JPH066324A - スペクトラム拡散通信方法 - Google Patents
スペクトラム拡散通信方法Info
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- JPH066324A JPH066324A JP18618492A JP18618492A JPH066324A JP H066324 A JPH066324 A JP H066324A JP 18618492 A JP18618492 A JP 18618492A JP 18618492 A JP18618492 A JP 18618492A JP H066324 A JPH066324 A JP H066324A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信機が非常に大きな電力の干渉波を受信し
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供すること。 【構成】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を
乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於いて、周
波数スペクトルの重なりが互いに少なくなるように、短
周期長のＰＮ系列符号ユニットを非反転及び／又は反転
した配列パターンからなるＰＮ配列符号を複数個作り、
その一つ又は複数個を夫々の通信チャネルに割り当て
た。
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供すること。 【構成】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を
乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於いて、周
波数スペクトルの重なりが互いに少なくなるように、短
周期長のＰＮ系列符号ユニットを非反転及び／又は反転
した配列パターンからなるＰＮ配列符号を複数個作り、
その一つ又は複数個を夫々の通信チャネルに割り当て
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は互いに干渉波を除去し、
かつ高能率にデータを伝送することが可能なスペクトラ
ム拡散通信方法に関する。
かつ高能率にデータを伝送することが可能なスペクトラ
ム拡散通信方法に関する。
【０００２】
【従来技術】スペクトラム拡散通信方法は伝送すべきデ
ータＤで変調された搬送波を比較的広い周波数帯域に拡
散して伝送するため単位周波数当たりの伝送電力が小さ
く、他の通信に対しての妨害を与えることが殆どないの
みならず外部雑音の影響を受けにくい点及び秘匿性に優
れる点等に多くの特徴がある。無線通信路を介してスペ
クトラム拡散通信を行なう方法としては図１７に示すも
のが一般的である。即ち、この通信方法では送信機Ｔ１
は発振器１で発生した周波数ｆ０の搬送波を第１の乗算
器２よって伝送すべきデータＤで変調し、更に第２の乗
算器３によりその変調信号を前記データＤの周期長と同
じビット周期長の疑似雑音（以下、ＰＮ系列と称す
る）、例えばその中で一般に広く使われているＭ系列で
乗積変調することによってデータＤを含む搬送波をスペ
クトラム拡散した後、無線通信路を介して受信機Ｒ１に
送出する。
ータＤで変調された搬送波を比較的広い周波数帯域に拡
散して伝送するため単位周波数当たりの伝送電力が小さ
く、他の通信に対しての妨害を与えることが殆どないの
みならず外部雑音の影響を受けにくい点及び秘匿性に優
れる点等に多くの特徴がある。無線通信路を介してスペ
クトラム拡散通信を行なう方法としては図１７に示すも
のが一般的である。即ち、この通信方法では送信機Ｔ１
は発振器１で発生した周波数ｆ０の搬送波を第１の乗算
器２よって伝送すべきデータＤで変調し、更に第２の乗
算器３によりその変調信号を前記データＤの周期長と同
じビット周期長の疑似雑音（以下、ＰＮ系列と称す
る）、例えばその中で一般に広く使われているＭ系列で
乗積変調することによってデータＤを含む搬送波をスペ
クトラム拡散した後、無線通信路を介して受信機Ｒ１に
送出する。
【０００３】一方、受信機Ｒ１は前記送信側Ｔ１と同一
のＭ系列符号を発生する系列発生器４を具え、送信機Ｔ
１から送致されたスペクトラム拡散信号を図示を省略し
たアンテナを介して増幅器５に導き、所要レベルに増幅
した後、この増幅信号と局部発振器６のローカル信号と
をミキサ７で周波数混合することによってそのスペクト
ラム拡散信号を周波数ｆ0 −ｆL （以下、中間周波数ｆ
I と称する）の中間周波信号に変換する。又、中間周波
信号は図示を省略したバンドパスフィルタや増幅器を経
た後、乗算器８を使用して前記送信側Ｔ1 のＭ系列と系
列発生器４のＭ系列との間で相関をとると共に、その相
関信号を中心周波数がｆI であって帯域幅が前記データ
Ｄの伝送速度に基づき設定されたバンドパスフィルタ９
に入力し、その出力信号を検波器１０で包絡線検波する
ことによって元の情報データＤを復調する。更に、その
復調データは同期検出器１１を介して系列発生器４の制
御端子に入力し、送信側Ｔ1 及び受信機Ｒ1 夫々のＭ系
列の位相が互いに同期するように系列発生器４のＭ系列
発生タイミングを制御する。
のＭ系列符号を発生する系列発生器４を具え、送信機Ｔ
１から送致されたスペクトラム拡散信号を図示を省略し
たアンテナを介して増幅器５に導き、所要レベルに増幅
した後、この増幅信号と局部発振器６のローカル信号と
をミキサ７で周波数混合することによってそのスペクト
ラム拡散信号を周波数ｆ0 −ｆL （以下、中間周波数ｆ
I と称する）の中間周波信号に変換する。又、中間周波
信号は図示を省略したバンドパスフィルタや増幅器を経
た後、乗算器８を使用して前記送信側Ｔ1 のＭ系列と系
列発生器４のＭ系列との間で相関をとると共に、その相
関信号を中心周波数がｆI であって帯域幅が前記データ
Ｄの伝送速度に基づき設定されたバンドパスフィルタ９
に入力し、その出力信号を検波器１０で包絡線検波する
ことによって元の情報データＤを復調する。更に、その
復調データは同期検出器１１を介して系列発生器４の制
御端子に入力し、送信側Ｔ1 及び受信機Ｒ1 夫々のＭ系
列の位相が互いに同期するように系列発生器４のＭ系列
発生タイミングを制御する。
【０００４】しかし、上述のような従来の通信方法では
互いに通信を希望しない二つの通信局Ａ及びＢ夫々のＭ
系列相互の相関値をゼロにしたとしても、両通信局が互
いに近距離に位置する場合、各局の送信波は他方局にと
って大電力の干渉波となるため、各受信機Ｒ1 の初段増
幅器が飽和して相関復調動作を大きく損なうと云う問題
があった。従来、この問題を解決する方法としては図１
８に示すように、各通信局Ａ乃至Ｄは共に基地局Ｅを介
して中継伝送する方式を用い、各局の送信電力を基地局
Ｅからの距離に対応して制御する電力制御方式が用いら
れていた。即ち、通信局ＡとＢ及びＣとＤとの間で各局
が互いにデータ通信を希望する場合、各局は夫々基地局
Ｅを介して互いにデータを伝送すると共に、各局夫々の
送信電力及びその指向性を自局と基地局Ｅとの間の距離
及び位置関係に応じて設定することによって、互いの受
信機初段増幅器の飽和を防止するようにしていた。
互いに通信を希望しない二つの通信局Ａ及びＢ夫々のＭ
系列相互の相関値をゼロにしたとしても、両通信局が互
いに近距離に位置する場合、各局の送信波は他方局にと
って大電力の干渉波となるため、各受信機Ｒ1 の初段増
幅器が飽和して相関復調動作を大きく損なうと云う問題
があった。従来、この問題を解決する方法としては図１
８に示すように、各通信局Ａ乃至Ｄは共に基地局Ｅを介
して中継伝送する方式を用い、各局の送信電力を基地局
Ｅからの距離に対応して制御する電力制御方式が用いら
れていた。即ち、通信局ＡとＢ及びＣとＤとの間で各局
が互いにデータ通信を希望する場合、各局は夫々基地局
Ｅを介して互いにデータを伝送すると共に、各局夫々の
送信電力及びその指向性を自局と基地局Ｅとの間の距離
及び位置関係に応じて設定することによって、互いの受
信機初段増幅器の飽和を防止するようにしていた。
【０００５】しかしながら、上述のスペクトラム拡散通
信方法では各局のアンテナの指向性が劣りビーム幅を狭
くし得ず、しかも夫々の通信局と基地局との距離に対
し、当該通信局相互間の距離が極めて小さいときは必ず
しも互いの干渉を防止得ない。例えば、図１８の例につ
いて説明すれば通信局ＡとＣとの距離がこれ等両局夫々
と基地局Ｅとの距離よりも著しく小さいため、夫々の送
信波は他方局にとって基地局Ｅから送信された希望波の
電力よりも非常に大きな干渉波となり、通信局夫々の受
信機の初段増幅器の飽和を防止することができないと云
う問題があった。
信方法では各局のアンテナの指向性が劣りビーム幅を狭
くし得ず、しかも夫々の通信局と基地局との距離に対
し、当該通信局相互間の距離が極めて小さいときは必ず
しも互いの干渉を防止得ない。例えば、図１８の例につ
いて説明すれば通信局ＡとＣとの距離がこれ等両局夫々
と基地局Ｅとの距離よりも著しく小さいため、夫々の送
信波は他方局にとって基地局Ｅから送信された希望波の
電力よりも非常に大きな干渉波となり、通信局夫々の受
信機の初段増幅器の飽和を防止することができないと云
う問題があった。
【０００６】又、このような問題を解決するために周波
数ホッピング（ＦＨ）方式を用いて送信電力が非常に大
きい干渉波を除去する手段が提案されているが、干渉波
と希望波とを互いに無相関にすることが可能なホッピン
グパターンを作る方法は知られていない、又ＦＨ方式の
出力信号生成用位相制御発振器（ＰＬＯ）の発振周波数
を高速に切り替えることは、ＰＬＯが入力の積分値で動
作するために難しいと云う理由でホッピング速度を高く
することが困難であるから、実用的な通信方法として用
いることができないと云う問題があった。
数ホッピング（ＦＨ）方式を用いて送信電力が非常に大
きい干渉波を除去する手段が提案されているが、干渉波
と希望波とを互いに無相関にすることが可能なホッピン
グパターンを作る方法は知られていない、又ＦＨ方式の
出力信号生成用位相制御発振器（ＰＬＯ）の発振周波数
を高速に切り替えることは、ＰＬＯが入力の積分値で動
作するために難しいと云う理由でホッピング速度を高く
することが困難であるから、実用的な通信方法として用
いることができないと云う問題があった。
【０００７】
【発明の目的】本発明は上述したような従来のスペクト
ラム拡散通信方法の問題を解決するためになされたもの
であって、受信機が非常に大きな電力の干渉波を受信し
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供することを
目的とする。
ラム拡散通信方法の問題を解決するためになされたもの
であって、受信機が非常に大きな電力の干渉波を受信し
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供することを
目的とする。
【０００８】
【発明の概要】上述の問題を解決するため、本発明に於
いては以下のように構成する。即ち、伝送すべきデータ
の各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出するスペクトラム
拡散通信方法に於いて、周波数スペクトルの重なりが互
いに少なくなるように、ＰＮ系列符号ユニットを非反転
及び／又は反転した配列パターンからなるＰＮ配列符号
を複数個作り、その一つ又は複数個を夫々の通信チャネ
ルに割り当てる。更に、上記したようにＰＮ配列符号を
夫々の通信チャネルに割当ると共に、夫々の受信側でそ
のＰＮ配列符号の周波数スペクトルパターンに応じたフ
ィルタを使用して干渉波を除去するように構成する。換
言すれば、本発明は比較的短い周期のＭ系列を単位と
し、これを複数個並べた系列により拡散されたスペクト
ルが櫛形状に離散したものになることに着目し、このス
ペクトルパターンを各通信チャネルに割り当て、適応制
御すればその占有帯域が互いに重複しないようにシフト
することができ夫々のスペクトル成分を適当なフィルタ
により周波数領域上で分離抑圧することによって受信機
の高周波部での干渉を防止するものである。又は、伝送
すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出する
スペクトラム拡散通信方法に於いて、前記伝送すべきデ
ータをそのデータレートの周波数帯域内に制限する手段
を具えることによって、受信側に配備した他の拡散符号
との間の相互相関値をゼロに近付けるように構成する。
或は、ＰＮ系列符号発生器と乗算器間、又は前記乗算器
出力側に帯域制限フィルタを挿入することによって、送
信信号を主要スペクトル帯域の範囲内に制限するように
構成する。
いては以下のように構成する。即ち、伝送すべきデータ
の各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出するスペクトラム
拡散通信方法に於いて、周波数スペクトルの重なりが互
いに少なくなるように、ＰＮ系列符号ユニットを非反転
及び／又は反転した配列パターンからなるＰＮ配列符号
を複数個作り、その一つ又は複数個を夫々の通信チャネ
ルに割り当てる。更に、上記したようにＰＮ配列符号を
夫々の通信チャネルに割当ると共に、夫々の受信側でそ
のＰＮ配列符号の周波数スペクトルパターンに応じたフ
ィルタを使用して干渉波を除去するように構成する。換
言すれば、本発明は比較的短い周期のＭ系列を単位と
し、これを複数個並べた系列により拡散されたスペクト
ルが櫛形状に離散したものになることに着目し、このス
ペクトルパターンを各通信チャネルに割り当て、適応制
御すればその占有帯域が互いに重複しないようにシフト
することができ夫々のスペクトル成分を適当なフィルタ
により周波数領域上で分離抑圧することによって受信機
の高周波部での干渉を防止するものである。又は、伝送
すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出する
スペクトラム拡散通信方法に於いて、前記伝送すべきデ
ータをそのデータレートの周波数帯域内に制限する手段
を具えることによって、受信側に配備した他の拡散符号
との間の相互相関値をゼロに近付けるように構成する。
或は、ＰＮ系列符号発生器と乗算器間、又は前記乗算器
出力側に帯域制限フィルタを挿入することによって、送
信信号を主要スペクトル帯域の範囲内に制限するように
構成する。
【０００９】
【実施例】先ず、実施例を説明する前に、本発明の理解
を助けるために交番Ｍ系列とその特性について詳細に説
明する。図１（ａ）は送信すべきデータをＢＰＳＫ変調
する場合の信号波形を示したもので、データ入力”
１”，”０”に対応してＭ系列の非反転系列Ｍ（＋）と
反転系列Ｍ（−）を適宜組み合わせて拡散変調する場合
を示したものである。この場合、系列長Ｍ0 *＝２m −１
（但し、ｍは任意の正数）の比較的短い小Ｍ系列を考
え、これを配列常数Ｎ＝２n （但し、ｎは任意の正数）
個並べて、フレーム長がＭＦ＝ＮＭ0 *となる拡散系列を
作り、これをデータ周期Ｔに対応させる。図１（ｂ）に
示す配列パターンＰ0 はこのＭ0 *（＋）（図には＋とし
て表示）を８個並べたものである。図１（ｃ）乃至
（ｅ）に示す配列パターンＰ1 〜Ｐ3 は、Ｍ0 *（＋）と
Ｍ0 *（−）（図には−として表示）を交互に配列したも
のである。この列に示す＋，−の系列は図２に示す８次
アダマール行列、即ち８行８列のアダマール行列中の４
行に当たり。ここでは、Ｐ0 〜Ｐ3 を基本交番Ｍ系列と
呼ぶことにする。
を助けるために交番Ｍ系列とその特性について詳細に説
明する。図１（ａ）は送信すべきデータをＢＰＳＫ変調
する場合の信号波形を示したもので、データ入力”
１”，”０”に対応してＭ系列の非反転系列Ｍ（＋）と
反転系列Ｍ（−）を適宜組み合わせて拡散変調する場合
を示したものである。この場合、系列長Ｍ0 *＝２m −１
（但し、ｍは任意の正数）の比較的短い小Ｍ系列を考
え、これを配列常数Ｎ＝２n （但し、ｎは任意の正数）
個並べて、フレーム長がＭＦ＝ＮＭ0 *となる拡散系列を
作り、これをデータ周期Ｔに対応させる。図１（ｂ）に
示す配列パターンＰ0 はこのＭ0 *（＋）（図には＋とし
て表示）を８個並べたものである。図１（ｃ）乃至
（ｅ）に示す配列パターンＰ1 〜Ｐ3 は、Ｍ0 *（＋）と
Ｍ0 *（−）（図には−として表示）を交互に配列したも
のである。この列に示す＋，−の系列は図２に示す８次
アダマール行列、即ち８行８列のアダマール行列中の４
