JPH0654997B2

JPH0654997B2 - 増幅器の保護回路

Info

Publication number: JPH0654997B2
Application number: JP13260688A
Authority: JP
Inventors: 正夫野呂
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1988-06-01
Filing date: 1988-06-01
Publication date: 1994-07-20
Anticipated expiration: 2009-07-20
Also published as: JPH01303898A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、いわゆる直流保護回路を有する増幅器を、
この増幅器の電気的特性を設定するための部分からなる
制御情報収納体とその他の部分からなる増幅器本体とに
分割し、これらの制御情報収納体と本体とを分離・結合
自在に構成してなる増幅器において、この分離・結合に
よる誤動作から回路および負荷を保護したり、ノイズを
防止するための保護回路に関する。

［従来の技術］オーディオシステムにおいては、パワーアンプとスピー
カシステムとの組合せ、設置環境および演奏しようとす
る音楽の種類等に応じてプリアンプやパワーアンプ等か
らなる電気回路の特性を調整することがしばしば行なわ
れる。

しかしながら、このような調整は、例えばトーンコント
ロールやグライコ等により周波数特性のみを調整する場
合であっても一般ユーザにとって適正に行なうことは比
較的困難である。

ところで、本出願人は、先に、スピーカシステムのスピ
ーカユニットを、このユニットの振動体に対する大気反
作用を打ち消すように駆動することによって、スピーカ
システムのキャビネットを小形化し、かつより低域まで
再生可能にした音響装置を出願した（特願昭６２−３３
４２６２号（特開平１−３０２９９７号）等）。このよ
うな音響装置においては、前記大気反作用の打消の度合
を変えれば、スピーカシステムのＱ値等の特性を変える
ことができる。しかし、音響に影響するＱ値（ダンピン
グまたは制動特性）を調整すると、このＱ値の変化に伴
い周波数特性（特に低域特性）も変化するため、この周
波数特性の補償をも行なう必要があり、このような音質
と周波数特性の双方の設定を適正に行なうことは、一般
ユーザにとってはもはや不可能に近いと考えられる。

そこで、このような問題点を解消するために、本発明者
等は、前記スピーカユニットを駆動するための増幅器
を、この増幅器の電気的特性を設定するための部分から
なる制御情報収納体とその他の部分からなる増幅器本体
とに分割してこれらの制御情報収納体と本体とを分離・
結合自在に構成し、ユーザ等は、スピーカシステムの種
類や演奏しようとする音楽の種類等に応じて予め用意さ
れた制御情報収納体を前記本体に結合することによって
スピーカシステムや演奏しようとする音楽の種類等に対
して適正な電気特性に容易に設定することができるよう
にした駆動装置および制御情報収納体を案出した。この
駆動装置および制御情報収納体は、本出願人により昭和
６３年５月２５日付にて特許出願された。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、このように音響装置や駆動装置の特性を
変化させる目的で、装置の回路の一部を前記制御情報収
納体のようにカートリッジ化して交換できるようにした
場合、この制御情報収納体すなわちカートリッジを抜き
差しするときにノイズ（バツ音）が発生する。そして、
このカートリッジへの入出力信号がディジタル信号であ
る場合は、デジタル機器ではもともとエラーの発生を見
込んでおり、信号が途切れたり、大きなノイズが加わっ
たときには、自動的に信号をミュートしたり、補間する
ようなシステムが一般に知られているため、このような
システムを適用することにより、ノイズを除去すること
が可能である。しかし、前記カートリッジがオーディオ
信号等のアナログ信号を直接入力し、また出力するもの
である場合には、前記バツ音は、何らかの手段を工夫し
ない限り信号に混入してしまい、音響（ノイズ）として
出力されてしまうという不都合がある。

また、このように回路の一部をカートリッジ化した装置
においては、カートリッジの有無を検出する必要が生じ
る。例えば前記装置の電気的特性を負帰還によって設定
する場合、この負帰還のための回路を収納したカートリ
ッジを分離した状態では本体側のアンプが無帰還状態と
なって、ノイズ成分が大利得（開放利得）で増幅されて
出力されたり、アンプが発振して超音波領域の出力が発
生し、気がつかないうちに回路素子や負荷が発熱、劣化
または破壊する等のおそれがある。

なお、従来のパアーアンプは、電源投入直後の過渡時の
不安定動作状態におけるノイズを防止するため電源投入
直後の所定の時間、出力を禁止するミュート回路や故障
等により出力端に直流電圧が発生したときこれを検出し
て出力を遮断し、回路や負荷を保護する直流保護回路を
設けられたものが多い。

この発明の目的は、前記直流保護回路を有する増幅器
を、この増幅器の電気的特性を設定するための部分から
なる制御情報収納体とその他の部分からなる増幅器本体
とに分割し、これらの制御情報収納体と本体とを分離・
結合自在に構成してなる増幅器において、この分離・結
合による結合時のノイズが音響として出力されるのを防
止したり、前記制御情報収納体を本体から分離中におけ
る発振等の異常動作や結合直後の過渡動作によるノイズ
や誤動作から回路および負荷を保護するための保護回路
を提供することにある。

［課題を解決するための手段］前記課題を達成するため、この発明では、前記増幅器本
体と制御情報収納体との双方に回路要素を分散配置し、
前記本体と収納体とが分離した状態では、これらの回路
要素の一部により前記直流保護回路の入力に直流電圧を
印加する直流バイアス回路が形成されるように、かつ前
記本体と収納体とが結合した状態では前記分散配置した
回路要素の全部、前記収納体の接続端子の一部および対
応する本体側端子により前記直流バイアス回路に代わっ
て実質的に零の電圧を前記直流保護回路の入力に印加す
る電源分圧回路が形成されるように構成してある。

