JPH0667187B2 - 磁気制御形スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
磁気制御形スイツチングレギユレ−タInfo
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- JPH0667187B2 JPH0667187B2 JP857984A JP857984A JPH0667187B2 JP H0667187 B2 JPH0667187 B2 JP H0667187B2 JP 857984 A JP857984 A JP 857984A JP 857984 A JP857984 A JP 857984A JP H0667187 B2 JPH0667187 B2 JP H0667187B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- diode
- capacitor
- saturable reactor
- switch element
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、磁気制御形スイツチングレギユレータに係
り、特にその出力回路に関する。
り、特にその出力回路に関する。
第１図に従来の磁気制御形スイツチングレギユレータの
一回路例を示す。
一回路例を示す。
Ｅは非安定な直流電源、Ｔは変圧器、ＱMは主スイツチ
素子、Ｃ1は自励発振回路でＱMを所定の周波数で動作さ
せるものである。
素子、Ｃ1は自励発振回路でＱMを所定の周波数で動作さ
せるものである。
またＤ21は整流ダイオード、Ｄ22はチヨークコイルＬF
の蓄積エネルギをコンデンサＣFに回生するための転流
ダイオードである。
の蓄積エネルギをコンデンサＣFに回生するための転流
ダイオードである。
可飽和リアクトルＭLは、ＱMのターンオン期間に、Ｔの
二次巻線ｎ2に誘起される電圧を一定期間だけ阻止して
出力電圧Ｖ0が一定となるように制御するものである。
この制御は、出力電圧の検出信号ｖsを誤差アンプや規
準電圧発生回路等で構成される制御回路Ｃ2に入力し、
コンデンサＣFから制御用スイツチ素子ＱRを介してリセ
ツト電流ｉrが流される。ＥsはＣ2の電力を供給する補
助電源で、専用に確立される場合と、Ｖ0側から供給す
る場合がある。
二次巻線ｎ2に誘起される電圧を一定期間だけ阻止して
出力電圧Ｖ0が一定となるように制御するものである。
この制御は、出力電圧の検出信号ｖsを誤差アンプや規
準電圧発生回路等で構成される制御回路Ｃ2に入力し、
コンデンサＣFから制御用スイツチ素子ＱRを介してリセ
ツト電流ｉrが流される。ＥsはＣ2の電力を供給する補
助電源で、専用に確立される場合と、Ｖ0側から供給す
る場合がある。
この従来技術には次のような欠点がある。即ち可飽和リ
アクトルＭLは、出力に応じて制御された電流ｉrのほか
に、ＱMのターンオフ時のフライバツク電圧で、コンデ
ンサＣ21を充電する電流ｉ′ｒが流される。ｉ′ｒの流
れる経路は、抵抗Ｒ22と、図示の極性にｎ2の電圧で充
電されているコンデンサＣ22と、抵抗Ｒ21、コンデンサ
Ｃ21とを経て可飽和リアクトルＭLに流れ込む。
アクトルＭLは、出力に応じて制御された電流ｉrのほか
に、ＱMのターンオフ時のフライバツク電圧で、コンデ
ンサＣ21を充電する電流ｉ′ｒが流される。ｉ′ｒの流
れる経路は、抵抗Ｒ22と、図示の極性にｎ2の電圧で充
電されているコンデンサＣ22と、抵抗Ｒ21、コンデンサ
Ｃ21とを経て可飽和リアクトルＭLに流れ込む。
この電流ｉ′ｒがリセツト電流ｉrに比べて大幅に小さ
い領域では、大きな障害とならないが、ｉr０、即ち
電力を最大に出力する場合には、制御回路Ｃ2の制御と
無関係にｉ′ｒによつて可飽和リアクトルＭLがリセツ
トされるため、その分だけ出力が低下する不具合を生ず
る。結局鉄心の磁気特性Ｂ−Ｈ曲線で定まる不制御期間
（dead angle）に加えて電流ｉ′ｒでリセツトされた分
だけ制御できないことになり、最大出力範囲が小さくな
る。
い領域では、大きな障害とならないが、ｉr０、即ち
電力を最大に出力する場合には、制御回路Ｃ2の制御と
無関係にｉ′ｒによつて可飽和リアクトルＭLがリセツ
