JPH0654921B2 - デイジタル無線機の復調器 - Google Patents
デイジタル無線機の復調器Info
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- JPH0654921B2 JPH0654921B2 JP2183485A JP2183485A JPH0654921B2 JP H0654921 B2 JPH0654921 B2 JP H0654921B2 JP 2183485 A JP2183485 A JP 2183485A JP 2183485 A JP2183485 A JP 2183485A JP H0654921 B2 JPH0654921 B2 JP H0654921B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は無線機を利用したデータ伝送の変復調方式お
よび回路方式に係り、C/Nを改善して高信頼度伝送を行
なうようにしたデイジタル無線機の復調器に関するもの
である。
よび回路方式に係り、C/Nを改善して高信頼度伝送を行
なうようにしたデイジタル無線機の復調器に関するもの
である。
第５図は従来のアナログ無線機による符号伝送方式を示
すブロツク図であり、図において１は符号変換器、２は
変調器、３はＶＨＦ無線送信機、４は送信アンテナ、５
は受信アンテナ、６はＶＨＦ無線受信機、７は復調器、
８は復号変換器である。
すブロツク図であり、図において１は符号変換器、２は
変調器、３はＶＨＦ無線送信機、４は送信アンテナ、５
は受信アンテナ、６はＶＨＦ無線受信機、７は復調器、
８は復号変換器である。
従来のアナログ無線機は上記のように構成され、符号変
換器１は直列符号ＳＤを出力し、変調器２により例えば
ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調またはＰＳＫ
（位相シフトキーイング）変調を行なつて音声帯域信号
に変調した後、ＶＨＦ無線送信機３によってＦＭ変調と
の二重変調を行なつて送信アンテナ４から電波として空
中へ送信される。一方、受信アンテナ５により受信され
た上記の電波はＶＨＦ無線受信機６によつて音声帯域信
号に復調され、復調器７によつて直列符号ＲＤに変換さ
れた後、復号変換器８によつて符号データが受信され
る。
換器１は直列符号ＳＤを出力し、変調器２により例えば
ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調またはＰＳＫ
（位相シフトキーイング）変調を行なつて音声帯域信号
に変調した後、ＶＨＦ無線送信機３によってＦＭ変調と
の二重変調を行なつて送信アンテナ４から電波として空
中へ送信される。一方、受信アンテナ５により受信され
た上記の電波はＶＨＦ無線受信機６によつて音声帯域信
号に復調され、復調器７によつて直列符号ＲＤに変換さ
れた後、復号変換器８によつて符号データが受信され
る。
第６図は、従来の無線機におけるC/N−S/N特性図であ
る。無線の信号雑音比C/Nが良い場合には、ＦＭ復調レ
ベルにおいてS/N改善度が期待できC/NよりS/Nが良くな
るが、C/Nが悪化すると一定のスレツシホールドレベル
以下ではS/Nが悪化し、復調器出力の復号誤りが増大す
る。この特性を第７図に示す。S/Nに対して復号出力の
ビツト誤り率Peは決まり、符号方式により実用可能なPe
レベル、従つて一定のS/NおよびC/Nの確保が必要にな
る。
る。無線の信号雑音比C/Nが良い場合には、ＦＭ復調レ
ベルにおいてS/N改善度が期待できC/NよりS/Nが良くな
るが、C/Nが悪化すると一定のスレツシホールドレベル
以下ではS/Nが悪化し、復調器出力の復号誤りが増大す
る。この特性を第７図に示す。S/Nに対して復号出力の
ビツト誤り率Peは決まり、符号方式により実用可能なPe
レベル、従つて一定のS/NおよびC/Nの確保が必要にな
る。
上記のような従来の方式では、C/Nレベルの低い場合に
は、復調器出力のビツト誤り率は非常に悪くなり、C/N
５dB以下（C/N５dBにてPe≒１０-1程度）では実用にな
