
有し、受信側においては受信搬送波信号を中間周波数帯
に変換する受信手段と、前記受信手段の出力を２分岐
し、一方を帯域通過フィルタを通した後に周波数復調を
行い第２のアナログ信号を得る復調手段と、前記分岐出
力の他方を判定帰還型等化器に通し波形歪を除去する手
段と、前記等化手段の出力に対してデジタル復調を行い
第１のディジタル信号を得る手段とを有する。

【０００７】また第２の手段は送信側においては少なく
とも２個の異なる周波数を発生する第１の中間周波ロー
カル発振器を用いてそれぞれアナログ信号によりＦＭ変
調を行うアナログ変調手段と、前記第１の中間周波ロー
カル発振器と異なる中間周波ローカル発振器を用いてデ
ィジタル信号によりＰＳＫ変調を行うディジタル変調手
段と、このディジタル変調手段の出力信号に対し前記第
１の中間周波ローカル発振器のそれぞれの異なる周波数
に対応する位置にフェードを発生させるフェード発生手
段と、このアナログ変調手段およびフェード発生手段の
出力を合成して送信する送信手段とを有し、受信側にお
いては前記アナログ変調手段のそれぞれのＦＭ変調信号
を復調する手段と、前記フェード発生手段の出力である
ＰＳＫ変調信号を入力して、フェードによる波形歪を除
去する判定帰還形等化器を含むディジタル復調手段とを
有する。

【０００８】

【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図、図２は本実
施例の動作を説明する説明図である。図１において、１
０１は周波数変調器（ＦＭ変調器）、１０２は位相変調
器（ＰＳＫ変調器）、１０３は中間周波ローカル発振
器、１０４は合成器、１０５は送信器（ＴＸ）、１０６
は遅延時間τの遅延素子、１０７は減算器、１０８は受
信機（ＲＸ）、１０９は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１
１０は周波数復調器（ＦＭＤＥＭ）、１１１は判定帰
還形等化器、１１１Ａは後方フィルタ（ＢＷＤＦＩ
Ｌ）である。

【０００９】図２において、２０１は送信側から入力さ
れる送信側信号波のスペクトラム、２０２は帯域通過フ
ィルタ１０９の出力スペクトラム、２０３は前方フィル
タ１１１Ａの出力スペクトラム、２０４は減算器１１１
Ｂの出力スペクトラムである。図２の構成は、帯域通過
フィルタ１０９、ＦＭ復調器１１０、遅延時間がデジタ
ル変調シンボル周期Ｔの遅延素子２０７、複素乗算器２
０８、加算器２０９、減算器１１１Ｂ、減算器２１１、
判定器２１２、遅延時間がディジタル変調シンボル周期
Ｔの遅延素子２１３、複素乗算器２１４、加算器２１５
であり、構成要素２０７と２０８と２０９は前方フィル
タ１１１Ａを構成し、構成要素２１３と２１４と２１５
は後方フィルタ１１１Ｄを構成し、構成要素２１１と２
１２はＰＳＫ復調器１１１Ｃに含まれる。

【００１０】次に本実施例の動作を説明する。

【００１１】図１において、ＦＭ変調器１０１は入力１
によりＦＭ変調され、ＰＳＫ変調器１０２は入力２によ
りＰＳＫ変調される。ここでＦＭ変調およびＰＳＫ変調
には中間周波ローカル発振器１０３からの中間周波数を
共用する。ＰＳＫ変調波は２分岐された他方のＰＳＫ変
調波は減算器１０７に入力される。ここで遅延素子１０
６からのＰＳＫ変調波が減じられる。この時、減算器１
０７出力のＰＳＫ変調波は、その中心周波数にフェード
（ノッチとも呼ばれる）が発生する。この現象は無線通
信などで生じる２波マルチパス伝搬と等価なものであ
る。合成器１０４は中間周波ＦＭ変調波と減算器１０７
からのフェードを有する中間周波ＰＳＫ変調波とを合成
する。さらにこの合成波を送信器１０５により搬送周波
数帯に変換し送信する。