［作用］したがって、この発明によれば、前記本体と収納体とが
分離した状態では、前記直流保護回路の入力に直流電圧
が加算されるため、直流保護回路はこの直流電圧を検出
して増幅器の出力を遮断する。一方、前記本体と収納体
とが結合した状態では、この発明の保護回路から前記直
流保護回路の入力に加算される電圧は零であるため、増
幅器が正常動作状態にあれば増幅器の出力は負荷、例え
ばスピーカに送出される。

［効果］このように、この発明によれば、制御情報収納体の分離
・結合を検出して分離時は増幅器本体からの出力を遮断
し、結合時かつ正常動作時のみ増幅器本体からの出力を
可能化しているため、制御情報収納体の分離・結合によ
る結合時のバツ音や結合直後の過渡動作および分離中の
異常または誤動作によるノイズおよび異常出力は遮断さ
れ、ノイズが音響として発生することによる不快感が防
止され、かつ回路および負荷がノイズおよび異常出力等
による発熱、劣化および破壊等から保護される。

前記制御情報収納体すなわちカートリッジの有無を検出
する方法としては、カートリッジの接続端子、例えばコ
ネクタの接点そのものを用いる方法と、別のスイッチで
検出する方法とが考えられるが、別のスイッチによる
と、精度その他問題が多く、確実性に欠ける。この発明
では、コネクタの接点そのものでカートリッジの有無を
検出するようにしているため、確実な検出を行なうこと
ができる。

また、この発明では、オーディオ機器がもともとスピー
カや回路保護のために持っているＤＣプロテクション回
路（直流保護回路）をそのまま利用して制御情報収納体
の分離・結合に対する保護を行なうようにしため、回路
構成が簡略である。

さらに、この発明では、本体の種類ごとに前記電源分圧
回路に関わる回路の定数または構成を変えておくことに
よってその本体と適合する制御情報収納体を結合したと
きのみ選択的に増幅器の出力を発生させることができ
る。すなわち、増幅器本体において、自身に適合する制
御情報収納体のみを識別することができる。しかも、こ
の識別は保護回路用の端子により行なうため、端子数を
増加させることなく実現することができる。

［実施例］以下、この発明の実施例を図面に基づき説明する。

第１図は、この発明の一実施例に係る増幅器の全体構成
を示す。同図の増幅器は、互いに別体に形成された増幅
器本体１とカートリッジ２とを、本体１に配設されたジ
ャック３１とカートリッジ２に配設された差込端子部３
２とからなるコネクタによって、結合（接続）したもの
である。

本体１は、パワーアンプ１１、帰還回路１２、ＤＣプロ
テクション回路１３、ミユート回路１４、リレー１５お
よび前記ジャック３１等を具備する。このジャック３１
には、９個の本体側端子Ｐ₁₁〜Ｐ₁₉が設けられている。

カートリッジ２は、プリント配線基板２１およびこのプ
リント配線基板２１上に配設されたプリアンプ２２、帰
還増幅器２３および前記差込端子部３２等を具備する。
この差込端子部３２は、プリント配線基板２１の一部と
して形成されており、９個の接続端子Ｐ₂₁〜Ｐ₂₉がプリ
ント配線基板２１上の回路パターンとして設けられてい
る。

このカートリッジ側の差込端子部３２を前記本体側のジ
ャック３１に差し込むことにより、それぞれの対応する
端子Ｐ₂₁とＰ₁₁、Ｐ₂₂とＰ₁₂、……、Ｐ₂₉とＰ₁₉がそれ
ぞれ接続され、本体１とカートリッジ２とが結合され
る。

カートリッジ２に配設された前記接続端子Ｐ₂₁〜Ｐ₂₉の
うち、最両端の端子Ｐ₂₁とＰ₂₉は、ブロテクション端子
であり、他の端子Ｐ₂₂〜Ｐ₂₈より短くしてある。また、
本体１からカートリッジ２への電源Ｂ＋，Ｂ−供給端子
Ｐ₂₂，Ｐ₂₈とプロテクション端子Ｐ₂₁，Ｐ₂₉をカートリ
ッジ２内で第１図に示すように抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２で接
続してある。さらに、本体１側では、本体側端子Ｐ₁₁と
Ｐ₁₉とをジャンパ接続し、かつカートリッジ２への電源
Ｂ＋供給端子Ｐ₁₂と端子Ｐ₁₁，Ｐ₁₉の接続点との間に抵
抗Ｒ_３を接続し、この接続点をＤＣプロテクション回路
１３の入力に接続してある。そして、これらの抵抗
Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３の抵抗値をＲ_２≒Ｒ_１Ｒ_３に設定し
てある。

これらの抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３は、本体１とカートリッ
ジ２との分離および結合の状態に応じて直流バイアス回
路および電源分圧回路を形成し、前記状態に応じた直流
電圧を発生してＤＣプロテクション回路１３の入力に加
算する結合・分離保護回路を構成している。ＤＣプロテ
クション回路１３は、増幅器の正常動作時はリレー１５
をオンしてパワーアンプ１１の出力をスピーカ端子Ｐ_Ｏ
に接続されたスピーカ（図示しない）に供給させるとと
もに、カートリッジ２が分離されて前記結合・分離保護
回路から直流電圧が出力されたときはリレー１５をオフ
させて前記スピーカへの信号電力供給を遮断し、これに
より、カートリッジ２の分離中の増幅器の不安定または
異常動作による悪影響からスピーカおよび増幅器を保護
する。

この実施例の結合・分離保護回路は、オーディオ機器が
もともと持っている電源オン時のミュート回路やスピー
カ保護のためのＤＣプロテクション回路をそのまま利用
できるように構成したことと、抵抗値により端子数を増
やすことなくカートリッジの種類の識別を可能にした点
に特徴を有している。