らないという問題点があつた。
は、復調器出力のビツト誤り率は非常に悪くなり、C/N
５dB以下（C/N５dBにてPe≒１０-1程度）では実用にな
らないという問題点があつた。
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、デイジタル無線機を使用し簡単な復調器により、
確実にC/Nの悪い場合でも高信頼度でデータ伝送を可能
とするデイジタル無線機の復調器を得ることを目的とす
る。
ので、デイジタル無線機を使用し簡単な復調器により、
確実にC/Nの悪い場合でも高信頼度でデータ伝送を可能
とするデイジタル無線機の復調器を得ることを目的とす
る。
この発明に係るデイジタル無線機の復調器は、デイジタ
ル無線機の伝送容量（変復調の伝送速度）に比べて低速
の伝送を行なう場合、その伝送速度に低速化する過程に
おいてＰＮ符号化により変調を加え、復調時は一定条件
において同期信号を確保し、一担確保できた同期信号は
一定条件が得られない場合には自己同期を加え、一方、
信号の復調にはＰＮ符号の復調をシフトレジスタとＮＯ
Ｒ回路とアナログ加算器および比較器等による簡易な回
路により、正誤の多数決判定を実現する回路を備えたも
のである。
ル無線機の伝送容量（変復調の伝送速度）に比べて低速
の伝送を行なう場合、その伝送速度に低速化する過程に
おいてＰＮ符号化により変調を加え、復調時は一定条件
において同期信号を確保し、一担確保できた同期信号は
一定条件が得られない場合には自己同期を加え、一方、
信号の復調にはＰＮ符号の復調をシフトレジスタとＮＯ
Ｒ回路とアナログ加算器および比較器等による簡易な回
路により、正誤の多数決判定を実現する回路を備えたも
のである。
この発明においては、正誤の多数決判定を行なうことに
より、デイジタル無線機の復号をS/N比の非常に小さい
場合まで実用範囲を拡張できるものである。なお、雑音
を考える上でデイジタル無線機等の復調はS/Nが大きい
場合は、複合誤りPeは十分に低いものである。一方、S/
Nが小さい場合は雑音をホワイトノイズとすると、Peは
0.5（すなわち、正，誤の復号ビツトの数が等しい）へ
近づくものである。
より、デイジタル無線機の復号をS/N比の非常に小さい
場合まで実用範囲を拡張できるものである。なお、雑音
を考える上でデイジタル無線機等の復調はS/Nが大きい
場合は、複合誤りPeは十分に低いものである。一方、S/
Nが小さい場合は雑音をホワイトノイズとすると、Peは
0.5（すなわち、正，誤の復号ビツトの数が等しい）へ
近づくものである。
第１図はこの発明の一実施例を示すデイジタル無線機に
よる符号伝送方式を示すブロツク図であり、１Ａは符号
変換器、２ＡはＰＮ符号変調器、３Ａはデイジタル無線
送信機、６Ａはデイジタル無線受信機、７ＡはＰＮ符号
復調器、８Ａは復号変換器である。
よる符号伝送方式を示すブロツク図であり、１Ａは符号
変換器、２ＡはＰＮ符号変調器、３Ａはデイジタル無線
送信機、６Ａはデイジタル無線受信機、７ＡはＰＮ符号
復調器、８Ａは復号変換器である。
上記のように構成されたデイジタル無線機において、符
号変換器１Ａからは送信符号ＳＤと同期タイミングＳＴ
とが出力され、ＰＮ符号変調器２Ａにおいて上記の送信
符号ＳＤの１ビツト長をＰＮ符号長（２n−１：ｎは整
数）に変換・変調し、ＳＤ′を出力する。また、変調開
始タイミングは上記の同期タイミングＳＴにより同期が
とられ、ＰＮ符号変調出力の各ビツトに相当した送信タ
イミングＳＴ′を作成し出力する。そして、デイジタル
無線送信機３Ａは上記のＳＤ′をＳＴ′に従つて直接変
調を加え、送信アンテナ４から空中へ電波として送信す
る。
号変換器１Ａからは送信符号ＳＤと同期タイミングＳＴ
とが出力され、ＰＮ符号変調器２Ａにおいて上記の送信
符号ＳＤの１ビツト長をＰＮ符号長（２n−１：ｎは整
数）に変換・変調し、ＳＤ′を出力する。また、変調開
始タイミングは上記の同期タイミングＳＴにより同期が
とられ、ＰＮ符号変調出力の各ビツトに相当した送信タ
イミングＳＴ′を作成し出力する。そして、デイジタル
無線送信機３Ａは上記のＳＤ′をＳＴ′に従つて直接変