トされるため、その分だけ出力が低下する不具合を生ず
る。結局鉄心の磁気特性Ｂ−Ｈ曲線で定まる不制御期間
（dead angle）に加えて電流ｉ′ｒでリセツトされた分
だけ制御できないことになり、最大出力範囲が小さくな
る。
特に近年鉄心の低損失化が進み、保磁力（Ｈｃと記す）
の小さい材質が開発されている。Ｈｃが小さい程わずか
な電流で磁化できる利点があるため、磁気制御の高周波
化に応用が試みられているが、一方では高周波になる程
ダイオードＤ21，Ｄ22の保護回路（Ｃ21，Ｒ21及び
Ｃ22，Ｒ22）が重要となり、上述したdead angleの拡大
によつて著じるしく出力制御範囲がせまくなり実用でき
ない。
の小さい材質が開発されている。Ｈｃが小さい程わずか
な電流で磁化できる利点があるため、磁気制御の高周波
化に応用が試みられているが、一方では高周波になる程
ダイオードＤ21，Ｄ22の保護回路（Ｃ21，Ｒ21及び
Ｃ22，Ｒ22）が重要となり、上述したdead angleの拡大
によつて著じるしく出力制御範囲がせまくなり実用でき
ない。
このようにダイオードの極間に保護回路が接続される構
成は、可飽和リアクトルの高周波駆動を阻害する。
成は、可飽和リアクトルの高周波駆動を阻害する。
本発明の目的は、高周波化と出力制御範囲の拡大が精度
よく図れる磁気制御形スイッチングレギュレータを提供
することにある。
よく図れる磁気制御形スイッチングレギュレータを提供
することにある。
磁気制御形スイツチングレギユレータの可飽和リアクト
ルは、主スイツチ素子ターンオフ期間に占めるdead ang
leの割合が小さい程、高周波化及び出力制御範囲確保に
最適であるから、ダイオードの保護機能を損うことな
く、保護回路の充放電々流を可飽和リアクトルを流さな
い構成とすることが、高周波化の有効手段となる。
ルは、主スイツチ素子ターンオフ期間に占めるdead ang
leの割合が小さい程、高周波化及び出力制御範囲確保に
最適であるから、ダイオードの保護機能を損うことな
く、保護回路の充放電々流を可飽和リアクトルを流さな
い構成とすることが、高周波化の有効手段となる。
このため、本発明に於ては直列接続された可飽和リアク
トルと整流ダイオードの両端に保護回路を並列接続する
とともに、上記可飽和リアクトルと整流ダイオードは主
変圧器の二次巻線の負極性側に設けるようにしてこの目
的を達成したものである。
トルと整流ダイオードの両端に保護回路を並列接続する
とともに、上記可飽和リアクトルと整流ダイオードは主
変圧器の二次巻線の負極性側に設けるようにしてこの目
的を達成したものである。
第２図に本発明を実施する上での参考図を示す。同図に
示される磁気制御形スイッチングレギュレータの主たる
構成は、それぞれが図中破線で囲まれる直流を交流に変
換する直流交流変換回路Ｚと、交流を直流に変換する交
流直流変換回路Ｘと、該交流直流変換回路からの直流出
力電圧が一定値になるように制御するリセット電流制御
回路Ｙとからなる。
示される磁気制御形スイッチングレギュレータの主たる
構成は、それぞれが図中破線で囲まれる直流を交流に変
換する直流交流変換回路Ｚと、交流を直流に変換する交
流直流変換回路Ｘと、該交流直流変換回路からの直流出
力電圧が一定値になるように制御するリセット電流制御
回路Ｙとからなる。
ここに、直流交流変換回路Ｚは、第１図と同様に、主ス
イッチ素子ＱMと自励発信回路Ｃ1を有し、主スイッチ素
子ＱMが主変圧器Ｔの一次巻線ｎ1に接続されて自励発信
回路Ｃ1により主スイッチ素子ＱMを所定の周波数でオ
ン、オフ動作し、一次巻線ｎ1に流す直流電流を断続さ
せるものである。なお、この回路では主変圧器Ｔの一次
側に第二の一次巻線ｎ1′を設けてその一端を直流電源
Ｅと一次巻線ｎ1接続点に接続し、さらに、主スイッチ
素子ＱMと並列にコンデンサＣ11及び抵抗Ｒ11の直列回
路が接続され、抵抗Ｒ11の他端と一次巻線ｎ1′の他端
間にダイオードＤ1を接続する構成により、主スイッチ
素子ＱMがターンオフ時に一次巻線ｎ1に流れていた電流
をコンデンサＣ11，抵抗Ｒ11，ダイオードＤ1を介して
第二の一次巻線ｎ1′に流すようにしている。この直流
交流変換回路の構成は従来よりよく知られたものであ
る。
イッチ素子ＱMと自励発信回路Ｃ1を有し、主スイッチ素
子ＱMが主変圧器Ｔの一次巻線ｎ1に接続されて自励発信