先ず、第１図のＤＣプロテクション回路１３およびミユ
ート回路１４に相当する一般のオーディオ機器のプロテ
クション回路について説明する。

このようなプロテクション機能としては、電源オン時の
ミューティング機能と、スピーカ端子Ｐ_ＯにＤＣ電圧が
発生するのを防ぐＤＣプロテクション機能があり、通
常、この２つの機能は独立ではなく関連して動作し、結
果的に出力回路に直列に接続されたリレー１５をオン・
オフすることにより実現される。第２図はこの回路例を
示す。

第２図の回路において、電源が投入されると、コンデン
サＣ_１が抵抗Ｒ_６を介してチャージされる。そして、一
定の時間を経過し、コンデンサＣ_１の端子電圧がトラン
ジスタＴＲ_３のベース・エミッタ間オン電圧（Ｖ_BE＝約
０．６Ｖ）を超えると、トランジスタＴＲ_３がオンし、
このトランジスタＴＲ_３のコレクタ電流が抵抗Ｒ_７を通
じてベース電流となることによりトランジスタＴＲ_４が
オンする。これにより、リレー１５が付勢されてオンす
る。この電源投入後リレー１５がオンするまでの一定の
時間が電源オン時のミュート時間であり、通常、２〜５
秒になるように抵抗Ｒ_６およびコンデンサＣ_１の値が決
定されている。

パワーアンプ１１の出力としては音楽信号等の音響信号
（交流）が出力されるが、機器の故障等でこの出力に直
流電圧が発生すると負荷であるスピーカを壊すことがあ
るため、パワーアンプ１１の出力の直流分を検出してリ
レー１５をオフさせる必要がある。トランジスタＴ
Ｒ_１、ダイオードＤ_１およびトランジスタＴＲ_２からな
るＤＣプロテクション回路１３はこのためのものであ
る。第２図の回路において、パワーアンプ１１の出力
は、抵抗Ｒ_４を通りコンデンサＣ_２に印加されるが、交
流分はこのコンデンサＣ_２でアース側にバイパスされる
ため、コンデンサＣ_２の両端にはパワーアンプ１１の出
力の直流分に応じた電圧が生じる。ここで、抵抗Ｒ_４お
よびコンデンサＣ_２による時定数は可聴域以下に選んで
ある。このコンデンサＣ_２の両端に生じた電圧は抵抗Ｒ
_５を通してＤＣプロテクション回路１３に入力される。

ＤＣプロテクション回路１３においては、入力にトラン
ジスタＴＲ_２のベース・エミッタ間オン電圧（Ｖ_BE、例
えば＋０．６Ｖ）より高い電圧が加わるとトランジスタ
ＴＲ_２がオンし、コンデンサＣ_１の充電電荷を放電する
ため、リレー１５がオフする。また、ＤＣプロテクショ
ン回路１３の入力に、トランジスタＴＲ_３のベース・エ
ミッタ間オン電圧からダイオードＤ_１のオン電圧
（Ｖ_ｆ、例えば０．６Ｖ）とトランジスタＴＲ_１のエミ
ッタ・ベース間オン電圧（Ｖ_EB、例えば０．６Ｖ）とを
差し引いた−０．６Ｖより低い電圧が加わると、トラン
ジスタＴＲ_１とダイオードＤ_１が導通してコンデンサＣ
_１のチャージを抜くためリレー１５はオフする。よっ
て、このＤＣプロテクション回路１３は、入力電圧が−
０．６Ｖから＋０．６Ｖの範囲にあるときだけリレー１
５をオンさせ、それより高い電圧でも低い電圧でもリレ
ー１５をオフさせる。

なお、リレー１５がオフするときの動作時間はリレー１
５の応答速度で決まるが、一度オフさせた後、ＤＣプロ
テクション回路１３への直流入力電圧を零にしても、リ
レー１５はすぐにはオンせずコンデンサＣ_１が抵抗Ｒ_６
を介して前記トランジスタＴＲ_３のベース・エミッタ間
オン電圧Ｖ_BEまでチャージされる時間、すなわち前記の
ミュート時間だけ遅れてオンする。

次に、第１図の回路における分離・結合保護回路の動作
を第３図を参照しながら説明する。

カートリッジ２が抜けて（分離して）いるときは、分離
・結合保護回路の出力電圧Ｖ_１が抵抗Ｒ_３によってＶ_１
＝＋Ｂとなり、これがＤＣプロテクション回路に入力さ
れているので、リレー１５はオンしない。すなわち、こ
の場合、分離・結合保護回路は、抵抗Ｒ_３のみからな
り、ＤＣプロテクション回路の入力に直流電圧を加算す
る直流バイアス回路を形成している。

カートリッジ２を入れると、前記分離・結合保護回路の
出力電圧Ｖ_１は、電源＋Ｂと−Ｂとの電位差を抵抗Ｒ_２
とＲ_１Ｒ_３とにより分圧した電圧となるが、ここで
は、Ｒ_２≒Ｒ_１Ｒ_３であるから、Ｖ_１≒０Ｖとなり、
本体１側のプロテクション回路で決まる一定時間（ミュ
ート時間）後リレー１５がオンする。

カートリッジ２に収納された制御情報がアナログ回路の
場合、カートリッジ２を差し込むと、最初大きな過渡ノ
イズを発生するが、これが定常状態におさまるにはある
程度の時間が掛かる。よってカートリッジ２を差し込ん
でもしばらくの間は装置の出力（パワーアンプの場合で
あればスピーカ出力）はそのまま切れており、過渡ノイ
ズがなくなってから出力する必要がある。これは通常の
アンプの電源オン時のミュートと同じ意味である。ま
た、カートリッジ２を抜いたときもノイズが発生する
が、このときはコネクタの接点が離れる前に出力を切る
必要がある。これはコネクタのプロテクション用端子を
他の信号や電源の端子より短くして他の端子より先に切
れるようにすればよい。抜くときの対応はコネクタ自体
でできるが、差し込むときのミューティングは別に必要
となる。