行に当たり。ここでは、Ｐ0 〜Ｐ3 を基本交番Ｍ系列と
呼ぶことにする。
【００１０】このような交番Ｍ系列のスペクトルの例を
図３に示す。各配列パターンの基本波をｆi とすれば、
そのスペクトルはｆi の整数倍の高調波からなる。同図
の縦軸は、拡散系列の２値に±０．５Ｖを対応させたと
きの電圧値である。又、ｉ≠０のパターンは基本波ｆi
の奇数倍の周波数成分のみ有する。
図３に示す。各配列パターンの基本波をｆi とすれば、
そのスペクトルはｆi の整数倍の高調波からなる。同図
の縦軸は、拡散系列の２値に±０．５Ｖを対応させたと
きの電圧値である。又、ｉ≠０のパターンは基本波ｆi
の奇数倍の周波数成分のみ有する。
【００１１】ここで、クロック周波数をｆｃ、データ伝
送レートをｆｄとすると、前記図１の構成から次の関係
が与えられる。 ｆｃ＝ＮＭ0 *ｆd （１） Ｎ＝２n （２） Ｍ0 *＝２m −１ （３） これ等から、各配列パターンＰｉの基本波成分は、 Ｐ0 ：ｆ0 ＝Ｎｆd ＝ｃ0 ｆd ＝ｆc ／Ｍ0 *
（４） Ｐi ：ｆi ＝Ｎｆd ／２i ＝ｃｉｆd ＝ｆｃ／（２i Ｍ
0 *）（ｉ≠０ （５） ｃi ＝Ｎ／２i （ｉ≠０） （６） 又、各配列パターンＰｉの高調波成分を表現すると、 Ｐ0 ：ｆ0k＝ｋｆ0 ［ｋ＝１，２，３，…（Ｍ0 *−
１）］ （７） Ｐi ：ｆik＝ｋ0 ｆi ［ｋ0 ＝１，３，５，…（２i
−１）Ｍ0 *］［ｉ＝１，２，３，…（ＮS −１）］
（８） ここに、ＮS は交番Ｍ系列のパターンの種
類の数であり、Ｐ0 を含めて ＮS ＝（ｌｏｇ2 Ｎ）＋１＝ｎ＋１ （９） となる。
送レートをｆｄとすると、前記図１の構成から次の関係
が与えられる。 ｆｃ＝ＮＭ0 *ｆd （１） Ｎ＝２n （２） Ｍ0 *＝２m −１ （３） これ等から、各配列パターンＰｉの基本波成分は、 Ｐ0 ：ｆ0 ＝Ｎｆd ＝ｃ0 ｆd ＝ｆc ／Ｍ0 *
（４） Ｐi ：ｆi ＝Ｎｆd ／２i ＝ｃｉｆd ＝ｆｃ／（２i Ｍ
0 *）（ｉ≠０ （５） ｃi ＝Ｎ／２i （ｉ≠０） （６） 又、各配列パターンＰｉの高調波成分を表現すると、 Ｐ0 ：ｆ0k＝ｋｆ0 ［ｋ＝１，２，３，…（Ｍ0 *−
１）］ （７） Ｐi ：ｆik＝ｋ0 ｆi ［ｋ0 ＝１，３，５，…（２i
−１）Ｍ0 *］［ｉ＝１，２，３，…（ＮS −１）］
（８） ここに、ＮS は交番Ｍ系列のパターンの種
類の数であり、Ｐ0 を含めて ＮS ＝（ｌｏｇ2 Ｎ）＋１＝ｎ＋１ （９） となる。
【００１２】従って、交番Ｍ系列は前記図３に於いてＰ
3 を除くとデータ入力との乗算による各線スペクトルの
両側への帯域の拡大（±ｆd ）を考慮し、且つ上述した
ように交番Ｍ系列夫々を同一系列のＭ系列で作成して
も、各パターンのスペクトルは相互に重複することなく
これ等の拡散変調波の相互相関をゼロにすることがで
き、しかもこれ等拡散変調波の周波数夫々を各通信チャ
ネル毎に割当ると共に分離抽出すれば通信チャネル相互
に影響し合う干渉波を抑圧することが可能となり上述し
たような初段増幅器の飽和を防止することができる。本
発明は上述した原理によって干渉信号を除去するもので
あって、以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細
に説明する。
3 を除くとデータ入力との乗算による各線スペクトルの
両側への帯域の拡大（±ｆd ）を考慮し、且つ上述した
ように交番Ｍ系列夫々を同一系列のＭ系列で作成して
も、各パターンのスペクトルは相互に重複することなく
これ等の拡散変調波の相互相関をゼロにすることがで
き、しかもこれ等拡散変調波の周波数夫々を各通信チャ
ネル毎に割当ると共に分離抽出すれば通信チャネル相互
に影響し合う干渉波を抑圧することが可能となり上述し
たような初段増幅器の飽和を防止することができる。本
発明は上述した原理によって干渉信号を除去するもので
あって、以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細
に説明する。
【００１３】図４は本発明に係る方法を実施するための
スペクトラム拡散信号の送信機と受信機の一実施例を示
す構成図である。同図に於いてＴ2 は送信機であって、
周波数ｆ0 の搬送波を発生する発振器１２と、後述する
ような系列符号を発生する符号発生器１３とを具え、第
１の乗算器１４によって伝送すべきデータＤで前記搬送
波を変調し、第２の乗算器１５によりその変調信号を前
記系列符号で乗積変調することによってデータＤを含む
搬送波をスペクトラム拡散した後、無線通信路を介して
受信機Ｒ2 に送出するように構成する。
スペクトラム拡散信号の送信機と受信機の一実施例を示
す構成図である。同図に於いてＴ2 は送信機であって、
周波数ｆ0 の搬送波を発生する発振器１２と、後述する
ような系列符号を発生する符号発生器１３とを具え、第
１の乗算器１４によって伝送すべきデータＤで前記搬送
波を変調し、第２の乗算器１５によりその変調信号を前
記系列符号で乗積変調することによってデータＤを含む
搬送波をスペクトラム拡散した後、無線通信路を介して
受信機Ｒ2 に送出するように構成する。
【００１４】一方、受信機Ｒ2 は周波数ｆＬのローカル
信号を発生する局部発振器１６及び前記送信機Ｔ2 と同
一の系列符号を発生する符号発生器１７を具え、送信機
Ｔ2から送致されたスペクトラム拡散信号をフィルタ１
８及び増幅器１９を介して抽出した信号と前記ローカル
信号とをミキサ２０で周波数混合することによってその
スペクトラム拡散信号を周波数ｆI の中間周波信号に変
換する。又、乗算器２１により前記系列符号と中間周波
信号との間で相関をとると共に、その相関信号から前記
データＤの伝送速度に基づく帯域幅で、その中心周波数
がｆI の信号成分をバンドパスフィルタ２２で抽出した
後、その抽出信号を検波器２３で包絡線検波し、周波数
ｆI のキャリア成分を除去することによって送信された
情報データＤを復調するように構成する。
信号を発生する局部発振器１６及び前記送信機Ｔ2 と同
一の系列符号を発生する符号発生器１７を具え、送信機
Ｔ2から送致されたスペクトラム拡散信号をフィルタ１
８及び増幅器１９を介して抽出した信号と前記ローカル
信号とをミキサ２０で周波数混合することによってその
スペクトラム拡散信号を周波数ｆI の中間周波信号に変
換する。又、乗算器２１により前記系列符号と中間周波
信号との間で相関をとると共に、その相関信号から前記
データＤの伝送速度に基づく帯域幅で、その中心周波数
がｆI の信号成分をバンドパスフィルタ２２で抽出した
後、その抽出信号を検波器２３で包絡線検波し、周波数
ｆI のキャリア成分を除去することによって送信された
情報データＤを復調するように構成する。
【００１５】ここでは、図５に示すように送信機Ｔ2 及
び受信機Ｒ2 を通信局Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ夫々が具え、通
信局ＡとＢ及び通信局ＣとＤとの間で互いにデータ通信
を行う場合を考え、互いに近距離に配置された通信局Ａ
及びＣ夫々の送信波が他方の受信機に干渉しないように
するためのスペクトラム拡散通信方法を説明する。
び受信機Ｒ2 を通信局Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ夫々が具え、通
信局ＡとＢ及び通信局ＣとＤとの間で互いにデータ通信
を行う場合を考え、互いに近距離に配置された通信局Ａ
及びＣ夫々の送信波が他方の受信機に干渉しないように
するためのスペクトラム拡散通信方法を説明する。
【００１６】先ず、通信局Ａ及びＢは前記図２に示す８
次アダマール行列の１行目のパターン”＋＋＋＋＋＋＋
＋”の各記号に応じて、系列長がＭ0 *＝２m −１［ビッ
ト］のＭ系列ＭA を非反転させた系列ＭA + を図６に示
すように前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭ
F ＝８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰA を符号発生器１３
及び１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させ
る。又、通信局Ａ及びＢ夫々のフィルタ１８には図３
（ａ）に示すように周波数ｆc1＝８ｆd ｋ（但し、ｋ＝
１，２，３，…，Ｍ0 *−１）の中心周波数で、帯域幅が
ｆd の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号
ＰA でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡
散信号を両局間の通信媒体として使用する。
次アダマール行列の１行目のパターン”＋＋＋＋＋＋＋
＋”の各記号に応じて、系列長がＭ0 *＝２m −１［ビッ
ト］のＭ系列ＭA を非反転させた系列ＭA + を図６に示
すように前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭ
F ＝８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰA を符号発生器１３
及び１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させ
る。又、通信局Ａ及びＢ夫々のフィルタ１８には図３
（ａ）に示すように周波数ｆc1＝８ｆd ｋ（但し、ｋ＝
１，２，３，…，Ｍ0 *−１）の中心周波数で、帯域幅が
ｆd の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号
ＰA でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡
散信号を両局間の通信媒体として使用する。
【００１７】一方、通信局Ｃ及びＤは前記図２に示す８
次アダマール行列の２行目のパターン”＋−＋−＋−＋
−”の各記号に応じて、前記Ｍ系列ＭA を非反転させた
系列ＭA +と反転させた系列ＭA -とを図７に示すように交
互に前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭF ＝
８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰB を符号発生器１３及び
１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させる。
又、通信局Ｃ及びＤのフィルタ１８には図３（ｂ）に示
すように周波数ｆc2＝８ｆd ／２ｋ0 （但し、ｋ0
＝１，３，５，…，Ｍ0 *）の中心周波数で、帯域幅がｆ
d の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号Ｐ
B でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡散
信号を両局間の通信媒体として使用する。
次アダマール行列の２行目のパターン”＋−＋−＋−＋
−”の各記号に応じて、前記Ｍ系列ＭA を非反転させた
系列ＭA +と反転させた系列ＭA -とを図７に示すように交
互に前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭF ＝
８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰB を符号発生器１３及び
１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させる。
又、通信局Ｃ及びＤのフィルタ１８には図３（ｂ）に示
すように周波数ｆc2＝８ｆd ／２ｋ0 （但し、ｋ0
＝１，３，５，…，Ｍ0 *）の中心周波数で、帯域幅がｆ
d の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号Ｐ
B でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡散
信号を両局間の通信媒体として使用する。
【００１８】このようにすれば、通信局Ａ及びＢは夫々
の送信機が系列符号ＰA で乗積変調したスペクトラム拡
散信号のスペクトルは図３（ａ）に示すように周波数ｆ
ｃ1及びその整数倍の高調波成分となり、各スペクトル
の幅はｆd になると共に、夫々のスペクトラム拡散信号
は相手局のフィルタ１６を介して初段増幅器に入力され
るから、両局は互いに他局の干渉を受けることなく通信
することができる。同様に通信局Ｃ及びＤも、夫々の送
信機が系列符号ＰB で乗積変調したスペクトラム拡散信
号のスペクトルは図３（ｂ）に示すように周波数ｆｃ2
及びその奇数倍の高調波成分となり、各スペクトルの幅
はｆd になるから、夫々のスペクトラム拡散信号は相手
局のフィルタ１８を介して復調され、両局は互いに他局
の干渉を受けることなく通信することができる。更に、
通信局Ａ及びＣが夫々送信するスペクトラム拡散信号の
スペクトルは前記図３（ａ）及び（ｂ）に示すように互
いに重ならず、両局の送信波は夫々他方局のフィルタ１
８で抑圧することができるから、各受信機の初段増幅器
の飽和を防止することができ、両局は夫々の送信波によ
って互いに復調動作を妨げないように目的の通信を行う
ことができる。
の送信機が系列符号ＰA で乗積変調したスペクトラム拡
散信号のスペクトルは図３（ａ）に示すように周波数ｆ
ｃ1及びその整数倍の高調波成分となり、各スペクトル
の幅はｆd になると共に、夫々のスペクトラム拡散信号
は相手局のフィルタ１６を介して初段増幅器に入力され
るから、両局は互いに他局の干渉を受けることなく通信
することができる。同様に通信局Ｃ及びＤも、夫々の送
信機が系列符号ＰB で乗積変調したスペクトラム拡散信
号のスペクトルは図３（ｂ）に示すように周波数ｆｃ2
及びその奇数倍の高調波成分となり、各スペクトルの幅
はｆd になるから、夫々のスペクトラム拡散信号は相手
局のフィルタ１８を介して復調され、両局は互いに他局
の干渉を受けることなく通信することができる。更に、
通信局Ａ及びＣが夫々送信するスペクトラム拡散信号の
スペクトルは前記図３（ａ）及び（ｂ）に示すように互
いに重ならず、両局の送信波は夫々他方局のフィルタ１
８で抑圧することができるから、各受信機の初段増幅器
の飽和を防止することができ、両局は夫々の送信波によ
って互いに復調動作を妨げないように目的の通信を行う
ことができる。
【００１９】尚、この実施例では二つの通信局の初段増
幅器が飽和する場合の問題を解決する手段を示したが、
本発明はこれに限らず上述の交番Ｍ系列の各パターンを
生成する際の前記配列常数Ｎ等の定数を変更すれば、ス
ペクトルが重複しない多数のパターンを作成することが
できるから、これ等のパターンに基づく系列符号を通信
局各々に割り当てることによって、任意の複数の通信局
間に於いて同様に相互干渉を抑圧することができる。
又、前記交番Ｍ系列は上述したものに限らず、図８に示
すようにＮ次アダマール行列の各行の非反転系列及び／
又は反転系列をＭ系列の正負にしたがって配列したもの
を所定の通信局に割り当てても良く、上記効果を得るこ
とができる。
幅器が飽和する場合の問題を解決する手段を示したが、
本発明はこれに限らず上述の交番Ｍ系列の各パターンを
生成する際の前記配列常数Ｎ等の定数を変更すれば、ス
ペクトルが重複しない多数のパターンを作成することが
できるから、これ等のパターンに基づく系列符号を通信
局各々に割り当てることによって、任意の複数の通信局
間に於いて同様に相互干渉を抑圧することができる。
又、前記交番Ｍ系列は上述したものに限らず、図８に示
すようにＮ次アダマール行列の各行の非反転系列及び／
又は反転系列をＭ系列の正負にしたがって配列したもの
を所定の通信局に割り当てても良く、上記効果を得るこ
とができる。
【００２０】上述の実施例では、交番Ｍ系列を所定の通
信局に割り当てたが、本発明はこれに限らず次のように
種々変形が可能である。図９（ａ）は他の系列符号の構
成例を示す図であって、１次小Ｍ系列Ｍ1 *を考え、その
構成要素を０次小Ｍ系列Ｍ0 *とし、Ｍ系列Ｍ1 *を配列定
数Ｎ個配列すると共に、Ｍ系列Ｍ1 *の各要素をＮ次アダ
マール行列に於ける配列パターンの＋、−に従って非反
転、反転する。即ち、同図（ｂ）に示すようにＭ系列Ｍ
1 *の各ビット値に応じて、例えばその系列のビット値
が’１’の場合にはＭ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ0
*+ を、又前記ビット値が’０’の場合にはＭ系列Ｍ0 *