回路Ｃ1により主スイッチ素子ＱMを所定の周波数でオ
ン、オフ動作し、一次巻線ｎ1に流す直流電流を断続さ
せるものである。なお、この回路では主変圧器Ｔの一次
側に第二の一次巻線ｎ1′を設けてその一端を直流電源
Ｅと一次巻線ｎ1接続点に接続し、さらに、主スイッチ
素子ＱMと並列にコンデンサＣ11及び抵抗Ｒ11の直列回
路が接続され、抵抗Ｒ11の他端と一次巻線ｎ1′の他端
間にダイオードＤ1を接続する構成により、主スイッチ
素子ＱMがターンオフ時に一次巻線ｎ1に流れていた電流
をコンデンサＣ11，抵抗Ｒ11，ダイオードＤ1を介して
第二の一次巻線ｎ1′に流すようにしている。この直流
交流変換回路の構成は従来よりよく知られたものであ
る。
次に、交流直流変換回路Ｘは、主変圧器Ｔと可飽和リア
クトルＭLと整流ダイオードＤ21と転流ダイオードＤ22
とコンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直列回路とチョークコ
イルＬFと平滑コンデンサＣFとスナバ回路Ｓとを有し、
可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21が順に主変
圧器Ｔの二次巻線ｎ2の正極端に接続され、転流ダイオ
ードＤ22が整流ダイオードＤ21の出力端と二次巻線ｎ2
の負極端に接続され、コンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直
列回路が転流ダイオードＤ22と並列に接続され、かつチ
ョークコイルＬFが転流ダイオードＤ22の出力端に接続
され、その出力端と転流ダイオードＤ22の入力端には平
滑コンデンサＣFが接続され、スナバ回路Ｓはコンデン
サＣ21と抵抗Ｒ21の直列接続からなり、可飽和リアクト
ルＭLの出力端と整流ダイオードＤ21の入力端に並列に
接続される。
クトルＭLと整流ダイオードＤ21と転流ダイオードＤ22
とコンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直列回路とチョークコ
イルＬFと平滑コンデンサＣFとスナバ回路Ｓとを有し、
可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21が順に主変
圧器Ｔの二次巻線ｎ2の正極端に接続され、転流ダイオ
ードＤ22が整流ダイオードＤ21の出力端と二次巻線ｎ2
の負極端に接続され、コンデンサＣ22及び抵抗Ｒ22の直
列回路が転流ダイオードＤ22と並列に接続され、かつチ
ョークコイルＬFが転流ダイオードＤ22の出力端に接続
され、その出力端と転流ダイオードＤ22の入力端には平
滑コンデンサＣFが接続され、スナバ回路Ｓはコンデン
サＣ21と抵抗Ｒ21の直列接続からなり、可飽和リアクト
ルＭLの出力端と整流ダイオードＤ21の入力端に並列に
接続される。
また、リセット電流制御回路Ｙは、制御用スイッチ素子
ＱRとそのスイッチ素子をオンオフ動作させる制御回路
Ｃ2を有し、制御用スイッチ素子ＱRが可飽和リアクトル
ＭL及び整流ダイオードＤ21の接続端とチョークコイル
ＬFの出力端との間に接続され、制御回路Ｃ2によって制
御用スイッチ素子ＱRを動作させ、コンデンサＣFから制
御用スイッチ素子ＱRを介して可飽和リアクトルＭLにリ
セット電流Ｉrを流すように構成される。
ＱRとそのスイッチ素子をオンオフ動作させる制御回路
Ｃ2を有し、制御用スイッチ素子ＱRが可飽和リアクトル
ＭL及び整流ダイオードＤ21の接続端とチョークコイル
ＬFの出力端との間に接続され、制御回路Ｃ2によって制
御用スイッチ素子ＱRを動作させ、コンデンサＣFから制
御用スイッチ素子ＱRを介して可飽和リアクトルＭLにリ
セット電流Ｉrを流すように構成される。
次に動作を説明すると、主スイツチ素子ＱMがターンオ
ンしてＭLが飽和領域まで磁化されると、二次巻線ｎ2か
ら、可飽和リアクトルＭL、ダイオードＤ21、チヨーク
コイルＬFを介してコンデンサＣF及び負荷に電力が供給
される。この時転流ダイオードＤ22のスナバ回路はコン
デンサＣ22が図示の極性に二次側巻線ｎ2の電圧で充電
され、ダイオードＤ22を保護する。
ンしてＭLが飽和領域まで磁化されると、二次巻線ｎ2か
ら、可飽和リアクトルＭL、ダイオードＤ21、チヨーク