第１図の増幅器は、前記のようにカートリッジ２を差し
込んだときミュート回路１４が前記の電源投入時と同様
に動作するため、ミュート時間を前記電源投入によるノ
イズが消えるまでの時間およびカートリッジを差し込ん
だときの過渡ノイズが消えるまでの時間より長く設定す
るだけで、カートリッジ２を差し込んだときの過渡ノイ
ズを防止することができる。

また、接続端子Ｐ₂₁とＰ₂₉は他の端子より短く形成して
あるため、カートリッジ２を抜くと他の端子が抜けてノ
イズが発生する前に端子Ｐ₂₁とＰ₂₉が端子Ｐ₁₁およびＰ
₁₉から離れて分離・結合保護回路の出力Ｖ_１が零でなく
なり、リレー１５をオフさせる。したがって、カートリ
ッジ２を抜く際のノイズ発生時にはリレー１５が既にオ
フしているため、このときのノイズがスピーカから発生
することを防止することができる。

カートリッジを斜めに抜いたりしてＰ₂₁，Ｐ₂₉の片方が
先に離れた場合も、例えばＰ₂₁のみが離れると、電圧Ｖ
_１は抵抗Ｒ_３と抵抗Ｒ_２とで決定され、Ｒ_２≒Ｒ_１Ｒ
_３よりＲ_２＜Ｒ_３であるから、Ｖ_１はマイナスの電圧と
なり、この電圧が−０．６Ｖよりも小さくなるように抵
抗Ｒ_３とＲ_２の抵抗値を設定しておけばプロテクション
は動作する。Ｐ₂₉のみが離れてもＶ_１は＋Ｂとなるた
め、プロテクションは動作する。

一般的には、Ｒ_１＝Ｒ_３＝２Ｒ_２とすると、設定が容易
である。この場合、Ｅ_１＝Ｅ_２＝１２Ｖとすると、カー
トリッジ２が無いときと、端子Ｐ₂₉のみが離れたときＶ
_１＝＋１２Ｖとなり、端子Ｐ₂₁のみが離れたとき、Ｖ_１
＝−４Ｖとなり、充分プロテクションを動作させること
ができる。

このように、Ｅ_１＝Ｅ_２としたとき抵抗Ｒ_１＝Ｒ_３＝２
Ｒ_３とすればほぼ目的を達せられるが、これを満たす抵
抗値は無限にある。さらに、Ｅ_１≠Ｅ_２とすればより自
由度が増す。仮に、Ｅ_１≒Ｅ_２，Ｒ_１＝Ｒ_３＝２Ｒ_２と
しても、やはり抵抗値そのものの自由度は高い。

いずれにしても、第３図において、カートリッジ２を差
し込んだ場合の分離・結合保護回路の出力電圧Ｖ_１は、
抵抗Ｒ_５を無視すれば、接続端子Ｐ₂₁のみが離れた場合の出力電圧Ｖ_１′は、そして、接続端子Ｐ₂₉のみが離れた場合の出力電圧
Ｖ_１″は、Ｖ_１″＝Ｅ_１である。したがって、Ｖ_１≒０
で、かつＶ_１′≠０となるような抵抗値を設定すればよ
い。

このように、抵抗値Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３の選択の自由度が
高いことを利用してカートリッジの識別をプロテクショ
ン用の２つの端子のみを用いて行なうことができる。従
来は、カートリッジ識別のためプロテクション用とは別
の端子が必要であり、多数の端子を必要とするという不
都合があった。

例えばＡという本体とａというカートリッジとが適合
し、Ｂという本体とｂというカートリッジとが適合し、
相互には互換性がないとする。この場合、Ｅ_１＝Ｅ_２＝
１２Ｖとの前提でＡとａとシステムをＲ_１＝Ｒ_３＝２Ｒ
_２＝１０ｋΩとし、ＢとｂのシステムをＲ_１＝Ｒ_３＝２
Ｒ_２＝１ｋΩとしておけば、ａをＢに差し込んだ場合に
は、前記式において、Ｒ_１＝１０ｋΩ，Ｒ_２＝５ｋΩ，
Ｒ_３＝１ｋΩとなるから、Ｖ_１≒３．５Ｖ，Ｖ_１′＝８
Ｖ，Ｖ_１″＝１２Ｖとなり、いずれも０．６Ｖより大き
いから、ＤＣプロテクション回路１３のトランジスタＴ
Ｒ_２がオンし、リレー１５はオンしない。また、ｂをＡ
に差し込んだ場合には、前記式において、Ｒ_１＝１ｋ
Ω，Ｒ_２＝０．５ｋΩ，Ｒ_３＝１０ｋΩとなるから、Ｖ
_１≒−１０Ｖ，Ｖ_１′≒−１１Ｖ，Ｖ_１″＝１２Ｖとな
り、いずれも絶対値が０．６Ｖより大きいから、Ｖ_１≒
−１０Ｖ，Ｖ_１′≒−１１ＶのときはＤＣプロテクショ
ン回路１３のトランジスタＴＲ_１がオンし、Ｖ_１″＝１
２ＶのときはＤＣプロテクション回路１３のトランジス
タＴＲ_２がオンするため、いずれの場合にもリレー１５
はオンしない。