を反転させた系列Ｍ0 *- をＭ系列Ｍ1 *の系列長分並べた
系列ＭB を生成すると共に、配列定数Ｎ＝２n を次数と
したアダマール行列の各行のパターン毎に、前記系列Ｍ
Ｂを非反転させた系列ＭB +及び反転させたＭB -を配列定
数Ｎ＝２n 個並べる如く系列符号ＰB1，ＰB2，ＰB3，…
を構成する。この系列を系列組み合わせ態様から再拡散
形Ｐ（ＭＭＮ）と呼ぶことにする。この手段によれば多
数の系列を構成する上で有効である。
信局に割り当てたが、本発明はこれに限らず次のように
種々変形が可能である。図９（ａ）は他の系列符号の構
成例を示す図であって、１次小Ｍ系列Ｍ1 *を考え、その
構成要素を０次小Ｍ系列Ｍ0 *とし、Ｍ系列Ｍ1 *を配列定
数Ｎ個配列すると共に、Ｍ系列Ｍ1 *の各要素をＮ次アダ
マール行列に於ける配列パターンの＋、−に従って非反
転、反転する。即ち、同図（ｂ）に示すようにＭ系列Ｍ
1 *の各ビット値に応じて、例えばその系列のビット値
が’１’の場合にはＭ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ0
*+ を、又前記ビット値が’０’の場合にはＭ系列Ｍ0 *
を反転させた系列Ｍ0 *- をＭ系列Ｍ1 *の系列長分並べた
系列ＭB を生成すると共に、配列定数Ｎ＝２n を次数と
したアダマール行列の各行のパターン毎に、前記系列Ｍ
Ｂを非反転させた系列ＭB +及び反転させたＭB -を配列定
数Ｎ＝２n 個並べる如く系列符号ＰB1，ＰB2，ＰB3，…
を構成する。この系列を系列組み合わせ態様から再拡散
形Ｐ（ＭＭＮ）と呼ぶことにする。この手段によれば多
数の系列を構成する上で有効である。
【００２１】又、図１０（ａ）は、上記Ｐ（ＭＭＮ）系
列の組み合わせ順を転置した例を示したもので、同様に
再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列と称す。即ち、このＰ（ＭＮ
Ｍ）系列は図１０（ｂ）に示すように配列定数Ｎ＝２n
を次数としたアダマール行列の各行のパターン毎に各パ
ターンに応じて、０次Ｍ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ
0 *+ 及び反転させた系列Ｍ0 *- を前記配列定数Ｎ個並べ
た系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…を生成すると共に、それ等
系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…毎に、１次Ｍ系列Ｍ 1 *の各ビ
ット値に応じて、非反転させた系列及び反転させた系列
を１次Ｍ系列Ｍ1 *の系列長分並べる如く系列符号Ｐc1，
Ｐc2，Ｐc3，…を構成したもので、この手法も多数の系
列を構成する上で有効である。
列の組み合わせ順を転置した例を示したもので、同様に
再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列と称す。即ち、このＰ（ＭＮ
Ｍ）系列は図１０（ｂ）に示すように配列定数Ｎ＝２n
を次数としたアダマール行列の各行のパターン毎に各パ
ターンに応じて、０次Ｍ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ
0 *+ 及び反転させた系列Ｍ0 *- を前記配列定数Ｎ個並べ
た系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…を生成すると共に、それ等
系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…毎に、１次Ｍ系列Ｍ 1 *の各ビ
ット値に応じて、非反転させた系列及び反転させた系列
を１次Ｍ系列Ｍ1 *の系列長分並べる如く系列符号Ｐc1，
Ｐc2，Ｐc3，…を構成したもので、この手法も多数の系
列を構成する上で有効である。
【００２２】尚、前記配列パターンＰ1 及びＰ２に相当
する再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列の
スペクトルの一部はＭ0 *＝Ｍ1 *＝７、Ｎ＝８とした場
合、夫々図１１（ａ）乃至（ｄ）に示される。Ｐ（ＭＭ
Ｎ）系列は前述の基本交番Ｍ系列と本質的に同じ様相を
示し、式（４）〜（８）が成り立つ（但し、Ｍ0 *をＭ0 *
Ｍ1 *に置換する必要がある）。一方、Ｐ（ＭＮＭ）系列
は前記基本交番Ｍ系列の線スペクトルを中心とし、その
周りに１次Ｍ系列Ｍ1 *による側帯波の線スペクトルが±
Ｍ1 *ｆd の範囲に亘って配置され、例えばＰ1 （ＭＮ
Ｍ）ではＭ0 *Ｎｆd／２＝２８ｆd とそのｋ0 倍の周り
に、±７ｆd の範囲に亘って線スペクトルが拡がる。
又、ここで示した再拡散形系列は上述したようなＰ（Ｍ
ＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列に限らず、Ｍ系列又は
Ｎ次アダマール行列の各行を基本とし、その非反転及び
／又は反転系列を他のＭ系列又はＮ次アダマール行列の
各行の正負にしたがって配列することを繰り返して構成
した系列であれば良い。
する再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列の
スペクトルの一部はＭ0 *＝Ｍ1 *＝７、Ｎ＝８とした場
合、夫々図１１（ａ）乃至（ｄ）に示される。Ｐ（ＭＭ
Ｎ）系列は前述の基本交番Ｍ系列と本質的に同じ様相を
示し、式（４）〜（８）が成り立つ（但し、Ｍ0 *をＭ0 *
Ｍ1 *に置換する必要がある）。一方、Ｐ（ＭＮＭ）系列
は前記基本交番Ｍ系列の線スペクトルを中心とし、その
周りに１次Ｍ系列Ｍ1 *による側帯波の線スペクトルが±
Ｍ1 *ｆd の範囲に亘って配置され、例えばＰ1 （ＭＮ
Ｍ）ではＭ0 *Ｎｆd／２＝２８ｆd とそのｋ0 倍の周り
に、±７ｆd の範囲に亘って線スペクトルが拡がる。
又、ここで示した再拡散形系列は上述したようなＰ（Ｍ
ＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列に限らず、Ｍ系列又は
Ｎ次アダマール行列の各行を基本とし、その非反転及び
／又は反転系列を他のＭ系列又はＮ次アダマール行列の
各行の正負にしたがって配列することを繰り返して構成
した系列であれば良い。
【００２３】上述の各実施例では各通信局に於いて使用
する系列符号として配列常数Ｎ＝２n 個のＭ系列を並べ
たものを考えたが、本発明はこれに限らず並べるべきＭ
系列の数Ｎは、α1 ，α2 ，α3 ，…αp を夫々任意の
素数とした場合、次式 Ｎ＝２n ・α1 ・α2 ・α3 …αp （１０） に表されるように少なくとも１つの素数と２の冪乗との
積で算出した数としても良い。この際、１フレーム中の
中でＭ0 *の交番パターンが完結するためには前記式（１
０）を次式、 ｃi ＝Ｎ／ｕi （ｉ＝０，１，２，…） （１１） に（ここで、ｃi はサイクルの数／フレームを、ｕi は
Ｍ0 *のユニット数／サイクルを表す）置き換えて、これ
を満たすような式（１０）の値を選定する。
する系列符号として配列常数Ｎ＝２n 個のＭ系列を並べ
たものを考えたが、本発明はこれに限らず並べるべきＭ
系列の数Ｎは、α1 ，α2 ，α3 ，…αp を夫々任意の
素数とした場合、次式 Ｎ＝２n ・α1 ・α2 ・α3 …αp （１０） に表されるように少なくとも１つの素数と２の冪乗との
積で算出した数としても良い。この際、１フレーム中の
中でＭ0 *の交番パターンが完結するためには前記式（１
０）を次式、 ｃi ＝Ｎ／ｕi （ｉ＝０，１，２，…） （１１） に（ここで、ｃi はサイクルの数／フレームを、ｕi は
Ｍ0 *のユニット数／サイクルを表す）置き換えて、これ
を満たすような式（１０）の値を選定する。
【００２４】この例に於いて系列符号を形成する各Ｍ系
列を非反転又は反転させるパターンは、例えば前記Ｎを
２３と素数３との積、即ちＮ＝２４とし、Ｍ系列の非反
転及び反転を夫々記号＋及び−で表した場合、上記条件
を満たす配列としては図１２（ａ）に示すようにその
＋、−の交番パターンを定めれば、そのパターンは系列
符号の１フレーム長に於いて完結させることができる。
このようにして生成した系列符号はその態様から公倍数
形と称し、各系列符号のスペクトルは上述した系列符号
と同様にそのＭ系列の非反転及び反転のパターンに基づ
いて互いに重ならないようにすることができる。図１２
（ｂ）はこの例に於ける各パターンの線スペクトルを表
し、この場合はＮ＝２n の場合と異なり配列パターン相
互間に於いて若干周波数成分が重複するが、重複点は次
式 ｃi ｋ0 ＝ｃj ｋ0 ′ （ｋ0 ，ｋ0 ′：奇数） （１
２） を満たす場合であって、その重複点は非常に少ないか
ら、この例に於ける配列パターンは配列常数Ｎ＝２n の
場合と比較しても実用上問題なく、又この配列パターン
の種類ＮS はｃi が正数になる場合をｃi ＝１とすれば
次式 ＮS ＝Σｃi ［ｃi ＝正数］（１３） のように表せる。
列を非反転又は反転させるパターンは、例えば前記Ｎを
２３と素数３との積、即ちＮ＝２４とし、Ｍ系列の非反
転及び反転を夫々記号＋及び−で表した場合、上記条件
を満たす配列としては図１２（ａ）に示すようにその
＋、−の交番パターンを定めれば、そのパターンは系列
符号の１フレーム長に於いて完結させることができる。
このようにして生成した系列符号はその態様から公倍数
形と称し、各系列符号のスペクトルは上述した系列符号
と同様にそのＭ系列の非反転及び反転のパターンに基づ
いて互いに重ならないようにすることができる。図１２
（ｂ）はこの例に於ける各パターンの線スペクトルを表
し、この場合はＮ＝２n の場合と異なり配列パターン相
互間に於いて若干周波数成分が重複するが、重複点は次
式 ｃi ｋ0 ＝ｃj ｋ0 ′ （ｋ0 ，ｋ0 ′：奇数） （１
２） を満たす場合であって、その重複点は非常に少ないか
ら、この例に於ける配列パターンは配列常数Ｎ＝２n の
場合と比較しても実用上問題なく、又この配列パターン
の種類ＮS はｃi が正数になる場合をｃi ＝１とすれば
次式 ＮS ＝Σｃi ［ｃi ＝正数］（１３） のように表せる。
【００２５】又、上述の交番Ｍ系列、再拡散形系列に於
いてもスペクトルが一部重なる場合があるが、それ等に
ついても重なる度合いが少なければ同様に実用上問題な
く本発明の効果が得られる。即ち、各通信局に周波数ス
ペクトルが互いに重ならない系列符号、換言するならば
周波数スペクトルに於ける相関値が互いにゼロの系列符
号を割り当てる場合が本発明の効果は大きいが、本発明
はこれに限らず相互の周波数スペクトルに於ける相関値
が小さければ初段増幅器の飽和を防止するには充分であ
る。
いてもスペクトルが一部重なる場合があるが、それ等に
ついても重なる度合いが少なければ同様に実用上問題な
く本発明の効果が得られる。即ち、各通信局に周波数ス
ペクトルが互いに重ならない系列符号、換言するならば
周波数スペクトルに於ける相関値が互いにゼロの系列符
号を割り当てる場合が本発明の効果は大きいが、本発明
はこれに限らず相互の周波数スペクトルに於ける相関値
が小さければ初段増幅器の飽和を防止するには充分であ
る。
【００２６】更に、上述した交番Ｍ系列は図２の配列パ
ターンのみを用いる場合、このパターンの種類もアドレ
ス空間に利用すると考えた際の総アドレス容量ＮA *及び
ＢＰＳＫ方式の総アドレス容量ＮA はＨ（Ｍ0 *）をＭ系
列長がＭ0 *の場合の利用可能な系列数を求める関数とす
れば次式 ＮA *＝ＮS ・Ｈ（Ｍ0 *） （１４） ＮA ＝Ｈ（ＮＭ0 *） （１５） のように表される。ここで、Ｈ（ＮＭ0 *）の値は一般に
ＮＭ0 *≠２m −１であって、近傍の２個のＭ系列、ＭE1
とＭE2を選びＨ（ＭE1）とＨ（ＭE2）の比例配分値を近
似値とする。
ターンのみを用いる場合、このパターンの種類もアドレ
ス空間に利用すると考えた際の総アドレス容量ＮA *及び
ＢＰＳＫ方式の総アドレス容量ＮA はＨ（Ｍ0 *）をＭ系
列長がＭ0 *の場合の利用可能な系列数を求める関数とす
れば次式 ＮA *＝ＮS ・Ｈ（Ｍ0 *） （１４） ＮA ＝Ｈ（ＮＭ0 *） （１５） のように表される。ここで、Ｈ（ＮＭ0 *）の値は一般に
ＮＭ0 *≠２m −１であって、近傍の２個のＭ系列、ＭE1
とＭE2を選びＨ（ＭE1）とＨ（ＭE2）の比例配分値を近
似値とする。
【００２７】この両式から、アドレス効率ηを次式 η＝ＮA *／ＮA （１６） のように定義し、横軸にｌｏｇ2 （ＮB ：ビット数／フ
レーム）をとった場合の交番Ｍ系列のアドレス効率ηは
シュミレーションを行った結果、図１３の実線のように
表される。この図から明らかなように交番Ｍ系列はＮと
して比較的小さい値を用いるとη＞１となり、ＢＰＳＫ
よりも配列パターン数を増加する観点で有利となる。
又、実用的観点から配列パターン数を増加させるために
Ｎを大きくするとアドレス効率は周期的に増減し、夫々
最大アドレス効率がサイクリックに現われることが理解
できよう。
レーム）をとった場合の交番Ｍ系列のアドレス効率ηは
シュミレーションを行った結果、図１３の実線のように
表される。この図から明らかなように交番Ｍ系列はＮと
して比較的小さい値を用いるとη＞１となり、ＢＰＳＫ
よりも配列パターン数を増加する観点で有利となる。
又、実用的観点から配列パターン数を増加させるために
Ｎを大きくするとアドレス効率は周期的に増減し、夫々
最大アドレス効率がサイクリックに現われることが理解
できよう。
【００２８】同様に、図１３には他の系列、即ち上述し
た公倍数形系列、再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（Ｍ
ＮＭ）系列に対するアドレス効率ηのシュミレーション
の結果を夫々点線、一点鎖線及び二点鎖線にて示した
が、夫々固有の特徴をもち、又Ｎの増加に対し効率最大
値が周期的に現われる傾向にあること上記基本交番Ｍ系
列と同様である。
た公倍数形系列、再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（Ｍ
ＮＭ）系列に対するアドレス効率ηのシュミレーション
の結果を夫々点線、一点鎖線及び二点鎖線にて示した
が、夫々固有の特徴をもち、又Ｎの増加に対し効率最大
値が周期的に現われる傾向にあること上記基本交番Ｍ系
列と同様である。
【００２９】上述の実施例では、周波数スペクトルが互
いに重ならない系列符号を予め各通信局に割り当てた
が、本発明はこれに限らず、初段増幅器が他の通信局の
送信波の影響を受けて不都合を生じた場合にその送信波
の周波数スペクトルを分析し、その周波数スペクトルに
重ならないスペクトルの送信波を生成するのに必要な系
列符号に変更すると共に、初段増幅器の前段に設けたフ
ィルタの特性を変更後のスペクトル成分のみを通過可能
なように変更する。尚、通信途中に系列符号を変更する
には相手局にもその旨を伝える必要があるが、その手段
としては低速度制御情報を極めて長いＭ系列を用いて伝
送する方法、或はＦＨ方法等の活用が考えられる。
いに重ならない系列符号を予め各通信局に割り当てた
が、本発明はこれに限らず、初段増幅器が他の通信局の
送信波の影響を受けて不都合を生じた場合にその送信波
の周波数スペクトルを分析し、その周波数スペクトルに
重ならないスペクトルの送信波を生成するのに必要な系
列符号に変更すると共に、初段増幅器の前段に設けたフ
ィルタの特性を変更後のスペクトル成分のみを通過可能
なように変更する。尚、通信途中に系列符号を変更する
には相手局にもその旨を伝える必要があるが、その手段
としては低速度制御情報を極めて長いＭ系列を用いて伝
送する方法、或はＦＨ方法等の活用が考えられる。
【００３０】或は、本発明は上述したように複数の通信
局が互いに基地局を介して通信を行う方式に於いても、
初段増幅器が他の通信局の送信波の影響を受けて不都合
を生じる場合は上述したように周波数スペクトルに於け
る相関値が小さい所要数の系列符号を当該通信局夫々に
割当ると共に、各通信局は自局に割り当てられた系列符
号のスペクトルのみを通過可能なフィルタを初段増幅器
の前段に設けるようにすれば適用可能であることは自明
であろう。尚、上述の実施例では互いに周波数スペクト
ルが重なりが少ない系列符号で初段増幅器の飽和問題を
解決する手段を述べたが、本発明はこのような目的のみ
ならず、以下述べるような目的を達成することができ
る。
局が互いに基地局を介して通信を行う方式に於いても、
初段増幅器が他の通信局の送信波の影響を受けて不都合
を生じる場合は上述したように周波数スペクトルに於け