【００１２】次に、図２により受信側を説明する。送信
側からの受信波スペクトラムは２０１のようになる。こ
こでＰＳＫ波は中心周波数にてフェードしており、その
フェードはＦＭ波に対してＰＳＫ波による干渉が影響し
ないことを目的とするものである。ＦＭ変調波の帯域が
狭い場合には、送信側において遅延素子１０６の遅延時
間τをＴ／２（ＴはＰＳＫ波シンボル周期）くらいに設
定する。この場合急峻で深いフェードを入れることがで
きる。ＦＭ変調波の帯域がこのフェード帯域より増加し
た場合には、τをＴ／２より小さくしてフェードの帯域
幅を広くする。この場合には急峻ではなく、多少なだら
かなフェードとなりフェード帯域が広がり、広帯域ＦＭ
に対する影響が減少する。帯域通過フィルタ１０９はＦ
Ｍ変調波の信号帯域を通過させ、その出力スペクトラム
はフィルタ出力波形２０２のようになる。抽出されたＦ
Ｍ変調波２０２ＡはＦＭ変調器１１０により復調され送
信側の入力１に対応した出力１が得られる。一方、ＰＳ
Ｋ変調された信号に関しては入力波形２０１のように送
信側で作ったフェードによる波形歪とＦＭ変調波２０１
Ａによる両方の干渉を受けている。通常このような受信
信号波はＰＳＫ復調しても正常なデジタル伝送は不可能
となる。まず送信側で作りだしたフェード（ノッチ）は
前述したようにマルチパス歪と等価である。これによる
波形歪は通常判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を用いれば除
去できる。またＦＭ干渉波はＰＳＫ変調波に比べて狭帯
域であり、ＣＷ干渉波として取り扱える。ＤＦＥはＣＷ
干渉波に対する除去能力を有することが知られている
が、この文献は、リー、ミルスタイン発表の“アイ・イ
ー・イー・イー・トランズアクションオンコミュニ
ケーションボルコム３１ナンバー４、１９８３年４
月「リジェクションオブＣＷインターフェアランス
インＱＰＳＫシステムズユージングディシジ
ョンフィードバックフィルターズ」に述べられてい
る。これによると単に線形フィルタをノッチフィルタと
して用いた狭帯域干渉除去では、干渉波の周波数にノッ
チを作って干渉波を除去するので、希望波自身のスペク
トラムまで影響を及ぼす。従って線形フィルタだけでは
誤差の自乗平均を最小化するＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍ
ＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）法を用いる限
り良好な干渉除去が行えない。一方ＤＦＥを用いる場合
には、前方フィルタ１１１Ａが、狭帯域干渉波の周波数
に深いノッチを作り干渉波を除去する。この時、希望波
信号スペクトラムにノッチを与えて波形歪を作り出して
しまう。しかしながら後述するように、後方フィルタ１
１０がノッチで削られた希望波信号成分を補償するの
で、希望波に影響を与えることなく狭帯域干渉波を十分
に除去できる。

【００１３】今、ＣＷ干渉波の周波数をΩ、干渉波電力
をＪ、希望波シンボル周期をＴ、希望波信号電力をＳ、
受信機雑音電力をσ¹、前方フィルタおよび後方フィル
タそれぞれのタップ数をＮとすれば、前方フィルタのタ
ップ係数ｗｉおよび後方フィルタのタップ係数ｆｉは
（１），（２）式で示される。

【００１４】

【００１５】このタップ係数は誤差信号と各タップでの
信号との直交条件より導出された理想解である。タップ
係数を理想解に設定するために判定器誤差信号εの自乗
平均値を最小とするには、通常ＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭ
ｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどによるタップ
係数の修正が行われている。（３）式にＬＭＳアルゴリ
ズムによるタップ修正式を示す。