このように抵抗値の設定のみでそのカートリッジをその
本体に使えるか否かの識別を行なわせることができる。

第１図の増幅器は、フィードバック端子Ｐ_Ｆに入力する
信号と、カートリッジ２の帰還増幅回路２３の極性およ
び周波数特性を選択することにより、様々の方式のスピ
ーカ駆動回路に形成することができる。例えばスピーカ
ユニットの振動体の動きに対応するモーショナル信号を
何らかの手法で検出してフィードバック端子Ｐ_Ｆに入力
し、帰還増幅回路２３の極性を負にしてこのモーショナ
ル信号を入力側に負帰還するようにすればモーショナル
フィードバック（ＭＦＢ）回路を形成することができ、
また、スピーカユニットの駆動電流を検出してフィード
バック端子Ｐ_Ｆに入力し、帰還増幅回路２３の極性を正
にしてこの駆動電流信号を入力側に正帰還するようにす
れば負性インピーダンス回路を形成することができる。
ここでは、通常、負荷としてのスピーカユニットを、こ
のユニットの振動体に対する大気反作用を打ち消すよう
な回路、例えば前記のＭＦＢ回路または負性インピーダ
ンス回路が形成されるようにカートリッジ２を構成して
いる。また、カートリッジ２のプリアンプ２２はイコラ
イザアンプとして適切な周波数特性に設定（プリセッ
ト）してある。

第４図は、本出願人が先に出願した特願昭６２−３３４
２６２号（特開平１−３０２９９７号）において示した
負性インピーダンス発生回路を駆動回路として従来のバ
スレフ形スピーカシステムに類似の共鳴ポート付スピー
カシステムを駆動するようにした音響装置の構成を示
す。同図の負性インピーダンス発生回路６０は、増幅回
路６１、抵抗Ｒ_Ｓおよび帰還回路６３から構成されてい
る。ここで、増幅回路６１は第１図のパワーアンプ１１
に、帰還回路６３は第１図の帰還回路１２および帰還増
幅器２３に対応する。

この負性インピーダンス発生回路（駆動回路）６０にお
いては、利得Ａの増幅回路６１の出力を負荷としてのス
ピーカユニット７に与える。そして、負荷電流検出用抵
抗Ｒ_Ｓによってこのスピーカユニット７に流れる電流Ｉ
_Ｌを検出し、伝達利得βの帰還回路６３を介して増幅回
路６１に正帰還する。このようにすれば、駆動回路６０
の出力インピーダンスＺ_Ｏは、Ｒ_Ｏ＝Ｒ_Ｓ（１−Ａβ）として求められる。この式からＡβ＞１とすればＲ_Ｏは
開放安定形の負性抵抗となる。

第５図は、第４図の音響装置の電気等価回路を示す。同
図において、並列共振回路Ｚ_１はユニット７の等価モー
ショナルインピーダンスによるものであり、ｒ_Ｏは振動
系の等価抵抗を示し、Ｓ_Ｏは振動系の等価スチフネスを
示し、ｍ_Ｏは振動系の等価質量を示している。また、直
列共振回路Ｚ_２は共鳴ポート８とキャビネット９とによ
り構成されるヘルムホルツ共鳴器の等価モーショナルイ
ンピーダンスによるものであり、ｒ_Ｃは共鳴器の空胴９
１の等価抵抗を示し、Ｓ_Ｃは空胴９１の等価スチフネス
を示し、ｒ_Ｐは共鳴ポート８の等価抵抗を示し、ｍ_Ｐは
共鳴ポート８の等価質量を示している。また、図中のＡ
は力係数であり、ユニット７が動電形直接放射スピーカ
であるときには、Ｂを磁気ギャップ中の磁束密度、_Ｖ
をボイスコイルの導体の全長とするとＡ＝Ｂ_Ｖとな
る。さらに、図中のＺ_Ｖはユニット７の内部インピーダ
ンス（非モーショナルインピーダンス）であり、ユニッ
ト７が動電形直接放射スピーカであるときには、主とし
てボイスコイルの抵抗Ｒ_Ｖとなり、わずかながらインダ
クタンスを含んでいる。

次に、第４図の音響装置の作用を説明する。負性インピ
ーダンス駆動回路６０からユニット７に駆動信号が与え
られると、ユニット７はこれを電気機械変換して振動板
７１を前後（第４図中の左右）に往復駆動する。振動板
７１はこの往復運動を機械音響変換する。ここで、駆動
回路６０は負性インピーダンス駆動機能を有するが故
に、ユニット７の内部インピーダンスは等価的に低減
（理想的には無効化）されている。したがって、ユニッ
ト７は、駆動回路６０へ入力される駆動信号に忠実に応
動して振動板７１を駆動し、かつ前記の共鳴ポート８と
キャビネット９とにより構成されるヘルムホルツ共鳴器
に対して独立的に駆動エネルギーを与える。このとき、
振動板７１の前面側（第４図中の右面側）は音響を直接
外部に放射するための直接放射部をなしており、振動板
７１の後面側（第４図中の左面側）はキャビネット９と
共鳴ポート８からなるヘルムホルツ共鳴器を駆動するた
めの共鳴器駆動部をなしている。

このため、図中に矢印ａで示すように振動板７１から音
響が直接放射されるとともに、キャビネット９中の空気
が共鳴させられて、図中に矢印ｂで示すように、共鳴放
射部（共鳴ポート８の開口部）から充分な音圧の音響が
共鳴放射される。そして、上記ヘルムホルツ共鳴器にお
ける共鳴ポート８内の空気等価質量の調整により、この
共鳴周波数_ＯＰを従来のバスレフ形スピーカシステム
のヘルムホルツ共鳴周波数_ＯＰより低く設定し、かつ
共鳴ポート８の等価抵抗の調整によるＱ値の適正レベル
への設定により、上記開口部から適切なレベルの音圧が
得られることを条件とし、さらに入力信号レベルを適宜
増減することによって、例えば第６図に実線で示すよう
な音圧の周波数特性を得ることができる。第６図におい
て、２点鎖線は密閉形スピーカシステムの周波数特性お
よびインピーダンス特性を示し、破線はバスレフ形スピ
ーカシステムの周波数特性およびインピーダンス特性を
示す。