る相関値が小さい所要数の系列符号を当該通信局夫々に
割当ると共に、各通信局は自局に割り当てられた系列符
号のスペクトルのみを通過可能なフィルタを初段増幅器
の前段に設けるようにすれば適用可能であることは自明
であろう。尚、上述の実施例では互いに周波数スペクト
ルが重なりが少ない系列符号で初段増幅器の飽和問題を
解決する手段を述べたが、本発明はこのような目的のみ
ならず、以下述べるような目的を達成することができ
る。
【００３１】即ち、上述したようなＭ系列符号及び伝送
すべきデータは矩形波で構成するのが一般的である。こ
のため、矩形波の高調波成分の影響で、スペクトラム拡
散信号は不要な信号成分が多数生じ、しかもこの不要な
信号成分と本来のスペクトラム拡散信号成分の周波数は
非常に接近し、或は混在するため、両者を区別すること
は非常に困難である。従って、複数のスペクトラム拡散
信号相互の相関値をゼロにすることは事実上不可能であ
る。
すべきデータは矩形波で構成するのが一般的である。こ
のため、矩形波の高調波成分の影響で、スペクトラム拡
散信号は不要な信号成分が多数生じ、しかもこの不要な
信号成分と本来のスペクトラム拡散信号成分の周波数は
非常に接近し、或は混在するため、両者を区別すること
は非常に困難である。従って、複数のスペクトラム拡散
信号相互の相関値をゼロにすることは事実上不可能であ
る。
【００３２】この問題を解決するため、本発明では図１
４に示すように送信側に於いて上述したような系列符号
に基づく周波数成分のみを通過可能なフィルタをスペク
トラム拡散用乗算器の後段に設ける。このようにすれ
ば、前記フィルタによって上述したような不要な信号成
分を除去することができるから、複数のスペクトラム拡
散信号相互の相関値をゼロに近付けることができ、Ｓ／
Ｎを向上する上で有効である。
４に示すように送信側に於いて上述したような系列符号
に基づく周波数成分のみを通過可能なフィルタをスペク
トラム拡散用乗算器の後段に設ける。このようにすれ
ば、前記フィルタによって上述したような不要な信号成
分を除去することができるから、複数のスペクトラム拡
散信号相互の相関値をゼロに近付けることができ、Ｓ／
Ｎを向上する上で有効である。
【００３３】同様の効果を得るには、前記フィルタをス
ペクトラム拡散用乗算器の前段に設けるか、或は伝送す
べきデータの高調波成分除去用フィルタ、即ちデータを
そのデータレートの周波数帯域内に制限するためのフィ
ルタを設けても良く、ここで述べたフィルタは適宜組み
合わせても良いことは自明であろう。更に、ここで示し
た効果を得る手段はこれに限らず、例えば図１５に示す
ように前記不要な信号成分を除去したスペクトラム拡散
信号をメモリに記憶し、伝送すべきデータ値及びＰＮ配
列符号の種類から前記メモリの所定アドレスを論理回路
で求めて、前記メモリから所要のスペクトラム拡散信号
を読み出すようにしても良い。
ペクトラム拡散用乗算器の前段に設けるか、或は伝送す
べきデータの高調波成分除去用フィルタ、即ちデータを
そのデータレートの周波数帯域内に制限するためのフィ
ルタを設けても良く、ここで述べたフィルタは適宜組み
合わせても良いことは自明であろう。更に、ここで示し
た効果を得る手段はこれに限らず、例えば図１５に示す
ように前記不要な信号成分を除去したスペクトラム拡散
信号をメモリに記憶し、伝送すべきデータ値及びＰＮ配
列符号の種類から前記メモリの所定アドレスを論理回路
で求めて、前記メモリから所要のスペクトラム拡散信号
を読み出すようにしても良い。
【００３４】又、上述の実施例では、周波数スペクトル
の重なりが少ない系列符号を各通信チャネルに割り当
て、初段増幅器の飽和問題を解決したが、その問題がな
い場合、本発明は前記図１３のシュミレーション結果か
らも明らかなように、アドレス効率ηを１以上にするこ
とができるから、従来のスペクトラム拡散通信方法と比
較して通信チャネルのアドレス空間を増やす上で有効で
ある。更に、例えば上述した配列パターンＰ２とＰ４
は、両者の周波数スペクトルが互いに重なり合うため、
上述の実施例では初段増幅器の飽和問題の防止策に使用
しなかったが、その問題がない場合、両配列パターンは
互いに位相が直交することによって相互の相関値が小さ
いから、このような系列符号を通信チャネルに割り当
て、送受信間に於いて系列符号のビット同期を行えば、
アドレス空間を更に増大する上で有効であろう。
の重なりが少ない系列符号を各通信チャネルに割り当
て、初段増幅器の飽和問題を解決したが、その問題がな
い場合、本発明は前記図１３のシュミレーション結果か
らも明らかなように、アドレス効率ηを１以上にするこ
とができるから、従来のスペクトラム拡散通信方法と比
較して通信チャネルのアドレス空間を増やす上で有効で
ある。更に、例えば上述した配列パターンＰ２とＰ４
は、両者の周波数スペクトルが互いに重なり合うため、
上述の実施例では初段増幅器の飽和問題の防止策に使用
しなかったが、その問題がない場合、両配列パターンは
互いに位相が直交することによって相互の相関値が小さ
いから、このような系列符号を通信チャネルに割り当
て、送受信間に於いて系列符号のビット同期を行えば、
アドレス空間を更に増大する上で有効であろう。
【００３５】上述の実施例では相互相関値が小さい各系
列符号と各通信チャネルとを互いに対応させたが、本発
明はこれに限らず、伝送すべきデータを表す複数の異な
る各値と各系列符号とを互いに対応させて、多値データ
伝送手段に利用しても良く、この場合、単位時間当たり
に伝送可能な通信量を増やすことができる。又、ここで
使用するＰＮ配列符号のパターン数をＮとした場合、実
効帯域減少率βは次式 β＝（ｌｏｇ2 ２Ｎ）-1 （１７） で表され、パターン数Ｎは上述したように増やすことが
できるから、減少率βは小さくすることができ、通信路
の周波数帯域を有効利用する上で、都合が良いであろ
う。
列符号と各通信チャネルとを互いに対応させたが、本発
明はこれに限らず、伝送すべきデータを表す複数の異な
る各値と各系列符号とを互いに対応させて、多値データ
伝送手段に利用しても良く、この場合、単位時間当たり
に伝送可能な通信量を増やすことができる。又、ここで
使用するＰＮ配列符号のパターン数をＮとした場合、実
効帯域減少率βは次式 β＝（ｌｏｇ2 ２Ｎ）-1 （１７） で表され、パターン数Ｎは上述したように増やすことが
できるから、減少率βは小さくすることができ、通信路
の周波数帯域を有効利用する上で、都合が良いであろ
う。
【００３６】更に、本発明は互いに周波数が重ならない
複数の系列符号を使用して同一データを伝送すれば、周
波数ダイバーシィティ通信方式として利用することがで
き、耐フェージング特性を向上する上で有効であろう。
又、本発明は上述したように相関値が小さい複数のＰＮ
配列符号を使用して同一データを伝送する際にＣＲＣ符
号をデータに付加し、受信側に於いて送られたＣＲＣ符
号の結果から、良好な受信信号を復調するようにすれ
ば、通信の誤り率を改善する上で都合が良いであろう。
更に、本発明は伝送すべきデータを複数に分割し、それ
等各データ毎に、相関値が小さい各ＰＮ配列符号を使用
して通信を行うようにすれば、通信速度を向上する上で
有効であろう。又、この場合分割した各データには畳み
込み符号を誤り訂正検出又は訂正を行うようにしても良
いことは自明であろう。
複数の系列符号を使用して同一データを伝送すれば、周
波数ダイバーシィティ通信方式として利用することがで
き、耐フェージング特性を向上する上で有効であろう。
又、本発明は上述したように相関値が小さい複数のＰＮ
配列符号を使用して同一データを伝送する際にＣＲＣ符
号をデータに付加し、受信側に於いて送られたＣＲＣ符
号の結果から、良好な受信信号を復調するようにすれ
ば、通信の誤り率を改善する上で都合が良いであろう。
更に、本発明は伝送すべきデータを複数に分割し、それ
等各データ毎に、相関値が小さい各ＰＮ配列符号を使用
して通信を行うようにすれば、通信速度を向上する上で
有効であろう。又、この場合分割した各データには畳み
込み符号を誤り訂正検出又は訂正を行うようにしても良
いことは自明であろう。
【００３７】上述の実施例では本発明を無線通信に利用
したが、本発明はこれに限らず有線通信に利用できるこ
とは自明であろう。又、図１６に示すように複数の通信
局が互いに有線通信路を介してスペクトラム拡散通信を
行う従来の手段では、各通信局の受信機は有線通信路の
伝送特性に起因して悪化する伝送信号を等化器を用いて
Ｓ／Ｎを改善する場合がある。しかし、所定の周波数領
域に於いて減衰した伝送信号を等化器で増幅した場合、
雑音も一緒に増幅してしまうため、Ｓ／Ｎの改善には限
界があった。これに対して、本発明は上述したようにス
ペクトラム拡散信号の周波数パターンを所定の周波数に
集中させることができるから、伝送特性が劣悪な周波数
領域を避けた周波数パターンのスペクトラム拡散信号を
使用するように、系列符号を設定すれば、各通信局は復
調を希望する信号成分と不要な雑音成分とを分けること
ができ、多くの雑音成分のみをフィルタで抑圧できるた
め、従来の手段と比較してＳ／Ｎを改善する上で有効で
あろう。
したが、本発明はこれに限らず有線通信に利用できるこ
とは自明であろう。又、図１６に示すように複数の通信
局が互いに有線通信路を介してスペクトラム拡散通信を
行う従来の手段では、各通信局の受信機は有線通信路の
伝送特性に起因して悪化する伝送信号を等化器を用いて
Ｓ／Ｎを改善する場合がある。しかし、所定の周波数領
域に於いて減衰した伝送信号を等化器で増幅した場合、
雑音も一緒に増幅してしまうため、Ｓ／Ｎの改善には限
界があった。これに対して、本発明は上述したようにス
ペクトラム拡散信号の周波数パターンを所定の周波数に
集中させることができるから、伝送特性が劣悪な周波数
領域を避けた周波数パターンのスペクトラム拡散信号を
使用するように、系列符号を設定すれば、各通信局は復
調を希望する信号成分と不要な雑音成分とを分けること
ができ、多くの雑音成分のみをフィルタで抑圧できるた
め、従来の手段と比較してＳ／Ｎを改善する上で有効で
あろう。
【００３８】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、周波数ス
ペクトルに於ける相関値が小さい所要数の系列符号を互
いに通信を希望しない通信局夫々に割当ると共に、これ
等の各通信局の初段増幅器の前段には自局に割り当てら
れた系列符号のスペクトルのみ通過可能なフィルタを設
けて、通信を希望しない局から送出された大電力のスペ
クトラム拡散信号を抑圧するようにしたから、そのスペ
クトラム拡散信号に起因する初段増幅器の飽和を防止す
ることができ、円滑な通信を行うことが可能なスペクト
ラム拡散通信方法を提供する上で著効を奏する。
ペクトルに於ける相関値が小さい所要数の系列符号を互
いに通信を希望しない通信局夫々に割当ると共に、これ
等の各通信局の初段増幅器の前段には自局に割り当てら
れた系列符号のスペクトルのみ通過可能なフィルタを設
けて、通信を希望しない局から送出された大電力のスペ
クトラム拡散信号を抑圧するようにしたから、そのスペ
クトラム拡散信号に起因する初段増幅器の飽和を防止す
ることができ、円滑な通信を行うことが可能なスペクト
ラム拡散通信方法を提供する上で著効を奏する。
【図１】本発明に係る交番Ｍ系列を説明するための図。
【図２】８次アダマール行列の配列パターンを示す図。
【図３】交番Ｍ系列のスペクトルを示す特性図。
【図４】本発明の一実施例を示す構成図。
【図５】本発明の一実施例を説明するための図。
【図６】本発明の一実施例で使用する系列符号ＰA を示
す図。
す図。
【図７】本発明の一実施例で使用する系列符号ＰB を示
す図。
す図。
【図８】本発明に係る他の交番Ｍ系列を説明するための
図。
図。
【図９】本発明に係る他の系列符号（再拡散形Ｐ（ＭＭ
Ｎ）系列）の構成例を示す図。
Ｎ）系列）の構成例を示す図。
【図１０】本発明に係る他の系列符号（再拡散形Ｐ（Ｍ
ＮＭ）系列）の構成例を示す図。
ＮＭ）系列）の構成例を示す図。
【図１１】再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）
系列のスペクトルを示す特性図。
系列のスペクトルを示す特性図。
【図１２】本発明に係る他の系列符号（公倍数形系列）
の構成例を示す図及びそのスペクトルを示す図。
の構成例を示す図及びそのスペクトルを示す図。
【図１３】本発明に係る系列符号夫々のアドレス効率η
を示す特性図。
を示す特性図。
【図１４】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１５】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１６】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１７】従来のスペクトラム拡散通信方法に於ける送
信機及び受信機の構成図。
信機及び受信機の構成図。
【図１８】従来のスペクトラム拡散通信方法を説明する
ための図。
ための図。
Ｔ2 送信機、 Ｒ２ 受信機、 １２ 発振器、 １
３及び１７ 符号発生器、 １４、１５及び２１ 乗算
器、 １６ 局部発振器、 １８ フィルタ、１９ 増
幅器、 ２０ ミキサ、 ２２ バンドパスフィルタ、
２３ 検波器。
３及び１７ 符号発生器、 １４、１５及び２１ 乗算
器、 １６ 局部発振器、 １８ フィルタ、１９ 増
幅器、 ２０ ミキサ、 ２２ バンドパスフィルタ、
２３ 検波器。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年１月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 スペクトラム拡散通信方法
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は互いに干渉波を除去し、
かつ高能率にデータを伝送することが可能なスペクトラ
ム拡散通信方法に関する。
かつ高能率にデータを伝送することが可能なスペクトラ
ム拡散通信方法に関する。
【０００２】
【従来技術】スペクトラム拡散通信方法は伝送すべきデ
ータＤで変調された搬送波を比較的広い周波数帯域に拡
散して伝送するため単位周波数当たりの伝送電力が小さ
く、他の通信に対しての妨害を与えることが殆どないの
みならず外部雑音の影響を受けにくい点及び秘匿性に優
れる点等に多くの特徴がある。無線通信路を介してスペ
クトラム拡散通信を行なう方法としては図１７に示すも
のが一般的である。即ち、この通信方法では送信機Ｔ1
は第１の乗算器２よって伝送すべきデータＤをそのデー
タＤの周期長と同じビット周期長の疑似雑音（以下、Ｐ
Ｎ系列と称する）、例えばその中で一般に広く使われて
いるＭ系列で乗積変調し、更に第２の乗算器３によりそ
の変調信号が発振器１で発生した周波数ｆ0 の搬送波を
変調することによってデータＤを含む搬送波をスペクト
ラム拡散した後、無線通信路を介して受信機Ｒ1 に送出
する。
ータＤで変調された搬送波を比較的広い周波数帯域に拡
散して伝送するため単位周波数当たりの伝送電力が小さ
く、他の通信に対しての妨害を与えることが殆どないの
みならず外部雑音の影響を受けにくい点及び秘匿性に優
れる点等に多くの特徴がある。無線通信路を介してスペ
クトラム拡散通信を行なう方法としては図１７に示すも
のが一般的である。即ち、この通信方法では送信機Ｔ1
は第１の乗算器２よって伝送すべきデータＤをそのデー
タＤの周期長と同じビット周期長の疑似雑音（以下、Ｐ
Ｎ系列と称する）、例えばその中で一般に広く使われて
いるＭ系列で乗積変調し、更に第２の乗算器３によりそ
の変調信号が発振器１で発生した周波数ｆ0 の搬送波を
変調することによってデータＤを含む搬送波をスペクト
ラム拡散した後、無線通信路を介して受信機Ｒ1 に送出
する。
【０００３】一方、受信機Ｒ1 は前記送信側Ｔ1 と同一
のＭ系列符号を発生する系列発生器４を具え、送信機Ｔ
1 から送致されたスペクトラム拡散信号を図示を省略し
たアンテナを介して増幅器５に導き、所要レベルに増幅
した後、この増幅信号と局部発振器６のローカル信号ｆ
L(≒ｆ0 ) とをミキサ７で周波数混合した信号をローパ
スフィルタを経てとり出すことにより入来スペクトラム
拡散信号をベースバンド帯域の拡散信号に復調する。こ
のベースバンド帯域拡散信号を乗算器８に加え、ここで
前記送信側Ｔ1 のＭ系列と系列発生器４のＭ系列との間
で相関をとり、この相関出力を積分器でＭ系列の１フレ
ーム分の期間積分を行い、この積分出力信号を検波器１
０で前記フレームの終了時点で検波することによって元