調を加え、送信アンテナ４から空中へ電波として送信す
る。
一方、上記の電波を受信アンテナ５により受信し、デイ
ジタル無線受信機６Ａから受信ＰＮ符号ＲＤ′および受
信タイミングＲＴ′を出力し、ＰＮ符号復調器７Ａによ
り復調出力ＲＤおよび同期タイミングＲＴを作成し、さ
らに復号変換器８Ａにより受信データを再成する。第３
図に、上記のＰＮ符号変調器２Ａの動作を表わすタイミ
ングチヤートを示す。
ジタル無線受信機６Ａから受信ＰＮ符号ＲＤ′および受
信タイミングＲＴ′を出力し、ＰＮ符号復調器７Ａによ
り復調出力ＲＤおよび同期タイミングＲＴを作成し、さ
らに復号変換器８Ａにより受信データを再成する。第３
図に、上記のＰＮ符号変調器２Ａの動作を表わすタイミ
ングチヤートを示す。
ここで、ＰＮ符号の一例として１５ビツト長のＰＮ符号
を考える。上記のＰＮ符号復調器７Ａの一例を第２図に
示し、１５ビツト長の場合で説明する。なお、上記のＰ
Ｎ符号復調器７Ａの動作を表わすタイミングチヤートを
第４図に示す。
を考える。上記のＰＮ符号復調器７Ａの一例を第２図に
示し、１５ビツト長の場合で説明する。なお、上記のＰ
Ｎ符号復調器７Ａの動作を表わすタイミングチヤートを
第４図に示す。
デイジタル無線受信機６Ａからの受信ＰＮ符号ＲＤ′と
受信タイミングＲＴ′を第１のシフトレジスタ７−１に
入力し、上記のＲＤ′をＲＴ′にてトリガしてＳ115〜
Ｓ101の各シフトレジスタへ順次シフトさせる。従つ
て、入力符号順にＳ101〜Ｓ115へ各データＸ1〜Ｘ15が
並べられ、これとＰＮ符号の固定値ａ1〜ａ15とをＸＯ
Ｒ1〜ＸＯＲ15にて各々Ｘ1とａ1，Ｘ2とａ2……Ｘ15と
ａ15を排他的論理和ＸＯＲ回路にて比較する。この排他
的論理和ＸＯＲ回路は、符号が一致すれば“１”、不一
致の場合は“０”を出力するので、該排他的論理和ＸＯ
Ｒ回路によりＸ1，Ｘ2，…Ｘ15とａ1，ａ2，…ａ15との
一致、不一致の数を得ることができる。すなわち、上記
の排他的論理和ＸＯＲ回路で、相関関数値を得ることが
できる。上記の排他的論理和ＸＯＲ回路の各出力に介在
された抵抗器Ｒ1〜Ｒ15を通して一点に接続することに
より、電圧加算器７−２が構成される。上記の電圧加算
器７−２における電圧値の取り得る最大値をＡ、最小値
をＢとすれば、(A+B)/2の値を判定レベルにもつ過半数
比較器７−３により復調出力ＲＤが得られる。（ただ
し、この場合は正同期にてサンプルする必要がある。） 一方、上記の電圧加算機７−２の出力に、その最大値Ａ
を判定するオール“１”比較器７−４出力と、最小値Ｂ
を判定するオール“０”比較器７−５出力との各出力を
入力とする論理和ＯＲ回路７−６を設け、該論理和ＯＲ
回路７−６でどちらかの出力が有る場合に“１”を出力
し、該出力を第２のシフトレジスタ７−７へ入力し各々
Ｓ215〜Ｓ201へ上記した受信タイミングＲＴ′により順
次シリアルシフトさせたＳ201の出力とを入力とする論
理積ＡＮＤ回路７−８により同期タイミングＲＴの判定
出力が得られる。すなわち、上記したのはＰＮ符号長の
１サイクル（１５ビツト）以前の受信ＰＮ符号の固定Ｐ
Ｎ符号との完全一致、または固定ＰＮ符号の反転符号と
の完全一致と今回の完全一致の２回照合により確かめた
同期タイミングＲＴを得る回路である。
受信タイミングＲＴ′を第１のシフトレジスタ７−１に
入力し、上記のＲＤ′をＲＴ′にてトリガしてＳ115〜
Ｓ101の各シフトレジスタへ順次シフトさせる。従つ
て、入力符号順にＳ101〜Ｓ115へ各データＸ1〜Ｘ15が
並べられ、これとＰＮ符号の固定値ａ1〜ａ15とをＸＯ
Ｒ1〜ＸＯＲ15にて各々Ｘ1とａ1，Ｘ2とａ2……Ｘ15と
ａ15を排他的論理和ＸＯＲ回路にて比較する。この排他
的論理和ＸＯＲ回路は、符号が一致すれば“１”、不一
致の場合は“０”を出力するので、該排他的論理和ＸＯ
Ｒ回路によりＸ1，Ｘ2，…Ｘ15とａ1，ａ2，…ａ15との
一致、不一致の数を得ることができる。すなわち、上記
の排他的論理和ＸＯＲ回路で、相関関数値を得ることが
できる。上記の排他的論理和ＸＯＲ回路の各出力に介在
された抵抗器Ｒ1〜Ｒ15を通して一点に接続することに