以下、ヘルムホルツ共鳴器を利用したスピーカシステム
を負性インピーダンス駆動する場合の作用を説明する。

第７図は、第５図においてＺ_Ｖ−Ｚ_Ｏ＝０、すなわちユ
ニット７の内部インピーダンス（非モーショナルインピ
ーダンス）が等価的に完全に無効化されたときの電気的
等価回路である。ここでは各要素の値に付される係数を
省略して示した。

この等価回路から以下のことが明らかである。

先ず、ユニット７の等価モーショナルインピーダンスに
よる並列共振回路Ｚ_１は、両端が交流的にゼロインピー
ダンスで短絡されている。したがって、この並列共振回
路Ｚ_１は、Ｑ値が０であり、実質的には、もはや共振回
路ではなくなっている。すなわち、このユニット７にあ
っては、単にヘルムホルツ共鳴器にユニット７を取り付
けた状態で有していた最低共振周波数という概念がもは
やなくなっている。以後、ユニット７の最低共振周波数
_Ｏ相当量と言う場合には、実質的には無効化されてし
まった上記概念を仮に呼ぶに過ぎない。このように、ユ
ニット共振系（並列共振回路）Ｚ_１が実質的に共振回路
でなくなる結果、この音響装置における共振系はヘルム
ホルツ共鳴系（直列共振回路）Ｚ_２のみ唯一つになって
しまう。

また、ユニット７は、振動系が実質的に共振回路でなく
なる結果、駆動信号入力に対してリアルタイムで線形応
答し、全く過渡応答することなく、入力電気信号（駆動
信号Ｅ_Ｏ）を忠実に電気機械変換し、振動板７１を変位
させることになる。つまり、完全な制動状態（いわゆる
スピーカデッドの状態）である。この状態におけるこの
スピーカの最低共振周波数_Ｏ相当値近傍の出力音圧周
波数特性は、６dB/octとなる。これに対し、通常の電圧
駆動状態の特性は、１２dB/octとなる。

一方、ヘルムホルツ共鳴器の等価モーショナルインピー
ダンスによる直列共振回路Ｚ_２は、上記駆動信号源Ｅ_Ｏ
にゼロインピーダンスで接続されているので、もはや並
列共振回路Ｚ_１との間に相互依存の関係はなく、並列共
振回路Ｚ_１と直列共振回路Ｚ_２とは無関係に独立して併
存することになる。したがって、キャビネット９の容積
（Ｓ_Ｃに反比例する）および共鳴ポート８の形状、寸法
（ｍ_Ｐに比例する）はユニット７の直接放射特性には影
響せず、また、ヘルムホルツ共鳴器の共鳴周波数および
Ｑ値はユニット７の等価モーショナルインピーダンスに
も影響されない。すなわち、ヘルムホルツ共鳴器の特性
値とユニット７の特性値とは独立して設定することがで
きる。さらに、直列共振回路Ｚ_２の直列抵抗は、ｒ_Ｃ＋
ｒ_Ｐのみであり、これらは通常、充分小さな値であるか
ら、この直列共振回路Ｚ_２、すなわちヘルムホルツ共鳴
器のＱ値は充分に高く設定することができる。

別の見方をすれば、ユニット振動系は実効的には共振系
でなくなっているので、駆動信号入力に応じて変位し、
外力、特にキャビネットの等価スチフネスＳ_Ｃによる大
気反作用には実質的に影響されない。このため、ユニッ
ト７の振動板７１はキャビネット側から見れば等価的に
壁となり、ヘルムホルム共鳴器から見たときのユニット
７の存在が無効化される。したがって、ヘルムホルツ共
鳴器としての共鳴周波数およびＱ値は、ユニット７の非
モーショナルインピーダンスに依存せず、この共鳴周波
数を通常の駆動方式では共鳴のＱ値が非常に小さくなる
ような周波数に設定する場合にもＱ値を充分に大きな値
に維持することができる。また、ヘルムホルツ共鳴系は
ユニット振動系とは全く独立して音響放射を行なう仮想
スピーカとも言うべき存在となっている。そして、この
仮想スピーカは、ポート径に相当する小口径で実現する
にもかかわらず、その低音再生能力から見ると現実のス
ピーカとしては極めて大口径のものに相当する。

以上を従来のバスレフ形スピーカシステムを通常のパワ
ーアンプで定電圧駆動する従来方式と比較すると、該従
来方式では、周知のように、ユニット振動系Ｚ_１とヘル
ムホルツ共鳴系Ｚ_２との複数の共鳴系が存在し、しかも
各共振系の共振周波数およびＱ値は相互に密接に依存し
ていた。例えば、ヘルムホルツ共鳴系Ｚ_２の共振周波数
を下げるためにポートを長くしたり、細くする（ｍ_Ｐが
大きくなる）と、ユニット振動系Ｚ_１ではＱ値が高くな
り、ヘルムホルツ共鳴系Ｚ_２では低くなるし、キャビネ
ットの容積を小さくする（Ｓ_Ｃが大きくなる）と、ポー
トを長くしたり、細くしてヘルムホルツ共鳴系Ｚ_２の共
振周波数を一定に保ったとしても、ユニット振動系Ｚ_１
ではＱ値および共振周波数が高くなり、ヘルムホルツ共
鳴系Ｚ_２ではＱ値がさらに低くなっていた。すなわち、
スピーカシステムの出力音圧周波数特性は、スピーカユ
ニットの特性、キャビネットの容積およびポートの寸法
に密接に関連しているため、これらをマッチングさせる
ためには高度の設計技術が必要であり、出力音圧周波数
特性、特に低域特性を損なうことなくキャビネット（シ
ステム）を小形化したり、音質等他の特性を損なうこと
なく既存のシステムの音響再生帯域を簡単に拡大するこ
とは、一般に無理であると考えられていた。また、上記
ヘルムホルツ共鳴系Ｚ_２における共振周波数_ＯＰより
低い帯域での周波数と共鳴音響放射能力との関係は、音
圧レベルから見れば、周波数の低下に対して１２dB/oct
程度の割合で低下し、共振周波数をバスレフ形スピーカ
システムの基本思想に対して極度に低く設定すると、入
力信号レベルの増減による補正は極めて困難になってい
た。