【００１６】ｗｉⁿ⁺¹＝ｗｉⁿ−μεⁿｕｉ^*n……………（３）ｗｉⁿは第ｉ番目のタップ係数の時刻ｎにおける値、ｕ
ｉは第ｉ番目のタップにおける信号で、μは修正係数、
εは判定器誤差信号、＊は複素共約を示す。タップ係数
の理想解をｗｏｐｔとした場合に、（４）式に示すウィ
ーナー・ホプフ方程式が成立する。

【００１７】Φ・ｗｏｐｔ＝ｖ…………（４）ここではΦは前方フィルタおよび後方フィルタのタップ
数をＮとした場合のＮ×Ｎの相関行列である。ｖは各タ
ップ係数における信号成分と基準信号（ここでは誤りの
ない時の判定データ信号）との相関ベクトルである。す
なわち前方フィルタタップ係数を示す（１）式は、各タ
ップ間でＣＷ性干渉波をキャンセルさせることを意味し
ている。特に注目すべき点は（２）式に示すように後方
フィルタのタップ係数が前方フィルタと対応しているこ
とである。これの物理的意味は前方フィルタによりＣＷ
干渉波は除去できたが、各タップには受信信号系列が分
布している。これらが、（１）式のタップ係数を乗ぜら
れ合成されるのであるから、符号間干渉が生じる。しか
し通常の前方フィルタと相違している点は図２の前方フ
ィルタに示されるように、基準タップ２０５の位置は入
力側から乗算器２０８を通さずに加算器２０９に直接入
力され合成されている箇所である。従って、干渉除去に
ともなう符号間干渉は基準信号より前の時刻に送信され
たシンボルからのものとなる。この場合、これらのすで
に送信された過去のシンボルは、後方フィルタの各タッ
プにも判定シンボルとして分布している。従って、判定
誤りがない場合にはＣＷ干渉除去に伴う符号間干渉は全
て後方フィルタにより除去できる。この符号間干渉は前
方フィルタのタップ係数で決まっているものであるか
ら、後方フィルタのタップ係数が前方フィルタのタップ
係数と対応していれば除去できることになる。これが
（２）式の持つ意味である。

【００１８】以上説明したように、判定帰還形等化器
（ＤＦＥ）は、マルチパス伝搬による波形歪の除去能力
とＣＷ干渉波の除去能力とを有する。ではマルチパス歪
とＣＷ干渉波とが同時に発生している場合に、ＤＦＥが
どのような動作を行うかに関しては辻本一郎、電子通信
情報学会１９９２年春季全国大会Ｂ−４１８“マルチパ
ス伝搬路における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波除
去特性”に論じられている。すなわちマルチパスによる
フェード（ノッチ）をＰＳＫ希望波に与え、かつ強度の
ＣＷ干渉波を加えてＤＦＥに入力しているがシミュレー
ション結果ではＤＦＥは符号間干渉とＣＷ干渉の両方を
除去する能力を有しており、Ｄ／Ｕ（希望波対ＣＷ干渉
波電力比）が−５ｄＢくらいまで等化能力があることが
報告されている。図２において、ＰＳＫ変調波を中心に
して着目すると、受信波スペクトラムの入力波形２０１
は中心周波数にフェード（ノッチ）が生じるマルチパス
歪とＦＭ変調波という狭帯域干渉波とを同時に受けてい
ることになり、上述したＤＦＥが効果を発揮することが
できる。またＤ／Ｕがマイナスとなっても干渉除去と波
形歪の等化が可能であるので、ＦＭ変調波の信号レベル
を十分高くして、その品質を高めることが可能である。
また、前方フィルタで作られたフェードは、送信側で作
られたフェードとは無関係にＦＭ変調波の中心周波数に
深いフェードを作りＦＭ変調波を除去する。すなわち前
方フィルタ出力波形２０３のようになる。一方後方フィ
ルタは前方フィルタのＣＷ干渉除去にともなう符号間干
渉を全て除去する。従って減算器２１０出力波形２０４
のように正常なものとなる。判定器２１２はマルチパス
歪およびＦＭ変調波による干渉を除去されたＰＳＫ波に
対して判定を行い、判定データを出力する。なおＤＦＥ
のタップ係数は減算器２１１が出力する誤差信号の自乗
平均が最小となるように制御される。ＤＦＥの前方フィ
ルタ１１１Ａおよび後方フィルタ１１１Ｂは共に中間周
波帯の処理（パスバンド処理）で動作させる一例を示し
ているので、ＰＳＫ変調器１１１Ｃが後方フィルタのル
ープの中に位置するようになっている。このように前方
および後方フィルタをパスバンド処理とすれば、減算器
１１１Ｂと判定器２１２の間にＰＳＫ復調器１１１Ｃに
相当する回路を挿入しなければならない。