より、電圧加算器７−２が構成される。上記の電圧加算
器７−２における電圧値の取り得る最大値をＡ、最小値
をＢとすれば、(A+B)/2の値を判定レベルにもつ過半数
比較器７−３により復調出力ＲＤが得られる。（ただ
し、この場合は正同期にてサンプルする必要がある。） 一方、上記の電圧加算機７−２の出力に、その最大値Ａ
を判定するオール“１”比較器７−４出力と、最小値Ｂ
を判定するオール“０”比較器７−５出力との各出力を
入力とする論理和ＯＲ回路７−６を設け、該論理和ＯＲ
回路７−６でどちらかの出力が有る場合に“１”を出力
し、該出力を第２のシフトレジスタ７−７へ入力し各々
Ｓ215〜Ｓ201へ上記した受信タイミングＲＴ′により順
次シリアルシフトさせたＳ201の出力とを入力とする論
理積ＡＮＤ回路７−８により同期タイミングＲＴの判定
出力が得られる。すなわち、上記したのはＰＮ符号長の
１サイクル（１５ビツト）以前の受信ＰＮ符号の固定Ｐ
Ｎ符号との完全一致、または固定ＰＮ符号の反転符号と
の完全一致と今回の完全一致の２回照合により確かめた
同期タイミングＲＴを得る回路である。
これらの回路上の動作を確認するために第１表〜第６表
に示す如く、受信ＰＮ符号列にランダムに１５ビツト中
４ビツトのエラーを混入した場合、ランダムに７ビツト
エラーを混入した場合、ランダムストリーム（１５ビツ
ト）を加えた場合とを、各々符号“１”から“０”の場
合と“１”から“１”の場合とに分けて、各々１０００
回の試行結果を作成した。
に示す如く、受信ＰＮ符号列にランダムに１５ビツト中
４ビツトのエラーを混入した場合、ランダムに７ビツト
エラーを混入した場合、ランダムストリーム（１５ビツ
ト）を加えた場合とを、各々符号“１”から“０”の場
合と“１”から“１”の場合とに分けて、各々１０００
回の試行結果を作成した。
各表中、最上段の１〜１６は受信タイミングを示し、１
は前半の符号の同期タイミング、１６は後半のエラーの
有る同期タイミングを示し、２〜１５は順次その間の受
信タイミングを示している。また、左端の−１５〜１５
は相関関数値を示している。各表中の数値は各受信タイ
ミングにおける１０００回試行のうちの、各相関値の発
生回数を示している。
は前半の符号の同期タイミング、１６は後半のエラーの
有る同期タイミングを示し、２〜１５は順次その間の受
信タイミングを示している。また、左端の−１５〜１５
は相関関数値を示している。各表中の数値は各受信タイ
ミングにおける１０００回試行のうちの、各相関値の発
生回数を示している。
このシユミレーシヨン結果からの結論は、ＰＮ符号のラ
ンダムエラーに対する誤同期の発生率は非常に低く（す
なわち、受信タイミング２〜１５において１５または−
１５をとる回数）、その発生率をPsとすると２回照合に
よりPs2の発生率となり、誤同期を起こしにくいことが
判る。
ンダムエラーに対する誤同期の発生率は非常に低く（す
なわち、受信タイミング２〜１５において１５または−
１５をとる回数）、その発生率をPsとすると２回照合に
よりPs2の発生率となり、誤同期を起こしにくいことが
判る。
一方、同期タイミングが正しければ、復調出力は受信Ｐ
Ｎ符号の誤ビツトの数がＰＮ符号長の1/2未満であれば
正しく復調できる。このことは、デイジタル無線機の第
７図に示したC/N−Pe特性（ただし、図中S/NをC/Nと読
みかえる）のビツトエラー率Peが１０-1〜４×１０-1に
おいても、復調出力は誤り率が低いことを意味し、C/N
０dB程度でも十分に実用可能であることを示すものであ
る。なお、無線機のC/N−Pe特性は変調方式により異な
り、ＦＳＫ変調方式よりもＰＳＫ変調方式の方がよい。
Ｎ符号の誤ビツトの数がＰＮ符号長の1/2未満であれば
正しく復調できる。このことは、デイジタル無線機の第
７図に示したC/N−Pe特性（ただし、図中S/NをC/Nと読
みかえる）のビツトエラー率Peが１０-1〜４×１０-1に
おいても、復調出力は誤り率が低いことを意味し、C/N
０dB程度でも十分に実用可能であることを示すものであ
る。なお、無線機のC/N−Pe特性は変調方式により異な
り、ＦＳＫ変調方式よりもＰＳＫ変調方式の方がよい。