この実施例の増幅器は、上述のように、ヘルムホルツ共
鳴を利用したスピーカシステムを負性インピーダンス駆
動するようにしたため、システムのユニット振動系とヘ
ルムホルツ共鳴系の特性や寸法等を独立に設定でき、か
つ、ヘルムホルツ共鳴系の共振周波数を低く設定しても
Ｑ値、低音再生能力を高く保持することができるように
なるうえ、ユニット振動系の共鳴器駆動能力も強力（６
dB/oct）となるので、周波数特性のうねりを、入力信号
レベルの増減、例えば通常の音質調整程度の増減により
補正し得る等の特徴が得られ、このため、周波数特性お
よび音質を損なうことなくキャビネットを小形化してス
ピーカシステムを小形に構成することができるととも
に、既存のスピーカシステムを従来の定電圧駆動による
場合よりも音質を向上させ、あるいは音響再生帯域、特
に低音側を簡単に拡大して駆動することができる。

なお、上述においては、Ｚ_Ｖ−Ｚ_Ｏ＝０の場合について
のみ説明したが、−Ｚ_Ｏ＜０であればＺ_Ｖ−Ｚ_Ｏ＝０の
場合であっても前記Ｚ_Ｖ−Ｚ_Ｏ＝０の場合と従来の定電
圧駆動方式の場合との間の特性が得られる。したがっ
て、この性質を積極的に利用して、例えばヘルムホルツ
共鳴系のＱ値の調整を、ポート径を調節したり、キャビ
ネット内にグラスウールやフェルト等の機械的Ｑダンパ
を入れたりして行なう代わりに、負性インピーダンス−
Ｚ_Ｏを調節することにより行なうようにすることができ
る。

また、この場合、出力インピーダンスの設定や入力信号
レベルの増減を可変抵抗器や切換スイッチ等により適正
に設定することは、一般ユーザにとっては極めて困難で
あったが、第１図に示すように、適当なカートリッジ２
を選択して結合することにより帰還回路６３の伝達特性
およびプリアンプ２２の周波数特性を変更して、駆動す
べきシステムや演奏しようとする音楽に適正な負性イン
ピーダンス値−Ｚ_Ｏおよびイコライザ特性等を設定する
ようにしたため、この負性インピーダンス値−Ｚ_Ｏやイ
コライザ特性等の適正値への設定が極めて容易になっ
た。

なお、密閉形スピーカシステムは、上述の共鳴ポート付
スピーカシステムの共鳴ポートを除去したものであり、
したがって第５図および第７図の等価回路で言えば共鳴
ポートの等価質量ｍ_Ｐを∞、つまり等価コンデンサｍ_Ｐ
／Ａ^２を短絡したものとして把握することができる。す
なわち、密閉形スピーカシステムにおいても、出力イン
ピーダンス中に負性インピーダンスを含むパワーアンプ
で駆動し、かつこのパワーアンプの入力信号レベルを増
減することによって、キャビネットの容積に依らずスピ
ーカユニットの最低共振周波数_Ｏ相当値近傍まで比較
的高品質の再生を実現することができるようになる。

第８図は、スピーカユニット等の振動器を負性インピー
ダンス駆動するための負性インピーダンス発生回路の基
本構成を示す。

同図の回路は、利得Ａの増幅器６１の出力をスピーカ７
による負荷Ｚ_Ｌに与える。そして、この負荷Ｚ_Ｌに流れ
る電流Ｉ_Ｌを検出し、伝達利得βの帰還回路６３を介し
て増幅６１に正帰還する。このようにすれば、回路の出
力インピーダンスＺ_Ｏは、Ｚ_Ｏ＝Ｚ_Ｓ（１−Ａβ）‥‥‥‥（４）として求められる。この（４）式からＡβ＞１とすれば
Ｚ_Ｏは開放安定形の負性インピーダンスとなる。ここ
で、Ｚ_Ｓは電流を検出するセンサのインピーダンスであ
る。

したがって、この第８図の回路において、インピーダン
スＺ_Ｓの種類を適宜選択することにより、出力インピー
ダンス中に所望の負性インピーダンス成分を含ませるこ
とができる。例えば、電流Ｉ_ＬをインピーダンスＺ_Ｓの
両端電圧により検出する場合には、インピーダンスＺ_Ｓ
が抵抗Ｒ_Ｓであれば負性インピーダンス成分は負性抵抗
成分となり、インダクタンスＬ_Ｓであれば負性インダク
タンス成分となり、キャパシタンスＣ_Ｓであれば負性キ
ャパシタンスとなる。また、帰還回路６３に積分器を用
い、インピーダンスＺ_ＳとしてのインダクタンスＬ_Ｓの
両端電圧を積分して検出することにより負性インピーダ
ンス成分を負性抵抗成分とすることができ、さらに帰還
回路６３に微分器を用い、インピーダンスＺ_Ｓとしての
キャパシタンスＣ_Ｓの両端電圧を微分して検出しても負
性インピーダンス成分は負性抵抗成分となる。電流検出
センサとしては、これらのインピーダンス素子Ｒ_Ｓ，Ｌ
_Ｓ，Ｃ_Ｓ等の他、Ｃ．Ｔ．やホール素子等の電流プロー
ブを用いることも可能である。

このような回路に相当する具体例は、例えば特公昭５９
−５１７７１号等に示されている。

また、電流検出をスピーカ７の非接地側で行なうことも
可能である。このような回路の具体例は、例えば特公昭
５４−３３７０４号等に示されている。第９図はＢＴＬ
接続の例であるが、第８図の回路に適用することは容易
である。第９図の６４は反転回路である。