【００１９】次に本発明の第２の実施例を図３の構成図
および図４の動作説明図により説明する。図３はデジタ
ル伝送系に２系統のアナログ伝送系を多重する実施例を
示している。ＦＭ変調器１５１，１５２により入力１お
よび入力２の送信信号に対してアナログ変調を行う。こ
の際に用いられる中間周波ローカル発振器１５６，１５
７の中心周波数は互いに異なるｆ１およびｆ２であると
する。入力３の送信信号に対してはＰＳＫ変調器１５３
により変調を行う。この変調には中間周波ローカル発振
器１５８のローカル周波数ｆ０を用いる。ＰＳＫ変調信
号はノッチフィルタ１５４に入力され、ここでローカル
周波数ｆ１に対応するフェード（ノッチ）を作る。さら
にノッチフィルタ１５４出力はノッチフィルタ１５５に
入力されローカル周波数ｆ２に対応するフェードが作ら
れる。ノッチフィルタの構成法の一例としては２波マル
チパス回路がある。これは入力信号を２分岐し、一方の
分岐信号を遅延時間τにより遅延させ、複素定数を乗じ
た後に、他方の分岐信号に合成するものである。これは
無線通信でしばしば発生する２波マルチパス伝搬モデル
と等価なものである。ここで、遅延波に乗じる複素係数
の設定によりフェード周波数を決定することが出来る。
ＦＭ変調器１５１および１５２とノッチフィルタ１５５
出力のｆ１およびｆ２のフェードを受けたＰＳＫ変調波
とを合成器１５９により合成多重する。多重された中間
周波送信信号を送信器１６０により搬送周波数帯に変換
して送信する。

【００２０】次に図４により受信側の各部の動作を説明
する。送信側から送られる入力信号は受信入力スペクト
ラム２０１のようになる。ここでＰＳＫ波はｆ１および
ｆ２にてフェードしており、そのフェード周波数を中心
に独立な２系統のＦＭ変調波スペクトラムが位置する様
子が示されている。ｆ１およびｆ２におけるフェードは
ＦＭ波に対してＰＳＫ波による干渉が影響しないことを
目的とするものである。帯域通過フィルタ１６２，１６
３の中心周波数はそれぞれｆ１，ｆ２に設定されてお
り、ｆ１およびｆ２帯のＦＭ変調波がそれぞれ抽出さ
れ、フィルタ出力波形２０２，２０３のようになる。抽
出されたＦＭ変調波２０２ＡはＦＭ復調器１１４，１１
５により復調され、それぞれ送信側の入力１および入力
２に対応した出力１と出力２が得られる。

【００２１】前述したがＰＳＫ変調された信号に関して
は入力スペクトラム波形２０１のように送信側で作った
フェードによる波形歪とＦＭ変調波による干渉を受けて
いるので、通常このような受信信号波はＰＳＫ復調して
も正常なデジタル伝送は不可能となる。まず送信側で作
りだしたフェード（ノッチ）は第１の実施例で説明した
ようにマルチパス歪と等価である。これによる波形歪は
ＤＦＥを用いれば除去できる。またＦＭ干渉波はＰＳＫ
変調波に比べて狭帯域であり、ＣＷ干渉波として取り扱
えるので、ＣＷ干渉を除去する能力を有する。