上記実施例では、一般的なデイジタル無線機による高信
頼度データ伝送の例で説明したが、特に移動体における
フエージングを伴なうデータ伝送等に有効である。ま
た、ノイズの多い回線、例えば低電圧線を利用した構内
または家庭内の信号伝送等にも利用できるものである。
頼度データ伝送の例で説明したが、特に移動体における
フエージングを伴なうデータ伝送等に有効である。ま
た、ノイズの多い回線、例えば低電圧線を利用した構内
または家庭内の信号伝送等にも利用できるものである。
この発明は以上説明したとおり、デイジタル無線機を利
用して簡単なＰＮ符号復調回路により正誤の多数決判定
を行なうように構成したので、特にC/Nの良くない所で
の伝送に際しても高信頼度伝送が行なえる効果がある。
また、ＰＮ符号変調後にバースト訂正符号等による誤り
訂正符号を組合わせることにより更に上記の効果を促進
できるものである。
用して簡単なＰＮ符号復調回路により正誤の多数決判定
を行なうように構成したので、特にC/Nの良くない所で
の伝送に際しても高信頼度伝送が行なえる効果がある。
また、ＰＮ符号変調後にバースト訂正符号等による誤り
訂正符号を組合わせることにより更に上記の効果を促進
できるものである。
第１図はこの発明の一実施例であるデイジタル無線機に
よる符号伝送方式を示すブロツク図、第２図はこの発明
におけるＰＮ符号復調器の一例を示す構成図、第３図は
この発明におけるＰＮ符号変調器の動作を表わすタイミ
ングチヤート、第４図はこの発明におけるＰＮ符号復調
器の動作を表わすタイミングチヤート、第５図は従来の
無線機による符号伝送方式を示すブロツク図、第６図は
従来の無線機におけるC/N−S/N特性図、第７図は従来の
無線機におけるS/N−Pe特性図である。 図において、６Ａはデイジタル無線受信機、７ＡはＰＮ
符号復調器、７−１は第１のシフトレジスタ、７−２は
電圧加算器、７−３は過半数比較器、７−４はオール
“１”比較器、７−５はオール“０”比較器、７−６は
論理和回路、７−７は第２のシフトレジスタ、７−８は
論理積回路、８Ａは復号変換器、ＸＯＲ１〜ＸＯＲ１５
は排他的論理和回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
よる符号伝送方式を示すブロツク図、第２図はこの発明
におけるＰＮ符号復調器の一例を示す構成図、第３図は
この発明におけるＰＮ符号変調器の動作を表わすタイミ
ングチヤート、第４図はこの発明におけるＰＮ符号復調
器の動作を表わすタイミングチヤート、第５図は従来の
無線機による符号伝送方式を示すブロツク図、第６図は
従来の無線機におけるC/N−S/N特性図、第７図は従来の
無線機におけるS/N−Pe特性図である。 図において、６Ａはデイジタル無線受信機、７ＡはＰＮ
符号復調器、７−１は第１のシフトレジスタ、７−２は
電圧加算器、７−３は過半数比較器、７−４はオール
“１”比較器、７−５はオール“０”比較器、７−６は
論理和回路、７−７は第２のシフトレジスタ、７−８は
論理積回路、８Ａは復号変換器、ＸＯＲ１〜ＸＯＲ１５
は排他的論理和回路である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃ ｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｔｅｒｅｎｃｅ 1979．14．Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｅｒｒｏｒ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓｐｒｅａｄｓｐｅｃｔｒ ｕｍ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａ ｔｉｏｎｓ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉｎ ａ ｎｏｎ−Ｒａｙｌｅｉｇｈ ｆａｄｉｎ ｇ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ.