第１０図は出力インピーダンス中に負性抵抗成分を含む
アンプの具体的回路例を示す。

第１０図のアンプにおける出力インピーダンスＺ_Ｏは、Ｚ_Ｏ＝Ｒ_Ｓ（１−Ｒ_ｂ／Ｒ_ａ）＝０．２２（１−３０／１．６）＝−３．９（Ω）となる。また、第１０図において、点線で囲んだ部分２
が第１図のカートリッジ２内の制御情報回路に相当す
る。

第１１図の増幅器は、第１図のものに対し、本体１側で
電源−Ｂ供給端子Ｐ₁₈とプロテクション用端子Ｐ₁₉との
間にバイアス抵抗Ｒ_３′を接続し、抵抗値設定の自由度
を増した例を示す。この増幅器においても、各抵抗値の
設定に関する考え方は第１図のものと同様であり、カー
トリッジ非挿入時には電源＋Ｂおよび−Ｂ間を抵抗Ｒ_３
とＲ_３′で分圧した電圧がＤＣプロテクション回路１３
においてリレー１５をオフさせる−０．６Ｖから＋０．
６Ｖまでの範囲にない電圧となるように、すなわちこの
分圧回路からＤＣプロテクション回路１３の入力に前記
範囲以外の直流バイアス電圧が加算されるように、そし
て、カートリッジ挿入時には電源＋Ｂおよび−Ｂ間を抵
抗Ｒ_１Ｒ_３とＲ_２Ｒ_３′で分圧した電圧がＤＣプロ
テクション回路１３においてリレー１５をオンさせる−
０．６Ｖから＋０．６Ｖまでの範囲内の電圧となるよう
に抵抗値Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３，Ｒ_３′を設定する。

第１２図の増幅器は、第１図のものに対し、プロテクシ
ョン端子を両側端の端子以外の端子に設定し、カートリ
ッジ２側の抵抗を１本とした例を示す。この場合、プロ
テクション端子として他の端子より短くするのは１個だ
けでもよい。この増幅器においては、各抵抗値Ｒ₁₁，Ｒ
₁₂，Ｒ₁₃を、カートリッジ非挿入時には電源＋Ｂおよび
−Ｂ間を抵抗Ｒ₁₂とＲ₁₃で分圧した電圧Ｖ_１がＶ_１＜−
０．６Ｖ，＋０．６Ｖ＜Ｖ_１となり、かつカートリッジ
挿入時には電源＋Ｂおよび−Ｂ間を抵抗Ｒ₁₁Ｒ₁₂とＲ
₁₃で分圧した電圧Ｖ_１が−０．６Ｖ＜Ｖ_１＜＋０．６Ｖ
となるように設定する。

［実施例の変形例］なお、前記駆動回路は、電気音響変換器の振動体を周囲
からの反作用を打ち消すように駆動するものであればよ
く、例えば特公昭５８−３１１５６号に開示されたよう
ないわゆるＭＦＢ回路であってもよい。

さらに、前記出力インピーダンスに周波数特性を持たせ
ることにより、Ｑ_OCやＱ_OP等の設定の自由度を向上させ
ることも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例に係る増幅器の回路構成
図、第２図は、第１図のプロテクション回路の構成図、第３図は、第１図の増幅器の動作説明のための図、第４図は、第１図の増幅器を用いた音響装置の回路構成
図、第５図は、第４図の音響装置の電気的等価回路図、第６図は、第４図の音響装置から放射される音響の音圧
周波数特性図、第７図は、第５図においてＺ_Ｖ−Ｚ_Ｏ＝０としたときの
等価回路図、第８図および第９図は、負性インピーダンスを発生する
回路の基本的回路図、第１０図は、負性抵抗駆動の具体的回路図、第１１図および第１２図は、それぞれこの発明の他の実
施例を示す要部回路図である。１：増幅器本体、２：カートリッジ（制御情報収納
体）、７：スピーカユニット、１１：パワーアンプ、１
２：帰還回路、１３：ＤＣプロテクション回路、３１：
本体側ジャック、３２：カートリッジ側差込端子部、６
０：負性インピーダンス発生回路、Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３，
Ｒ_３，Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₁₃：抵抗、Ｐ₁₁〜Ｐ₁₉：本体側端
子、Ｐ₂₁〜Ｐ₂₉：カートリッジ側接続端子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】正常動作時の出力端直流電圧を実質的に零
に設定された出力部およびこの出力端直流電圧の絶対値
が所定の電圧を超えたときこれを検出して前記出力端か
らの出力を遮断する直流保護手段を備えた増幅器本体
と、この本体とは別体に、かつこの本体とは分離および
結合自在に構成された制御情報収納体とを有し、この本
体に結合された制御情報収納体に収納された制御情報に
応じてその電気的特性を設定される増幅器の、前記制御
情報収納体の分離および結合状態に応じて前記出力端か
らの出力を禁止および可能化する保護回路であって、前記本体に配設され、制御情報収納体と本体との分離時
に前記直流保護手段の入力電圧に直流バイアス電圧を加
算する直流バイアス回路と、前記制御情報収納体と本体との結合時に、前記直流バイ
アス回路を構成する回路要素を含み前記制御情報収納体
および本体の双方に分散配置された回路要素ならびに前
記制御情報収納体の接続端子の一部および対応する本体
側端子によって全体として形成され、実質的に零の電圧
を前記直流バイアス電圧に代えて出力する電源分圧回路
とを具備することを特徴とする保護回路。
【請求項２】前記電源分圧回路を形成する前記制御情報
収納体の接続端子の一部または対応する本体側端子のう
ち少なくとも１つの端子を他の端子より短く形成したこ
とを特徴とする請求項１記載の保護回路。