【００２２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、送信側に
てデジタル変調波の中心周波数にフェードを発生させ、
周波数変調波をデジタル変調波のフェード周波数に合成
して送信し、受信側では受信波を分岐し、一方の受信波
は帯域通過フィルタにより周波数変調波のみを抽出し、
これを周波数復調する。他方の受信波は判定帰還形等化
器により周波数変調波および送信側フェードによる波形
歪を除去した後に、デジタル復調を行うことにより、周
波数変調波のレベルを任意の強度に設定することが可能
であり、品質の高い周波数変調波をデジタル信号の同一
周波数に重畳伝送することができる効果がある。また、
本発明は送信側にてディジタル変調波のスペクトラムに
複数のフェードを発生させ、この複数のフェードに対応
して複数のアナログ変調波を合成多重する場合にも適用
して同じ効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。

【図２】第１の実施例の動作説明図である。

【図３】本発明の第２の実施例の構成図である。

【図４】第２の実施例の動作説明図である。

【図５】従来のハイブリッド変調信号の伝送方式の構成
図である。

【符号の説明】

１０１，１５１，１５２ＦＭ変調器１０２，１５３ＰＳＫ変調器１０３，１５６〜１５８中間周波ローカル発振器１０４，１５９合成器１０５，１６０送信器１０６遅延素子１０７，１１１Ｂ，１６６Ｂ減算器１０８，１６１受信器１０９，１６２，１６３帯域通過フィルタ１１０，１６４，１６５ＦＭ復調器１１１，１６６判定帰還形等化器１１１Ａ，１６６Ａ前方フィルタ１１１Ｃ，１６６ＣＰＳＫ復調器１１１Ｄ，１６６Ｄ後方フィルタ１５４，１５５ノッチフィルタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側においては中間周波ローカル発振
器を用いて第１のディジタル信号によりＰＳＫ変調を行
うデジタル変調手段と、前記ディジタル変調手段のディ
ジタル変調波中心周波数にフェードを発生させる手段
と、前記中間周波ローカル発振器を用いて第２のアナロ
グ信号によりＦＭ変調を行うアナログ変調手段と、前記
アナログ変調手段による変調波と前記フェードを受けた
デジタル変調波との合成手段と、前記合成手段の出力を
搬送周波数帯に変換する送信手段とを有し、受信側においては受信搬送波信号を中間周波数帯に変換
する受信手段と、前記受信手段の出力を２分岐し、一方
を帯域通過フィルタを通した後に周波数復調を行い第２
のアナログ信号を得る復調手段と、前記分岐出力の他方
を判定帰還型等化器に通し波形歪を除去する手段と、前
記等化手段の出力に対してデジタル復調を行い第１のデ
ィジタル信号を得る手段とを有することを特徴とするハ
イブリッド変調波伝送方式。
【請求項２】送信側においては少なくとも２個の異な
る周波数を発生する第１の中間周波ローカル発振器を用
いてそれぞれアナログ信号によりＦＭ変調を行うアナロ
グ変調手段と、前記第１の中間周波ローカル発振器と異
なる中間周波ローカル発振器を用いてディジタル信号に
よりＰＳＫ変調を行うディジタル変調手段と、このディ
ジタル変調手段の出力信号に対し前記第１の中間周波ロ
ーカル発振器のそれぞれの異なる周波数に対応する位置
にフェードを発生させるフェード発生手段と、このアナ
ログ変調手段およびフェード発生手段の出力を合成して
送信する送信手段とを有し、受信側においては前記アナ
ログ変調手段のそれぞれのＦＭ変調信号を復調する手段
と、前記フェード発生手段の出力であるＰＳＫ変調信号
を入力して、フェードによる波形歪を除去する判定帰還
形等化器を含むディジタル復調手段とを有することを特
徴とするハイブリッド変調波伝送方式。