Claims (3)
- 【請求項１】直列符号の“１”，“０”の状態に応じて
ＰＮ符号列とその反転符号列とに変調された送信波を受
信復調するようにしたデイジタル無線機の復調器におい
て、上記送信波を受信しＰＮ符号列と受信タイミングと
を出力するデイジタル無線受信機と、該デイジタル無線
受信機からの上記ＰＮ符号列と受信タイミングとに基づ
いて復調信号と同期タイミングとを作成するＰＮ符号復
調器と、該ＰＮ符号復調器からの上記復調信号と同期タ
イミングとに基づいて受信データを再成する復号変換器
とを有し、上記ＰＮ符号復調器は上記ＰＮ符号列および
その反転符号列の復調信号と受信タイミングとを入力
し、該受信タイミングによつて上記復調信号をトリガー
サンプリングしてシリアルシフトさせるＰＮ符号長の第
１，第２のシフトレジスターと、該第１のシフトレジス
ターの出力と各シフト位置に対応しあらかじめ設定され
た位置に相当する上記ＰＮ符号列信号との排他的論理和
をとる排他的論理和回路と、該排他的論理和回路の各出
力を各々同一の抵抗器を介して一点に接続して電圧加算
を行なう電圧加算器と、該電圧加算器の出力がすべて
“１”の場合の出力値とすべて“０”の場合の出力値と
の1/2を判定レベルとする過半数比較器とを備えたこと
を特徴とするデイジタル無線機の復調器。 - 【請求項２】上記電圧加算器の出力がすべて“１”の場
合のみ“１”を出力するオール“１”比較器の出力とす
べて“０”の場合のみ“１”を出力するオール“０”比
較器の出力との論理和を論理和回路でとるとともに、該
論理和出力を入力し上記受信タイミングによりトリガー
してシリアルシフトを行なわせるＰＮ符号長からなる上
記第２のシフトレジスターと、該第２のシフトレジスタ
ーの最終段の出力と上記論理和出力との論理積を論理積
回路でとり、データの変化点の１サイクル遅延との２回
照合を得ることにより上記ＰＮ符号復調器の正しい同期
タイミングを得るようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第(1)項記載のデイジタル無線機の復調器。 - 【請求項３】上記復号変換器は、上記ＰＮ符号復調器の
出力および上記論理積回路の出力を入力し、上記同期タ
イミングを得た場合には、送信側と同一の同期タイミン
グが得られたと判定して該タイミングで復調器の上記過
半数比較器出力をサンプリングして直列符号として出力
し、上記同期タイミングが得られない場合には、以前得
られたタイミングから送信タイミングと同一の長さの時
間経過後に、自動的に上記復調器出力をサンプリングし
て出力し、順次読み取りを行なうようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第(1)項記載のデイジタル無線機
の復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2183485A JPH0654921B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | デイジタル無線機の復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2183485A JPH0654921B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | デイジタル無線機の復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61182349A JPS61182349A (ja) | 1986-08-15 |
| JPH0654921B2 true JPH0654921B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=12066099
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2183485A Expired - Fee Related JPH0654921B2 (ja) | 1985-02-08 | 1985-02-08 | デイジタル無線機の復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0654921B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4014767A1 (de) * | 1990-05-03 | 1991-11-07 | Siemens Ag | Verfahren zum gewinnen eines elektrischen signals durch korrelation |
-
1985
- 1985-02-08 JP JP2183485A patent/JPH0654921B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ＩＥＥＥＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＣｏｎｔｅｒｅｎｃｅ１９７９．１４．Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙｏｆｅｒｒｏｒｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅｓｐｒｅａｄｓｐｅｃｔｒｕｍｍｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｒｅｃｅｉｖｅｒｉｎａｎｏｎ−Ｒａｙｌｅｉｇｈｆａｄｉｎｇｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ． |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61182349A (ja) | 1986-08-15 |
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