の情報データＤを復調する。更に、その復調データは同
期検出器１１を介して系列発生器４の制御端子に入力
し、送信側Ｔ1 及び受信機Ｒ1 夫々のＭ系列の位相が互
いに同期するように系列発生器４のＭ系列発生タイミン
グを制御する。
のＭ系列符号を発生する系列発生器４を具え、送信機Ｔ
1 から送致されたスペクトラム拡散信号を図示を省略し
たアンテナを介して増幅器５に導き、所要レベルに増幅
した後、この増幅信号と局部発振器６のローカル信号ｆ
L(≒ｆ0 ) とをミキサ７で周波数混合した信号をローパ
スフィルタを経てとり出すことにより入来スペクトラム
拡散信号をベースバンド帯域の拡散信号に復調する。こ
のベースバンド帯域拡散信号を乗算器８に加え、ここで
前記送信側Ｔ1 のＭ系列と系列発生器４のＭ系列との間
で相関をとり、この相関出力を積分器でＭ系列の１フレ
ーム分の期間積分を行い、この積分出力信号を検波器１
０で前記フレームの終了時点で検波することによって元
の情報データＤを復調する。更に、その復調データは同
期検出器１１を介して系列発生器４の制御端子に入力
し、送信側Ｔ1 及び受信機Ｒ1 夫々のＭ系列の位相が互
いに同期するように系列発生器４のＭ系列発生タイミン
グを制御する。
【０００４】しかし、上述のような従来の通信方法では
互いに通信を希望しない二つの通信局Ａ及びＢ夫々のＭ
系列相互の相関値をゼロに近づけたとしても、両通信局
が互いに近距離に位置する場合、各局の送信波は他方局
にとって大電力の干渉波となるため、各受信機Ｒ1 の初
段増幅器が飽和して相関復調動作を大きく損なうと云う
問題があった。従来、この問題を解決する方法としては
図１８に示すように、各通信局Ａ乃至Ｄは共に基地局Ｅ
を介して中継伝送する方式を用い、各局の送信電力を基
地局Ｅからの距離に対応して制御する電力制御方式が用
いられていた。即ち、通信局ＡとＢ及びＣとＤとの間で
各局が互いにデータ通信を希望する場合、各局は夫々基
地局Ｅを介して互いにデータを伝送すると共に、各局夫
々の送信電力及びその指向性を自局と基地局Ｅとの間の
距離及び位置関係に応じて設定することによって、互い
の受信機初段増幅器の飽和を防止するようにしていた。
互いに通信を希望しない二つの通信局Ａ及びＢ夫々のＭ
系列相互の相関値をゼロに近づけたとしても、両通信局
が互いに近距離に位置する場合、各局の送信波は他方局
にとって大電力の干渉波となるため、各受信機Ｒ1 の初
段増幅器が飽和して相関復調動作を大きく損なうと云う
問題があった。従来、この問題を解決する方法としては
図１８に示すように、各通信局Ａ乃至Ｄは共に基地局Ｅ
を介して中継伝送する方式を用い、各局の送信電力を基
地局Ｅからの距離に対応して制御する電力制御方式が用
いられていた。即ち、通信局ＡとＢ及びＣとＤとの間で
各局が互いにデータ通信を希望する場合、各局は夫々基
地局Ｅを介して互いにデータを伝送すると共に、各局夫
々の送信電力及びその指向性を自局と基地局Ｅとの間の
距離及び位置関係に応じて設定することによって、互い
の受信機初段増幅器の飽和を防止するようにしていた。
【０００５】しかしながら、上述のスペクトラム拡散通
信方法では各局のアンテナの指向性が劣りビーム幅を狭
くし得ず、しかも夫々の通信局と基地局との距離に対
し、当該通信局相互間の距離が極めて小さいときは必ず
しも互いの干渉を防止得ない。例えば、図１８の例につ
いて説明すれば通信局ＡとＣとの距離がこれ等両局夫々
と基地局Ｅとの距離よりも著しく小さいため、夫々の送
信波は他方局にとって基地局Ｅから送信された希望波の
電力よりも非常に大きな干渉波となり、通信局夫々の受
信機の初段増幅器の飽和を防止することができないと云
う問題があった。
信方法では各局のアンテナの指向性が劣りビーム幅を狭
くし得ず、しかも夫々の通信局と基地局との距離に対
し、当該通信局相互間の距離が極めて小さいときは必ず
しも互いの干渉を防止得ない。例えば、図１８の例につ
いて説明すれば通信局ＡとＣとの距離がこれ等両局夫々
と基地局Ｅとの距離よりも著しく小さいため、夫々の送
信波は他方局にとって基地局Ｅから送信された希望波の
電力よりも非常に大きな干渉波となり、通信局夫々の受
信機の初段増幅器の飽和を防止することができないと云
う問題があった。
【０００６】又、このような問題を解決するために周波
数ホッピング（ＦＨ）方式を用いて送信電力が非常に大
きい干渉波を除去する手段が提案されているが、干渉波
と希望波とを互いに無相関にすることが可能なホッピン
グパターンを作る方法は知られていない、又ＦＨ方式の
出力信号生成用位相制御発振器（ＰＬＯ）の発振周波数
を高速に切り替えることは、ＰＬＯが入力の積分値で動
作するために難しいと云う理由でホッピング速度を高く
することが困難であるから、実用的な通信方法として用
いることができないと云う問題があった。
数ホッピング（ＦＨ）方式を用いて送信電力が非常に大
きい干渉波を除去する手段が提案されているが、干渉波
と希望波とを互いに無相関にすることが可能なホッピン
グパターンを作る方法は知られていない、又ＦＨ方式の
出力信号生成用位相制御発振器（ＰＬＯ）の発振周波数
を高速に切り替えることは、ＰＬＯが入力の積分値で動
作するために難しいと云う理由でホッピング速度を高く
することが困難であるから、実用的な通信方法として用
いることができないと云う問題があった。
【０００７】
【発明の目的】本発明は上述したような従来のスペクト
ラム拡散通信方法の問題を解決するためになされたもの
であって、受信機が非常に大きな電力の干渉波を受信し
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供することを
目的とする。
ラム拡散通信方法の問題を解決するためになされたもの
であって、受信機が非常に大きな電力の干渉波を受信し
ても初段増幅器の飽和を防止し、かつ必要に応じてフレ
ーム当たり多値情報を送る高能率伝送の手段を実現する
上で有効なスペクトラム拡散通信方法を提供することを
目的とする。
【０００８】
【発明の概要】上述の問題を解決するため、本発明に於
いては以下のように構成する。即ち、伝送すべきデータ
の各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出するスペクトラム
拡散通信方法に於いて、周波数スペクトルの重なりが互
いに少なくなるように、ＰＮ系列符号ユニットを非反転
及び／又は反転した配列パターンからなるＰＮ配列符号
を複数個作り、その一つ又は複数個を夫々の通信チャネ
ルに割り当てる。更に、上記したようにＰＮ配列符号を
夫々の通信チャネルに割当ると共に、夫々の受信側でそ
のＰＮ配列符号の周波数スペクトルパターンに応じたフ
ィルタを使用して干渉波を除去するように構成する。換
言すれば、本発明は比較的短い周期のＭ系列を単位と
し、これを複数個並べた系列により拡散されたスペクト
ルが櫛形状に離散したものになることに着目し、このス
ペクトルパターンを各通信チャネルに割り当て、適応制
御すればその占有帯域が互いに重複しないようにシフト
することができ夫々のスペクトル成分を適当なフィルタ
により周波数領域上で分離抑圧することによって受信機
の高周波部での干渉を防止するものである。又は、伝送
すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出する
スペクトラム拡散通信方法に於いて、前記伝送すべきデ
ータをそのデータレートの周波数帯域内に制限する手段
を具えることによって、受信側に配備した他の拡散符号
との間の相互相関値をゼロに近付けるように構成する。
或は、ＰＮ系列符号発生器と乗算器間、又は前記乗算器
出力側に帯域制限フィルタを挿入することによって、送
信信号を主要スペクトル帯域の範囲内に制限するように
構成する。
いては以下のように構成する。即ち、伝送すべきデータ
の各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出するスペクトラム
拡散通信方法に於いて、周波数スペクトルの重なりが互
いに少なくなるように、ＰＮ系列符号ユニットを非反転
及び／又は反転した配列パターンからなるＰＮ配列符号
を複数個作り、その一つ又は複数個を夫々の通信チャネ
ルに割り当てる。更に、上記したようにＰＮ配列符号を
夫々の通信チャネルに割当ると共に、夫々の受信側でそ
のＰＮ配列符号の周波数スペクトルパターンに応じたフ
ィルタを使用して干渉波を除去するように構成する。換
言すれば、本発明は比較的短い周期のＭ系列を単位と
し、これを複数個並べた系列により拡散されたスペクト
ルが櫛形状に離散したものになることに着目し、このス
ペクトルパターンを各通信チャネルに割り当て、適応制
御すればその占有帯域が互いに重複しないようにシフト
することができ夫々のスペクトル成分を適当なフィルタ
により周波数領域上で分離抑圧することによって受信機
の高周波部での干渉を防止するものである。又は、伝送
すべきデータの各ビット値にＰＮ系列を乗じて送出する
スペクトラム拡散通信方法に於いて、前記伝送すべきデ
ータをそのデータレートの周波数帯域内に制限する手段
を具えることによって、受信側に配備した他の拡散符号
との間の相互相関値をゼロに近付けるように構成する。
或は、ＰＮ系列符号発生器と乗算器間、又は前記乗算器
出力側に帯域制限フィルタを挿入することによって、送
信信号を主要スペクトル帯域の範囲内に制限するように
構成する。
【０００９】
【実施例】先ず、実施例を説明する前に、本発明の理解
を助けるために交番Ｍ系列とその特性について詳細に説
明する。図１（ａ）は送信すべきデータをＢＰＳＫ変調
する場合の信号波形を示したもので、データ入力”
１”，”０”に対応してＭ系列の非反転系列Ｍ（＋）と
反転系列Ｍ（−）を適宜組み合わせて拡散変調する場合
を示したものである。この場合、系列長Ｍ0 *＝２m −１
（但し、ｍは任意の正の整数）の比較的短い小Ｍ系列を
考え、これを配列常数Ｎ＝２n （但し、ｎは任意の正の
整数）個並べて、フレーム長がＭＦ＝ＮＭ0 *となる拡散
系列を作り、これをデータ周期Ｔに対応させる。図１
（ｂ）に示す配列パターンＰ0 はこのＭ0 *（＋）（図に
は＋として表示）を８個並べたものである。図１（ｃ）
乃至（ｅ）に示す配列パターンＰ1 〜Ｐ3は、Ｍ
0 *（＋）とＭ0 *（−）（図には−として表示）を交互に
配列したものである。この列に示す＋，−の系列は図２
に示す８次アダマール行列、即ち８行８列のアダマール
行列中の４行に当たり。ここでは、Ｐ0 〜Ｐ3 を基本交
番Ｍ系列と呼ぶことにする。
を助けるために交番Ｍ系列とその特性について詳細に説
明する。図１（ａ）は送信すべきデータをＢＰＳＫ変調
する場合の信号波形を示したもので、データ入力”
１”，”０”に対応してＭ系列の非反転系列Ｍ（＋）と
反転系列Ｍ（−）を適宜組み合わせて拡散変調する場合
を示したものである。この場合、系列長Ｍ0 *＝２m −１
（但し、ｍは任意の正の整数）の比較的短い小Ｍ系列を
考え、これを配列常数Ｎ＝２n （但し、ｎは任意の正の
整数）個並べて、フレーム長がＭＦ＝ＮＭ0 *となる拡散
系列を作り、これをデータ周期Ｔに対応させる。図１
（ｂ）に示す配列パターンＰ0 はこのＭ0 *（＋）（図に
は＋として表示）を８個並べたものである。図１（ｃ）
乃至（ｅ）に示す配列パターンＰ1 〜Ｐ3は、Ｍ
0 *（＋）とＭ0 *（−）（図には−として表示）を交互に
配列したものである。この列に示す＋，−の系列は図２
に示す８次アダマール行列、即ち８行８列のアダマール
行列中の４行に当たり。ここでは、Ｐ0 〜Ｐ3 を基本交
番Ｍ系列と呼ぶことにする。
【００１０】このような交番Ｍ系列のスペクトルの例を
図３に示す。各配列パターンの基本波をｆi とすれば、
そのスペクトルはｆi の整数倍の高調波からなる。同図
の縦軸は、拡散系列の２値に±０．５Ｖを対応させたと
きの電圧値である。又、ｉ≠０のパターンは基本波ｆi
の奇数倍の周波数成分のみ有する。
図３に示す。各配列パターンの基本波をｆi とすれば、
そのスペクトルはｆi の整数倍の高調波からなる。同図
の縦軸は、拡散系列の２値に±０．５Ｖを対応させたと
きの電圧値である。又、ｉ≠０のパターンは基本波ｆi
の奇数倍の周波数成分のみ有する。
【００１１】ここで、クロック周波数をｆｃ、データ伝
送レートをｆｄとすると、前記図１の構成から次の関係
が与えられる。 ｆｃ＝ＮＭ0 *ｆd （１） Ｎ＝２n （２） Ｍ0 *＝２m −１ （３） これ等から、各配列パターンＰｉの基本波成分は、 Ｐ0 ：ｆ0 ＝Ｎｆd ＝ｃ0 ｆd ＝ｆc ／Ｍ0 *
（４） Ｐi ：ｆi ＝Ｎｆd ／２i ＝ｃｉｆd ＝ｆｃ／（２i Ｍ
0 *）（ｉ≠０ （５） ｃi ＝Ｎ／２i （ｉ≠０） （６） 又、各配列パターンＰｉの高調波成分を表現すると、 Ｐ0 ：ｆ0k＝ｋｆ0 ［ｋ＝１，２，３，…（Ｍ0 *−
１）］ （７） Ｐi ：ｆik＝ｋ0 ｆi ［ｋ0 ＝１，３，５，…（２i
−１）Ｍ0 *］［ｉ＝１，２，３，…（ＮS −１）］
（８） ここに、ＮS は交番Ｍ系列のパターンの種
類の数であり、Ｐ0 を含めて ＮS ＝（ｌｏｇ2 Ｎ）＋１＝ｎ＋１ （９） となる。
送レートをｆｄとすると、前記図１の構成から次の関係
が与えられる。 ｆｃ＝ＮＭ0 *ｆd （１） Ｎ＝２n （２） Ｍ0 *＝２m −１ （３） これ等から、各配列パターンＰｉの基本波成分は、 Ｐ0 ：ｆ0 ＝Ｎｆd ＝ｃ0 ｆd ＝ｆc ／Ｍ0 *
（４） Ｐi ：ｆi ＝Ｎｆd ／２i ＝ｃｉｆd ＝ｆｃ／（２i Ｍ
0 *）（ｉ≠０ （５） ｃi ＝Ｎ／２i （ｉ≠０） （６） 又、各配列パターンＰｉの高調波成分を表現すると、 Ｐ0 ：ｆ0k＝ｋｆ0 ［ｋ＝１，２，３，…（Ｍ0 *−
１）］ （７） Ｐi ：ｆik＝ｋ0 ｆi ［ｋ0 ＝１，３，５，…（２i
−１）Ｍ0 *］［ｉ＝１，２，３，…（ＮS −１）］
（８） ここに、ＮS は交番Ｍ系列のパターンの種
類の数であり、Ｐ0 を含めて ＮS ＝（ｌｏｇ2 Ｎ）＋１＝ｎ＋１ （９） となる。
【００１２】従って、交番Ｍ系列は前記図３に於いてＰ
3 を除くとデータ入力との乗算による各線スペクトルの
両側への帯域の拡大（±ｆd ）を考慮し、且つ上述した
ように交番Ｍ系列夫々を同一系列のＭ系列で作成して
も、各パターンのスペクトルは相互に重複することなく
これ等の拡散変調波の相互相関をゼロにすることがで
き、しかもこれ等拡散変調波の周波数夫々を各通信チャ
ネル毎に割当ると共に分離抽出すれば通信チャネル相互
に影響し合う干渉波を抑圧することが可能となり上述し
たような初段増幅器の飽和を防止することができる。
本発明は上述した原理によって干渉信号を除去するもの
であって、以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳
細に説明する。
3 を除くとデータ入力との乗算による各線スペクトルの
両側への帯域の拡大（±ｆd ）を考慮し、且つ上述した
ように交番Ｍ系列夫々を同一系列のＭ系列で作成して
も、各パターンのスペクトルは相互に重複することなく
これ等の拡散変調波の相互相関をゼロにすることがで
き、しかもこれ等拡散変調波の周波数夫々を各通信チャ
ネル毎に割当ると共に分離抽出すれば通信チャネル相互
に影響し合う干渉波を抑圧することが可能となり上述し
たような初段増幅器の飽和を防止することができる。
本発明は上述した原理によって干渉信号を除去するもの
であって、以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳
細に説明する。
【００１３】図４は本発明に係る方法を実施するための
スペクトラム拡散信号の送信機と受信機の一実施例を示
す構成図である。同図に於いてＴ2 は送信機であって、
周波数ｆ0 の搬送波を発生する発振器１２と、後述する
ような系列符号を発生する符号発生器１３とを具え、第
１の乗算器１４によって伝送すべきデータＤで前記系列
符号を変調し、第２の乗算器１５によりその変調信号で
前記搬送波を乗積変調することによってデータＤを含む
搬送波をスペクトラム拡散した後、無線通信路を介して
受信機Ｒ2 に送出するように構成する。
スペクトラム拡散信号の送信機と受信機の一実施例を示
す構成図である。同図に於いてＴ2 は送信機であって、
周波数ｆ0 の搬送波を発生する発振器１２と、後述する
ような系列符号を発生する符号発生器１３とを具え、第
１の乗算器１４によって伝送すべきデータＤで前記系列
符号を変調し、第２の乗算器１５によりその変調信号で
前記搬送波を乗積変調することによってデータＤを含む
搬送波をスペクトラム拡散した後、無線通信路を介して
受信機Ｒ2 に送出するように構成する。
【００１４】一方、受信機Ｒ2 は周波数ｆL のローカル
信号を発生する局部発振器１６及び前記送信機Ｔ2 と同
一の系列符号を発生する符号発生器１７を具え、送信機
Ｔ2から送致されたスペクトラム拡散信号をフィルタ１
８及び増幅器１９を介して抽出した信号と前記ローカル
信号ｆL(≒f0) とをミキサ２０で周波数混合し、これを
ＬＰＦに通すことによってその入来スペクトラム拡散信
号をベースバンド帯域の拡散信号に変換する。又、乗算
器２１により前記系列符号とベースバンド帯域の拡散信
号との間で相関をとり、その相関信号を積分器で積分し
た出力信号を検波器２３でＭ系列のフレームの最終時点
で検波し、送信された情報データＤを復調するように構
成する。
信号を発生する局部発振器１６及び前記送信機Ｔ2 と同
一の系列符号を発生する符号発生器１７を具え、送信機
Ｔ2から送致されたスペクトラム拡散信号をフィルタ１
８及び増幅器１９を介して抽出した信号と前記ローカル
信号ｆL(≒f0) とをミキサ２０で周波数混合し、これを
ＬＰＦに通すことによってその入来スペクトラム拡散信
号をベースバンド帯域の拡散信号に変換する。又、乗算
器２１により前記系列符号とベースバンド帯域の拡散信
号との間で相関をとり、その相関信号を積分器で積分し
た出力信号を検波器２３でＭ系列のフレームの最終時点
で検波し、送信された情報データＤを復調するように構
成する。
【００１５】ここでは、図５に示すように送信機Ｔ2 及
び受信機Ｒ2 を通信局Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ夫々が具え、通
信局ＡとＢ及び通信局ＣとＤとの間で互いにデータ通信
を行う場合を考え、互いに近距離に配置された通信局Ａ
及びＣ夫々の送信波が他方の受信機に干渉しないように
するためのスペクトラム拡散通信方法を説明する。
び受信機Ｒ2 を通信局Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ夫々が具え、通
信局ＡとＢ及び通信局ＣとＤとの間で互いにデータ通信
を行う場合を考え、互いに近距離に配置された通信局Ａ
及びＣ夫々の送信波が他方の受信機に干渉しないように
するためのスペクトラム拡散通信方法を説明する。
【００１６】先ず、通信局Ａ及びＢは前記図２に示す８
次アダマール行列の１行目のパターン”＋＋＋＋＋＋＋
＋”の各記号に応じて、系列長がＭ0 *＝２m −１［ビッ
ト］のＭ系列ＭA を非反転させた系列ＭA + を図６に示
すように前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭ
F ＝８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰA を符号発生器１３
及び１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させ
る。又、通信局Ａ及びＢ夫々のフィルタ１８には図３
（ａ）に示すように周波数ｆc1＝８ｆd ｋ（但し、ｋ＝
１，２，３，…，Ｍ0 *−１）の中心周波数で、帯域幅が
ｆd の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号
ＰA でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡
散信号を両局間の通信媒体として使用する。
次アダマール行列の１行目のパターン”＋＋＋＋＋＋＋
＋”の各記号に応じて、系列長がＭ0 *＝２m −１［ビッ
ト］のＭ系列ＭA を非反転させた系列ＭA + を図６に示
すように前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭ
F ＝８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰA を符号発生器１３
及び１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させ
る。又、通信局Ａ及びＢ夫々のフィルタ１８には図３
（ａ）に示すように周波数ｆc1＝８ｆd ｋ（但し、ｋ＝
１，２，３，…，Ｍ0 *−１）の中心周波数で、帯域幅が
ｆd の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号
ＰA でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡
散信号を両局間の通信媒体として使用する。
【００１７】一方、通信局Ｃ及びＤは前記図２に示す８
次アダマール行列の２行目のパターン”＋−＋−＋−＋
−”の各記号に応じて、前記Ｍ系列ＭA を非反転させた
系列ＭA +と反転させた系列ＭA -とを図７に示すように交
互に前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭF ＝
８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰB を符号発生器１３及び
１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させる。
又、通信局Ｃ及びＤのフィルタ１８には図３（ｂ）に示
すように周波数ｆc2＝８ｆd ／２ｋ0 （但し、ｋ0
＝１，３，５，…，Ｍ0 *）の中心周波数で、帯域幅がｆ
d の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号Ｐ
B でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡散
信号を両局間の通信媒体として使用する。
次アダマール行列の２行目のパターン”＋−＋−＋−＋
−”の各記号に応じて、前記Ｍ系列ＭA を非反転させた
系列ＭA +と反転させた系列ＭA -とを図７に示すように交
互に前記配列定数Ｎ＝８個並べた、フレーム長がＭF ＝
８Ｍ0 *［ビット］の系列符号ＰB を符号発生器１３及び
１７からデータＤの各ビット値に応じて発生させる。
又、通信局Ｃ及びＤのフィルタ１８には図３（ｂ）に示
すように周波数ｆc2＝８ｆd ／２ｋ0 （但し、ｋ0
＝１，３，５，…，Ｍ0 *）の中心周波数で、帯域幅がｆ
d の周波数成分を抽出可能なものを使用し、系列符号Ｐ
B でデータＤを含む搬送波を拡散したスペクトラム拡散
信号を両局間の通信媒体として使用する。
【００１８】このようにすれば、通信局Ａ及びＢは夫々
の送信機が系列符号ＰA で乗積変調したスペクトラム拡
散信号のスペクトルは図３（ａ）に示すように周波数ｆ
ｃ1及びその整数倍の高調波成分となり、各スペクトル
の幅はｆd になると共に、夫々のスペクトラム拡散信号
は相手局のフィルタ１６を介して初段増幅器に入力され
るから、両局は互いに他局の干渉を受けることなく通信
することができる。同様に通信局Ｃ及びＤも、夫々の送
信機が系列符号ＰB で乗積変調したスペクトラム拡散信
号のスペクトルは図３（ｂ）に示すように周波数ｆｃ2
及びその奇数倍の高調波成分となり、各スペクトルの幅
はｆd になるから、夫々のスペクトラム拡散信号は相手
局のフィルタ１８を介して復調され、両局は互いに他局
の干渉を受けることなく通信することができる。更に、
通信局Ａ及びＣが夫々送信するスペクトラム拡散信号の
スペクトルは前記図３（ａ）及び（ｂ）に示すように互
いに重ならず、両局の送信波は夫々他方局のフィルタ１
８で抑圧することができるから、各受信機の初段増幅器
の飽和を防止することができ、両局は夫々の送信波によ
って互いに復調動作を妨げないように目的の通信を行う
ことができる。
の送信機が系列符号ＰA で乗積変調したスペクトラム拡
散信号のスペクトルは図３（ａ）に示すように周波数ｆ
ｃ1及びその整数倍の高調波成分となり、各スペクトル
の幅はｆd になると共に、夫々のスペクトラム拡散信号
は相手局のフィルタ１６を介して初段増幅器に入力され
るから、両局は互いに他局の干渉を受けることなく通信
することができる。同様に通信局Ｃ及びＤも、夫々の送
信機が系列符号ＰB で乗積変調したスペクトラム拡散信
号のスペクトルは図３（ｂ）に示すように周波数ｆｃ2
及びその奇数倍の高調波成分となり、各スペクトルの幅
はｆd になるから、夫々のスペクトラム拡散信号は相手
局のフィルタ１８を介して復調され、両局は互いに他局
の干渉を受けることなく通信することができる。更に、
通信局Ａ及びＣが夫々送信するスペクトラム拡散信号の
スペクトルは前記図３（ａ）及び（ｂ）に示すように互
いに重ならず、両局の送信波は夫々他方局のフィルタ１
８で抑圧することができるから、各受信機の初段増幅器
の飽和を防止することができ、両局は夫々の送信波によ
って互いに復調動作を妨げないように目的の通信を行う
ことができる。
【００１９】尚、この実施例では二つの通信局の初段増
幅器が飽和する場合の問題を解決する手段を示したが、
本発明はこれに限らず上述の交番Ｍ系列の各パターンを
生成する際の前記配列常数Ｎ等の定数を変更すれば、ス
ペクトルが重複しない多数のパターンを作成することが
できるから、これ等のパターンに基づく系列符号を通信
局各々に割り当てることによって、任意の複数の通信局
間に於いて同様に相互干渉を抑圧することができる。
又、前記交番Ｍ系列は上述したものに限らず、図８に示
すようにＮ次アダマール行列の各行の非反転系列及び／
又は反転系列をＭ系列の正負にしたがって配列したもの
を所定の通信局に割り当てても良く、上記効果を得るこ
とができる。
幅器が飽和する場合の問題を解決する手段を示したが、
本発明はこれに限らず上述の交番Ｍ系列の各パターンを
生成する際の前記配列常数Ｎ等の定数を変更すれば、ス
ペクトルが重複しない多数のパターンを作成することが
できるから、これ等のパターンに基づく系列符号を通信
局各々に割り当てることによって、任意の複数の通信局
間に於いて同様に相互干渉を抑圧することができる。
又、前記交番Ｍ系列は上述したものに限らず、図８に示
すようにＮ次アダマール行列の各行の非反転系列及び／
又は反転系列をＭ系列の正負にしたがって配列したもの
を所定の通信局に割り当てても良く、上記効果を得るこ
とができる。
【００２０】上述の実施例では、交番Ｍ系列を所定の通
信局に割り当てたが、本発明はこれに限らず次のように
種々変形が可能である。図９（ａ）は他の系列符号の構
成例を示す図であって、１次小Ｍ系列Ｍ1 *を考え、その
構成要素を０次小Ｍ系列Ｍ0 *とし、Ｍ系列Ｍ1 *を配列定
数Ｎ個配列すると共に、Ｍ系列Ｍ1 *の各要素をＮ次アダ
マール行列に於ける配列パターンの＋、−に従って非反
転、反転する。即ち、同図（ｂ）に示すようにＭ系列Ｍ
1 *の各ビット値に応じて、例えばその系列のビット値
が’１’の場合にはＭ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ0
*+ を、又前記ビット値が’０’の場合にはＭ系列Ｍ0 *
を反転させた系列Ｍ0 *- をＭ系列Ｍ1 *の系列長分並べた
系列ＭB を生成すると共に、配列定数Ｎ＝２n を次数と
したアダマール行列の各行のパターン毎に、前記系列Ｍ
B を非反転させた系列ＭB +及び反転させたＭB -を配列定
数Ｎ＝２n 個並べる如く系列符号ＰB1，ＰB2，ＰB3，…
を構成する。この系列を系列組み合わせ態様から再拡散
形Ｐ（ＭＭＮ）と呼ぶことにする。この手段によれば多
数の系列を構成する上で有効である。
信局に割り当てたが、本発明はこれに限らず次のように
種々変形が可能である。図９（ａ）は他の系列符号の構
成例を示す図であって、１次小Ｍ系列Ｍ1 *を考え、その
構成要素を０次小Ｍ系列Ｍ0 *とし、Ｍ系列Ｍ1 *を配列定
数Ｎ個配列すると共に、Ｍ系列Ｍ1 *の各要素をＮ次アダ
マール行列に於ける配列パターンの＋、−に従って非反
転、反転する。即ち、同図（ｂ）に示すようにＭ系列Ｍ
1 *の各ビット値に応じて、例えばその系列のビット値
が’１’の場合にはＭ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ0
*+ を、又前記ビット値が’０’の場合にはＭ系列Ｍ0 *
を反転させた系列Ｍ0 *- をＭ系列Ｍ1 *の系列長分並べた
系列ＭB を生成すると共に、配列定数Ｎ＝２n を次数と
したアダマール行列の各行のパターン毎に、前記系列Ｍ
B を非反転させた系列ＭB +及び反転させたＭB -を配列定
数Ｎ＝２n 個並べる如く系列符号ＰB1，ＰB2，ＰB3，…
を構成する。この系列を系列組み合わせ態様から再拡散
形Ｐ（ＭＭＮ）と呼ぶことにする。この手段によれば多
数の系列を構成する上で有効である。
【００２１】又、図１０（ａ）は、上記Ｐ（ＭＭＮ）系
列の組み合わせ順を転置した例を示したもので、同様に
再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列と称す。即ち、このＰ（ＭＮ
Ｍ）系列は図１０（ｂ）に示すように配列定数Ｎ＝２n
を次数としたアダマール行列の各行のパターン毎に各パ
ターンに応じて、０次Ｍ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ
0 *+ 及び反転させた系列Ｍ0 *- を前記配列定数Ｎ個並べ
た系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…を生成すると共に、それ等
系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…毎に、１次Ｍ系列Ｍ1 *の各ビ
ット値に応じて、非反転させた系列及び反転させた系列
を１次Ｍ系列Ｍ1 *の系列長分並べる如く系列符号Ｐc1，
Ｐc2，Ｐc3，…を構成したもので、この手法も多数の系
列を構成する上で有効である。
列の組み合わせ順を転置した例を示したもので、同様に
再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列と称す。即ち、このＰ（ＭＮ
Ｍ）系列は図１０（ｂ）に示すように配列定数Ｎ＝２n
を次数としたアダマール行列の各行のパターン毎に各パ
ターンに応じて、０次Ｍ系列Ｍ0 *を非反転させた系列Ｍ
0 *+ 及び反転させた系列Ｍ0 *- を前記配列定数Ｎ個並べ
た系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…を生成すると共に、それ等
系列Ｍc1，Ｍc2，Ｍc3，…毎に、１次Ｍ系列Ｍ1 *の各ビ
ット値に応じて、非反転させた系列及び反転させた系列
を１次Ｍ系列Ｍ1 *の系列長分並べる如く系列符号Ｐc1，
Ｐc2，Ｐc3，…を構成したもので、この手法も多数の系
列を構成する上で有効である。
【００２２】尚、前記配列パターンＰ1 及びＰ２に相当
する再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列の
スペクトルの一部はＭ0 *＝Ｍ1 *＝７、Ｎ＝８とした場
合、夫々図１１（ａ）乃至（ｄ）に示される。Ｐ（ＭＭ
Ｎ）系列は前述の基本交番Ｍ系列と本質的に同じ様相を
示し、式（４）〜（８）が成り立つ（但し、式（４）〜
（８）におけるＭ0 *をＭ0 *Ｍ1 *に置換する必要があ
る）。一方、Ｐ（ＭＮＭ）系列は前記基本交番Ｍ系列の
線スペクトルを中心とし、その周りに１次Ｍ系列Ｍ1 *に
よる側帯波の線スペクトルが±Ｍ1 *ｆd の範囲に亘って
配置され、例えばＰ1（ＭＮＭ）ではＭ0 *Ｎｆd ／２＝
２８ｆd とそのｋ0 倍の周りに、±７ｆd の範囲に亘っ
て線スペクトルが拡がる。又、ここで示した再拡散形系
列は上述したようなＰ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）
系列に限らず、Ｍ系列又はＮ次アダマール行列の各行を
基本とし、その非反転及び／又は反転系列を他のＭ系列
又はＮ次アダマール行列の各行の正負にしたがって配列
することを繰り返して構成した系列であれば良い。
する再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）系列の
スペクトルの一部はＭ0 *＝Ｍ1 *＝７、Ｎ＝８とした場
合、夫々図１１（ａ）乃至（ｄ）に示される。Ｐ（ＭＭ
Ｎ）系列は前述の基本交番Ｍ系列と本質的に同じ様相を
示し、式（４）〜（８）が成り立つ（但し、式（４）〜
（８）におけるＭ0 *をＭ0 *Ｍ1 *に置換する必要があ
る）。一方、Ｐ（ＭＮＭ）系列は前記基本交番Ｍ系列の
線スペクトルを中心とし、その周りに１次Ｍ系列Ｍ1 *に
よる側帯波の線スペクトルが±Ｍ1 *ｆd の範囲に亘って
配置され、例えばＰ1（ＭＮＭ）ではＭ0 *Ｎｆd ／２＝
２８ｆd とそのｋ0 倍の周りに、±７ｆd の範囲に亘っ
て線スペクトルが拡がる。又、ここで示した再拡散形系
列は上述したようなＰ（ＭＭＮ）系列及びＰ（ＭＮＭ）
系列に限らず、Ｍ系列又はＮ次アダマール行列の各行を
基本とし、その非反転及び／又は反転系列を他のＭ系列
又はＮ次アダマール行列の各行の正負にしたがって配列
することを繰り返して構成した系列であれば良い。
【００２３】上述の各実施例では各通信局に於いて使用
する系列符号として配列常数Ｎ＝２n 個のＭ系列を並べ
たものを考えたが、本発明はこれに限らず並べるべきＭ
系列の数Ｎは、α1 ，α2 ，α3 ，…αp を夫々任意の
素数とした場合、次式 Ｎ＝２n ・α1 ・α2 ・α3 …
αp （１０）に表されるように少なくとも１つの
素数と２の冪乗との積で算出した数としても良い。この
際、１フレーム中の中でＭ0 *の交番パターンが完結する
ためには前記式（１０）を次式、 ｃi ＝Ｎ／ｕi （ｉ＝０，１，２，…） （１１） に（ここで、ｃi はサイクルの数／フレームを、ｕi は
Ｍ0 *のユニット数／サイクルを表す）置き換えて、これ
を満たすような式（１０）の値を選定する。
する系列符号として配列常数Ｎ＝２n 個のＭ系列を並べ
たものを考えたが、本発明はこれに限らず並べるべきＭ
系列の数Ｎは、α1 ，α2 ，α3 ，…αp を夫々任意の
素数とした場合、次式 Ｎ＝２n ・α1 ・α2 ・α3 …
αp （１０）に表されるように少なくとも１つの
素数と２の冪乗との積で算出した数としても良い。この
際、１フレーム中の中でＭ0 *の交番パターンが完結する
ためには前記式（１０）を次式、 ｃi ＝Ｎ／ｕi （ｉ＝０，１，２，…） （１１） に（ここで、ｃi はサイクルの数／フレームを、ｕi は
Ｍ0 *のユニット数／サイクルを表す）置き換えて、これ
を満たすような式（１０）の値を選定する。
【００２４】この例に於いて系列符号を形成する各Ｍ系
列を非反転又は反転させるパターンは、例えば前記Ｎを
２3 と素数３との積、即ちＮ＝２４とし、Ｍ系列の非反
転及び反転を夫々記号＋及び−で表した場合、上記条件
を満たす配列としては図１２（ａ）に示すようにその
＋、−の交番パターンを定めれば、そのパターンは系列
符号の１フレーム長に於いて完結させることができる。
このようにして生成した系列符号はその態様から公倍数
形と称し、各系列符号のスペクトルは上述した系列符号
と同様にそのＭ系列の非反転及び反転のパターンに基づ
いて互いに重ならないようにすることができる。図１２
（ｂ）はこの例に於ける各パターンの線スペクトルを表
し、この場合はＮ＝２n の場合と異なり配列パターン相
互間に於いて若干周波数成分が重複するが、重複点は次
式 ｃi ｋ0 ＝ｃj ｋ0 ′ （ｋ0，ｋ0 ′：奇数）
（１２）を満たす場合であって、その重複点は非常に少
ないから、この例に於ける配列パターンは配列常数Ｎ＝
２n の場合と比較しても実用上問題なく、又この配列パ
ターンの種類ＮS はｃi が正数になる場合をｃi ＝１と
すれば次式 ＮS ＝Σｃi ［ｃi ＝正数］（１３） のように表せる。
列を非反転又は反転させるパターンは、例えば前記Ｎを
２3 と素数３との積、即ちＮ＝２４とし、Ｍ系列の非反
転及び反転を夫々記号＋及び−で表した場合、上記条件
を満たす配列としては図１２（ａ）に示すようにその
＋、−の交番パターンを定めれば、そのパターンは系列
符号の１フレーム長に於いて完結させることができる。
このようにして生成した系列符号はその態様から公倍数
形と称し、各系列符号のスペクトルは上述した系列符号
と同様にそのＭ系列の非反転及び反転のパターンに基づ
いて互いに重ならないようにすることができる。図１２
（ｂ）はこの例に於ける各パターンの線スペクトルを表
し、この場合はＮ＝２n の場合と異なり配列パターン相
互間に於いて若干周波数成分が重複するが、重複点は次
式 ｃi ｋ0 ＝ｃj ｋ0 ′ （ｋ0，ｋ0 ′：奇数）
（１２）を満たす場合であって、その重複点は非常に少
ないから、この例に於ける配列パターンは配列常数Ｎ＝
２n の場合と比較しても実用上問題なく、又この配列パ
ターンの種類ＮS はｃi が正数になる場合をｃi ＝１と
すれば次式 ＮS ＝Σｃi ［ｃi ＝正数］（１３） のように表せる。
【００２５】又、上述の交番Ｍ系列、再拡散形系列に於
いてもスペクトルが一部重なる場合があるが、それ等に
ついても重なる度合いが少なければ同様に実用上問題な
く本発明の効果が得られる。即ち、各通信局に周波数ス
ペクトルが互いに重ならない系列符号、換言するならば
周波数スペクトルに於ける相関値が互いにゼロの系列符
号を割り当てる場合が本発明の効果は大きいが、本発明
はこれに限らず相互の周波数スペクトルに於ける相関値
が小さければ初段増幅器の飽和を防止するには充分であ
る。
いてもスペクトルが一部重なる場合があるが、それ等に
ついても重なる度合いが少なければ同様に実用上問題な
く本発明の効果が得られる。即ち、各通信局に周波数ス
ペクトルが互いに重ならない系列符号、換言するならば
周波数スペクトルに於ける相関値が互いにゼロの系列符
号を割り当てる場合が本発明の効果は大きいが、本発明
はこれに限らず相互の周波数スペクトルに於ける相関値
が小さければ初段増幅器の飽和を防止するには充分であ
る。
【００２６】更に、上述した交番Ｍ系列は図２の配列パ
ターンのみを用いる場合、このパターンの種類もアドレ
ス空間に利用すると考えた際の総アドレス容量ＮA *及び
ＢＰＳＫ方式の総アドレス容量ＮA はＨ（Ｍ0 *）をＭ系
列長がＭ0 *の場合の利用可能な系列数を求める関数とす
れば次式 ＮA *＝ＮS ・Ｈ（Ｍ0 *） （１４） ＮA ＝Ｈ（ＮＭ0 *） （１５） のように表される。ここで、Ｈ（ＮＭ0 *）の値は一般に
ＮＭ0 *≠２m −１であって、近傍の２個のＭ系列、ＭE1
とＭE2を選びＨ（ＭE1）とＨ（ＭE2）の比例配分値を近
似値とする。
ターンのみを用いる場合、このパターンの種類もアドレ
ス空間に利用すると考えた際の総アドレス容量ＮA *及び
ＢＰＳＫ方式の総アドレス容量ＮA はＨ（Ｍ0 *）をＭ系
列長がＭ0 *の場合の利用可能な系列数を求める関数とす
れば次式 ＮA *＝ＮS ・Ｈ（Ｍ0 *） （１４） ＮA ＝Ｈ（ＮＭ0 *） （１５） のように表される。ここで、Ｈ（ＮＭ0 *）の値は一般に
ＮＭ0 *≠２m −１であって、近傍の２個のＭ系列、ＭE1
とＭE2を選びＨ（ＭE1）とＨ（ＭE2）の比例配分値を近
似値とする。
【００２７】この両式から、アドレス効率ηを次式 η
＝ＮA *／ＮA （１６） のように定義し、横軸にｌｏｇ2 （ＮB ：ビット数／フ
レーム）をとった場合の交番Ｍ系列のアドレス効率ηは
シュミレーションを行った結果、図１３の実線のように
表される。この図から明らかなように交番Ｍ系列はＮと
して比較的小さい値を用いるとη＞１となり、ＢＰＳＫ
よりも配列パターン数を増加する観点で有利となる。
又、実用的観点から配列パターン数を増加させるために
Ｎを大きくするとアドレス効率は周期的に増減し、夫々
最大アドレス効率がサイクリックに現われることが理解
できよう。
＝ＮA *／ＮA （１６） のように定義し、横軸にｌｏｇ2 （ＮB ：ビット数／フ
レーム）をとった場合の交番Ｍ系列のアドレス効率ηは
シュミレーションを行った結果、図１３の実線のように
表される。この図から明らかなように交番Ｍ系列はＮと
して比較的小さい値を用いるとη＞１となり、ＢＰＳＫ
よりも配列パターン数を増加する観点で有利となる。
又、実用的観点から配列パターン数を増加させるために
Ｎを大きくするとアドレス効率は周期的に増減し、夫々
最大アドレス効率がサイクリックに現われることが理解
できよう。
【００２８】同様に、図１３には他の系列、即ち上述し
た公倍数形系列、再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（Ｍ
ＮＭ）系列に対するアドレス効率ηのシュミレーション
の結果を夫々点線、一点鎖線及び二点鎖線にて示した
が、夫々固有の特徴をもち、又Ｎの増加に対し効率最大
値が周期的に現われる傾向にあること上記基本交番Ｍ系
列と同様である。
た公倍数形系列、再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列及びＰ（Ｍ
ＮＭ）系列に対するアドレス効率ηのシュミレーション
の結果を夫々点線、一点鎖線及び二点鎖線にて示した
が、夫々固有の特徴をもち、又Ｎの増加に対し効率最大
値が周期的に現われる傾向にあること上記基本交番Ｍ系
列と同様である。
【００２９】上述の実施例では、周波数スペクトルが互
いに重ならない系列符号を予め各通信局に割り当てた
が、本発明はこれに限らず、初段増幅器が他の通信局の
送信波の影響を受けて不都合を生じた場合にその送信波
の周波数スペクトルを分析し、その周波数スペクトルに
重ならないスペクトルの送信波を生成するのに必要な系
列符号に変更すると共に、初段増幅器の前段に設けたフ
ィルタの特性を変更後のスペクトル成分のみを通過可能
なように変更する。尚、通信途中に系列符号を変更する
には相手局にもその旨を伝える必要があるが、その手段
としては低速度制御情報を極めて長いＭ系列を用いて伝
送する方法、或はＦＨ方法等の活用が考えられる。
いに重ならない系列符号を予め各通信局に割り当てた
が、本発明はこれに限らず、初段増幅器が他の通信局の
送信波の影響を受けて不都合を生じた場合にその送信波
の周波数スペクトルを分析し、その周波数スペクトルに
重ならないスペクトルの送信波を生成するのに必要な系
列符号に変更すると共に、初段増幅器の前段に設けたフ
ィルタの特性を変更後のスペクトル成分のみを通過可能
なように変更する。尚、通信途中に系列符号を変更する
には相手局にもその旨を伝える必要があるが、その手段
としては低速度制御情報を極めて長いＭ系列を用いて伝
送する方法、或はＦＨ方法等の活用が考えられる。
【００３０】或は、本発明は上述したように複数の通信
局が互いに基地局を介して通信を行う方式に於いても、
初段増幅器が他の通信局の送信波の影響を受けて不都合
を生じる場合は上述したように周波数スペクトルに於け
る相関値が小さい所要数の系列符号を当該通信局夫々に
割当ると共に、各通信局は自局に割り当てられた系列符
号のスペクトルのみを通過可能なフィルタを初段増幅器
の前段に設けるようにすれば適用可能であることは自明
であろう。 尚、上述の実施例では互いに周波数スペク
トルが重なりが少ない系列符号で初段増幅器の飽和問題
を解決する手段を述べたが、本発明はこのような目的の
みならず、以下述べるような目的を達成することができ
る。
局が互いに基地局を介して通信を行う方式に於いても、
初段増幅器が他の通信局の送信波の影響を受けて不都合
を生じる場合は上述したように周波数スペクトルに於け
る相関値が小さい所要数の系列符号を当該通信局夫々に
割当ると共に、各通信局は自局に割り当てられた系列符
号のスペクトルのみを通過可能なフィルタを初段増幅器
の前段に設けるようにすれば適用可能であることは自明
であろう。 尚、上述の実施例では互いに周波数スペク
トルが重なりが少ない系列符号で初段増幅器の飽和問題
を解決する手段を述べたが、本発明はこのような目的の
みならず、以下述べるような目的を達成することができ
る。
【００３１】即ち、上述したようなＭ系列符号及び伝送
すべきデータは矩形波で構成するのが一般的である。こ
のため、矩形波の高調波成分の影響で、スペクトラム拡
散信号は不要な信号成分が多数生じ、しかもこの不要な
信号成分と本来のスペクトラム拡散信号成分の周波数は
非常に接近し、或は混在するため、両者を区別すること
は非常に困難である。従って、複数のスペクトラム拡散
信号相互の相関値をゼロにすることは事実上不可能であ
る。
すべきデータは矩形波で構成するのが一般的である。こ
のため、矩形波の高調波成分の影響で、スペクトラム拡
散信号は不要な信号成分が多数生じ、しかもこの不要な
信号成分と本来のスペクトラム拡散信号成分の周波数は
非常に接近し、或は混在するため、両者を区別すること
は非常に困難である。従って、複数のスペクトラム拡散
信号相互の相関値をゼロにすることは事実上不可能であ
る。
【００３２】この問題を解決するため、本発明では図１
４に示すように送信側に於いて上述したような系列符号
に基づく周波数成分のみを通過可能なフィルタをスペク
トラム拡散用乗算器の後段に設ける。このようにすれ
ば、前記フィルタによって上述したような不要な信号成
分を除去することができるから、複数のスペクトラム拡
散信号相互の相関値をゼロに近付けることができ、Ｓ／
Ｎを向上する上で有効である。
４に示すように送信側に於いて上述したような系列符号
に基づく周波数成分のみを通過可能なフィルタをスペク
トラム拡散用乗算器の後段に設ける。このようにすれ
ば、前記フィルタによって上述したような不要な信号成
分を除去することができるから、複数のスペクトラム拡
散信号相互の相関値をゼロに近付けることができ、Ｓ／
Ｎを向上する上で有効である。
【００３３】同様の効果を得るには、前記フィルタをス
ペクトラム拡散用乗算器の前段に設けるか、或は伝送す
べきデータの高調波成分除去用フィルタ、即ちデータを
そのデータレートの周波数帯域内に制限するためのフィ
ルタを設けても良く、ここで述べたフィルタは適宜組み
合わせても良いことは自明であろう。更に、ここで示し
た効果を得る手段はこれに限らず、例えば図１５に示す
ように前記不要な信号成分を除去したスペクトラム拡散
信号をメモリに記憶し、伝送すべきデータ値及びＰＮ配
列符号の種類から前記メモリの所定アドレスを論理回路
で求めて、前記メモリから所要のスペクトラム拡散信号
を読み出すようにしても良い。
ペクトラム拡散用乗算器の前段に設けるか、或は伝送す
べきデータの高調波成分除去用フィルタ、即ちデータを
そのデータレートの周波数帯域内に制限するためのフィ
ルタを設けても良く、ここで述べたフィルタは適宜組み
合わせても良いことは自明であろう。更に、ここで示し
た効果を得る手段はこれに限らず、例えば図１５に示す
ように前記不要な信号成分を除去したスペクトラム拡散
信号をメモリに記憶し、伝送すべきデータ値及びＰＮ配
列符号の種類から前記メモリの所定アドレスを論理回路
で求めて、前記メモリから所要のスペクトラム拡散信号
を読み出すようにしても良い。
【００３４】又、上述の実施例では、周波数スペクトル
の重なりが少ない系列符号を各通信チャネルに割り当
て、初段増幅器の飽和問題を解決したが、図２に示すア
ダマール行列のパターンのすべてを使って伝送する方式
も実現できる。それは図２のパターンは互いに直交する
からである。例えば局Ａから基地局Ｅに向けて送信する
場合に複数種類あるＭ0 *の中のパターンの１つを（Ａ→
Ｅ）通信用に定めておき、局Ａは２つのＭ0 *をベースと
する図２の８種のパターンの何れか１個を選択して（Ｍ
0 *Ｎビット）のフレームを伝送する。局Ｅでは８種のパ
ターンの反転、非反転を識別するための計１６個の復調
器を準備しその中のいずれか１個の最大相関出力を送信
した復調器の相関パターンを送信パターンとして識別す
る。この場合、１フレームの符号系列（Ｍ0 *Ｎビット）
を送信することにより、log2（Ｎ×２）［Ｎ＝８の場合
はlog2（８×２）＝４］ビット／フレームの伝送ができ
る。すなわち、多値伝送をアダマール行列のパターンを
選用することにより実現できる。この場合のアドレス効
率は図１３の縦軸を２倍にしたことに相当し、したがっ
てηはほとんどの場合１より大となる。すなわち、通常
の単純なＭ系列を用いる場合より有利となる。上記の場
合は、飽和問題を解決する効果はない。しかし、図１８
で例えば３つの経路に対し、次の 伝送経路（Ａ→Ｅ）：Ｐ0 , Ｐ1 ( ２ビット/ フレーム） 〃 （Ｂ→Ｅ）：Ｐ2 ，Ｐ4 ( ２ビット/ フレーム） 〃 （Ｃ→Ｅ）：Ｐ3 ，Ｐ5 ，Ｐ6 ，Ｐ7 ( ３ビット
/ フレーム) のようにパターンを割り当てた場合、経路
〜はフレーム当り２〜３ビット伝送ができる。しか
も異なる経路向けの信号が干渉として入来しても異なる
経路に属する符号系列間の相互相関は（経路の符号系
列と及びのそれの間に若干存在するが）ほとんど０
に近づけることができる。また同一の経路内のパターン
は同じスペクトルをもつが、互いに直交しているので同
期が確保されている限り（１つの経路に関する伝送では
通常成立する条件）互いの干渉は０となる。したがっ
て、遠近問題に対処しつつ、多値伝送を実現できる。こ
の場合のアドレス効率はアダマールの全パターンを１経
路で独占使用する場合と同様に高い値となる。
の重なりが少ない系列符号を各通信チャネルに割り当
て、初段増幅器の飽和問題を解決したが、図２に示すア
ダマール行列のパターンのすべてを使って伝送する方式
も実現できる。それは図２のパターンは互いに直交する
からである。例えば局Ａから基地局Ｅに向けて送信する
場合に複数種類あるＭ0 *の中のパターンの１つを（Ａ→
Ｅ）通信用に定めておき、局Ａは２つのＭ0 *をベースと
する図２の８種のパターンの何れか１個を選択して（Ｍ
0 *Ｎビット）のフレームを伝送する。局Ｅでは８種のパ
ターンの反転、非反転を識別するための計１６個の復調
器を準備しその中のいずれか１個の最大相関出力を送信
した復調器の相関パターンを送信パターンとして識別す
る。この場合、１フレームの符号系列（Ｍ0 *Ｎビット）
を送信することにより、log2（Ｎ×２）［Ｎ＝８の場合
はlog2（８×２）＝４］ビット／フレームの伝送ができ
る。すなわち、多値伝送をアダマール行列のパターンを
選用することにより実現できる。この場合のアドレス効
率は図１３の縦軸を２倍にしたことに相当し、したがっ
てηはほとんどの場合１より大となる。すなわち、通常
の単純なＭ系列を用いる場合より有利となる。上記の場
合は、飽和問題を解決する効果はない。しかし、図１８
で例えば３つの経路に対し、次の 伝送経路（Ａ→Ｅ）：Ｐ0 , Ｐ1 ( ２ビット/ フレーム） 〃 （Ｂ→Ｅ）：Ｐ2 ，Ｐ4 ( ２ビット/ フレーム） 〃 （Ｃ→Ｅ）：Ｐ3 ，Ｐ5 ，Ｐ6 ，Ｐ7 ( ３ビット
/ フレーム) のようにパターンを割り当てた場合、経路
〜はフレーム当り２〜３ビット伝送ができる。しか
も異なる経路向けの信号が干渉として入来しても異なる
経路に属する符号系列間の相互相関は（経路の符号系
列と及びのそれの間に若干存在するが）ほとんど０
に近づけることができる。また同一の経路内のパターン
は同じスペクトルをもつが、互いに直交しているので同
期が確保されている限り（１つの経路に関する伝送では
通常成立する条件）互いの干渉は０となる。したがっ
て、遠近問題に対処しつつ、多値伝送を実現できる。こ
の場合のアドレス効率はアダマールの全パターンを１経
路で独占使用する場合と同様に高い値となる。
【００３５】上述の実施例で説明したように、伝送すべ
き２進データの複数ビットを系列符号に対応させて、多
値データ伝送手段に利用することができ、この場合、単
位時間当たりに伝送可能な通信量を増やすことができ
る。又、ここで使用するＰＮ配列符号のパターン数をＮ
とした場合、実効帯域減少率βは次式、 β＝（ｌｏｇ
2 ２Ｎ）-1 （１７）で表され、パターン数Ｎは上
述したように増やすことができるから、減少率βは小さ
くすることができ、通信路の周波数帯域を有効利用する
上で、都合が良いであろう。
き２進データの複数ビットを系列符号に対応させて、多
値データ伝送手段に利用することができ、この場合、単
位時間当たりに伝送可能な通信量を増やすことができ
る。又、ここで使用するＰＮ配列符号のパターン数をＮ
とした場合、実効帯域減少率βは次式、 β＝（ｌｏｇ
2 ２Ｎ）-1 （１７）で表され、パターン数Ｎは上
述したように増やすことができるから、減少率βは小さ
くすることができ、通信路の周波数帯域を有効利用する
上で、都合が良いであろう。
【００３６】更に、本発明は互いに周波数が重ならない
複数の系列符号を使用して同一データを伝送すれば、周
波数ダイバーシィティ通信方式として利用することがで
き、耐フェージング特性を向上する上で有効であろう。
又、本発明は上述したように相関値が小さい複数のＰＮ
配列符号を使用して複数回同一データを伝送する際にＣ
ＲＣ符号をデータに付加し、受信側に於いて送られたＣ
ＲＣ符号の結果から、良好な受信信号のみを復調するよ
うにすれば、通信の誤り率を改善する上で都合が良いで
あろう。
複数の系列符号を使用して同一データを伝送すれば、周
波数ダイバーシィティ通信方式として利用することがで
き、耐フェージング特性を向上する上で有効であろう。
又、本発明は上述したように相関値が小さい複数のＰＮ
配列符号を使用して複数回同一データを伝送する際にＣ
ＲＣ符号をデータに付加し、受信側に於いて送られたＣ
ＲＣ符号の結果から、良好な受信信号のみを復調するよ
うにすれば、通信の誤り率を改善する上で都合が良いで
あろう。
【００３７】上述の実施例では本発明を無線通信に利用
したが、本発明はこれに限らず有線通信に利用できるこ
とは自明であろう。又、図１６に示すように複数の通信
局が互いに有線通信路を介してスペクトラム拡散通信を
行う従来の手段では、各通信局の受信機は有線通信路の
伝送特性に起因して悪化する伝送信号を等化器を用いて
Ｓ／Ｎを改善する場合がある。しかし、所定の周波数領
域に於いて減衰した伝送信号を等化器で増幅した場合、
雑音も一緒に増幅してしまうため、Ｓ／Ｎの改善には限
界があった。これに対して、本発明は上述したようにス
ペクトラム拡散信号の周波数パターンを所定の周波数に
集中させることができるから、伝送特性が劣悪な周波数
領域を避けた周波数パターンのスペクトラム拡散信号を
使用するように、系列符号を設定すれば、各通信局は復
調を希望する信号成分と不要な雑音成分とを分けること
ができ、多くの雑音成分のみをフィルタで抑圧できるた
め、従来の手段と比較してＳ／Ｎを改善する上で有効で
あろう。
したが、本発明はこれに限らず有線通信に利用できるこ
とは自明であろう。又、図１６に示すように複数の通信
局が互いに有線通信路を介してスペクトラム拡散通信を
行う従来の手段では、各通信局の受信機は有線通信路の
伝送特性に起因して悪化する伝送信号を等化器を用いて
Ｓ／Ｎを改善する場合がある。しかし、所定の周波数領
域に於いて減衰した伝送信号を等化器で増幅した場合、
雑音も一緒に増幅してしまうため、Ｓ／Ｎの改善には限
界があった。これに対して、本発明は上述したようにス
ペクトラム拡散信号の周波数パターンを所定の周波数に
集中させることができるから、伝送特性が劣悪な周波数
領域を避けた周波数パターンのスペクトラム拡散信号を
使用するように、系列符号を設定すれば、各通信局は復
調を希望する信号成分と不要な雑音成分とを分けること
ができ、多くの雑音成分のみをフィルタで抑圧できるた
め、従来の手段と比較してＳ／Ｎを改善する上で有効で
あろう。
【００３８】又、上述の実施例では送信機側はスペクト
ラム拡散した後に伝送すべきデータで変調し、一方受信
機側はスペクトラム拡散信号にキャリア周波数信号を混
合することによって復調し、その後に逆拡散するように
したが、この順序を入れ換えてもその後に配置するフィ
ルタの特性が相違するのみであり、基本的な違いはな
い。
ラム拡散した後に伝送すべきデータで変調し、一方受信
機側はスペクトラム拡散信号にキャリア周波数信号を混
合することによって復調し、その後に逆拡散するように
したが、この順序を入れ換えてもその後に配置するフィ
ルタの特性が相違するのみであり、基本的な違いはな
い。
【００３９】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、周波数ス
ペクトルに於ける相関値が小さい所要数の系列符号を互
いに通信を希望しない通信局夫々に割当ると共に、これ
等の各通信局の初段増幅器の前段には自局に割り当てら
れた系列符号のスペクトルのみ通過可能なフィルタを設
けて、通信を希望しない局から送出された大電力のスペ
クトラム拡散信号を抑圧するようにしたから、そのスペ
クトラム拡散信号に起因する初段増幅器の飽和を防止す
ることができ、円滑な通信を行うことが可能なスペクト
ラム拡散通信方法を提供する上で著効を奏する。
ペクトルに於ける相関値が小さい所要数の系列符号を互
いに通信を希望しない通信局夫々に割当ると共に、これ
等の各通信局の初段増幅器の前段には自局に割り当てら
れた系列符号のスペクトルのみ通過可能なフィルタを設
けて、通信を希望しない局から送出された大電力のスペ
クトラム拡散信号を抑圧するようにしたから、そのスペ
クトラム拡散信号に起因する初段増幅器の飽和を防止す
ることができ、円滑な通信を行うことが可能なスペクト
ラム拡散通信方法を提供する上で著効を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）乃至（ｅ）は本発明に係る交番Ｍ系列を
説明するための図。
説明するための図。
【図２】８次アダマール行列の配列パターンを示す図。
【図３】（ａ）乃至（ｄ）は交番Ｍ系列のスペクトルを
示す特性図。
示す特性図。
【図４】本発明の一実施例を示す構成図。
【図５】本発明の一実施例を説明するための図。
【図６】本発明の一実施例で使用する系列符号ＰA を示
す図。
す図。
【図７】本発明の一実施例で使用する系列符号ＰB を示
す図。
す図。
【図８】本発明に係る他の交番Ｍ系列を説明するための
図。
図。
【図９】（ａ）及び（ｂ）は本発明に係る他の系列符号
（再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列）の構成例を示す図。
（再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系列）の構成例を示す図。
【図１０】（ａ）及び（ｂ）は本発明に係る他の系列符
号（再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列）の構成例を示す図。
号（再拡散形Ｐ（ＭＮＭ）系列）の構成例を示す図。
【図１１】（ａ）乃至（ｄ）は再拡散形Ｐ（ＭＭＮ）系
列及びＰ（ＭＮＭ）系列のスペクトルを示す特性図。
列及びＰ（ＭＮＭ）系列のスペクトルを示す特性図。
【図１２】（ａ）及び（ｂ）は本発明に係る他の系列符
号（公倍数形系列）の構成例を示す図及びそのスペクト
ルを示す図。
号（公倍数形系列）の構成例を示す図及びそのスペクト
ルを示す図。
【図１３】本発明に係る系列符号夫々のアドレス効率η
を示す特性図。
を示す特性図。
【図１４】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１５】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１６】本発明の他の実施例を示す構成図。
【図１７】従来のスペクトラム拡散通信方法に於ける送
信機及び受信機の構成図。
信機及び受信機の構成図。
【図１８】従来のスペクトラム拡散通信方法を説明する
ための図。
ための図。
【符号の説明】 Ｔ2 送信機、 Ｒ２ 受信機、１２ 発振器、１３及
び１７ 符号発生器、１４、１５及び２１ 乗算器、
１６ 局部発振器、 １８ フィルタ、 １９増幅器、
２０ ミキサ、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３
検波器。
び１７ 符号発生器、１４、１５及び２１ 乗算器、
１６ 局部発振器、 １８ フィルタ、 １９増幅器、
２０ ミキサ、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３
検波器。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１０】
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１７】
Claims (7)
- 【請求項１】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系
列を乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於い
て、周波数スペクトルの重なりが互いに少なくなるよう
に、短周期長のＰＮ系列符号ユニットを非反転及び／又
は反転した配列パターンからなるＰＮ配列符号を複数個
作り、その一つ又は複数個を夫々の通信チャネルに割り
当てたことを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。 - 【請求項２】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系
列を乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於い
て、周波数スペクトルの重なりが互いに少なくなるＰＮ
配列符号を夫々の通信チャネルに割当ると共に、夫々の
受信側でそのＰＮ配列符号の周波数スペクトルパターン
に応じたフィルタを使用して干渉波を除去するようにし
たことを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。 - 【請求項３】 Ｎ行Ｎ列アダマール行列の各行の正負に
したがってＰＮ系列符号ユニットを非反転又は反転する
如く配列したものを前記ＰＮ配列符号としたことを特徴
とする請求項１又は２記載のスペクトラム拡散通信方
法。 - 【請求項４】 Ｎ行Ｎ列アダマール行列の各行の非反転
及び／又は反転系列をＰＮ系列符号ユニットの正負にし
たがって配列したものを前記ＰＮ配列符号としたことを
特徴とする請求項１又は２記載のスペクトラム拡散通信
方法。 - 【請求項５】 ＰＮ系列符号ユニット又はＮ行Ｎ列アダ
マール行列の各行を基本とし、その非反転及び／又は反
転系列を他のＰＮ系列符号ユニット又はＮ行Ｎ列アダマ
ール行列の各行の正負にしたがって配列することを繰り
返して構成したものを前記ＰＮ配列符号としたことを特
徴とする請求項１、２、３又は４記載のスペクトラム拡
散通信方法。 - 【請求項６】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系
列を乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於い
て、前記伝送すべきデータをそのデータレートの周波数
帯域内に制限する手段を具えることによって、受信側に
配備した他の拡散符号との間の相互相関値をゼロに近付
けたことを特徴とするスペクトラム拡散通信方法。 - 【請求項７】 伝送すべきデータの各ビット値にＰＮ系
列を乗じて送出するスペクトラム拡散通信方法に於い
て、ＰＮ系列符号発生器と乗算器間、又は前記乗算器出
力側に帯域制限フィルタを挿入することによって、送信
信号を主要スペクトル帯域の範囲内に制限したことを特
徴とするスペクトラム拡散通信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18618492A JP3274885B2 (ja) | 1992-06-20 | 1992-06-20 | スペクトラム拡散通信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18618492A JP3274885B2 (ja) | 1992-06-20 | 1992-06-20 | スペクトラム拡散通信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066324A true JPH066324A (ja) | 1994-01-14 |
| JP3274885B2 JP3274885B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=16183862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18618492A Expired - Fee Related JP3274885B2 (ja) | 1992-06-20 | 1992-06-20 | スペクトラム拡散通信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3274885B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6473449B1 (en) | 1994-02-17 | 2002-10-29 | Proxim, Inc. | High-data-rate wireless local-area network |
| US7397841B2 (en) | 2003-01-15 | 2008-07-08 | Sony Corporation | Wide band communication reception apparatus and method |
| JP2009522907A (ja) * | 2006-01-10 | 2009-06-11 | ランコム テクノロジーズ エル・ティー・ディー | セルラシステムおよびその方法 |
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1992
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