コイルＬFを介してコンデンサＣF及び負荷に電力が供給
される。この時転流ダイオードＤ22のスナバ回路はコン
デンサＣ22が図示の極性に二次側巻線ｎ2の電圧で充電
され、ダイオードＤ22を保護する。
スイツチ素子ＱMがターンオフすると、出力に応じたリ
セツト電流ｉｒが流されて可飽和リアクトルＭLをリセ
ツトしはじめるが、同時に二次側巻線ｎ2には図示黒丸
と反対側を正極性とするフライバツク電圧が誘起される
から、Ｃ22の電荷を放電しながら図示破線の経路で電流
ｉ′ｒが流れる。この電流はダイオードＤ21のスナバ回
路のコンデンサＣ21を充電し終えると止まり、可飽和リ
アクトルＭLのリセット電流には寄与しない。したがつ
てＱMのターンオフ期間中は、制御回路Ｃ2で制御された
ｉｒがＭLをリセツトする。
セツト電流ｉｒが流されて可飽和リアクトルＭLをリセ
ツトしはじめるが、同時に二次側巻線ｎ2には図示黒丸
と反対側を正極性とするフライバツク電圧が誘起される
から、Ｃ22の電荷を放電しながら図示破線の経路で電流
ｉ′ｒが流れる。この電流はダイオードＤ21のスナバ回
路のコンデンサＣ21を充電し終えると止まり、可飽和リ
アクトルＭLのリセット電流には寄与しない。したがつ
てＱMのターンオフ期間中は、制御回路Ｃ2で制御された
ｉｒがＭLをリセツトする。
ダイオードＤ21がリカバリするときに発生するサージ電
圧をスナバ回路Ｓで吸収する機能は、従来の方法と何ら
変ることはない。
圧をスナバ回路Ｓで吸収する機能は、従来の方法と何ら
変ることはない。
第２図の参考図における構成では、スナバ回路の電流が
可飽和リアクトルＭLに流れないことより、鉄心のＢ−
Ｈ曲線で定まる不制御期間で最大出力範囲を設計でき
る。しかし、この回路ではリセット電流Ｉrが主変圧器
の二次巻線に流れるために主変圧器の偏磁の防止が必要
になってくる。
可飽和リアクトルＭLに流れないことより、鉄心のＢ−
Ｈ曲線で定まる不制御期間で最大出力範囲を設計でき
る。しかし、この回路ではリセット電流Ｉrが主変圧器
の二次巻線に流れるために主変圧器の偏磁の防止が必要
になってくる。
第３図は本発明の一実施例であり、上記参考図と異なる
ところは交流直流変換回路Ｘにある。すなわち、本実施
例では、可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21を
主変圧器の二次巻線ｎ2の負極性側に設けるようにし
た。ここで、スナバ回路Ｓは第２図と同様に、ダイオー
ドＤ21と可飽和リアクトルＭLの直列回路と並列に接続
される。
ところは交流直流変換回路Ｘにある。すなわち、本実施
例では、可飽和リアクトルＭLと整流ダイオードＤ21を
主変圧器の二次巻線ｎ2の負極性側に設けるようにし
た。ここで、スナバ回路Ｓは第２図と同様に、ダイオー
ドＤ21と可飽和リアクトルＭLの直列回路と並列に接続
される。
この場合も、スイツチ素子ＱMがターンオフした時、ダ
イオードＤ21のリカバリ時に発生する電圧サージを吸収
する電流は、スナバ回路Ｓ、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22
の経路で二次側巻線ｎ2に流れ、可飽和リアクトルＭLに
流れることはない。本実施例によれば、可飽和リアクト
ルにリセット電流を流しても、この電流が主変圧器の二
次巻線に流れないため、主変圧器を偏磁させることがな
い。このことは、従来対策を施こしてきた主変圧器飽和
防止の必要がないため、主変圧器の小型化、出力精度向
上が得られる利点がある。
イオードＤ21のリカバリ時に発生する電圧サージを吸収
する電流は、スナバ回路Ｓ、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22
の経路で二次側巻線ｎ2に流れ、可飽和リアクトルＭLに
流れることはない。本実施例によれば、可飽和リアクト
ルにリセット電流を流しても、この電流が主変圧器の二
次巻線に流れないため、主変圧器を偏磁させることがな
い。このことは、従来対策を施こしてきた主変圧器飽和
防止の必要がないため、主変圧器の小型化、出力精度向
上が得られる利点がある。
第４図に他の実施例を示す。本実施例では、リセツト用
別巻線ｎRを設けた可飽和リアクトルＭLと整流ダイオー
ドＤ21の直列回路にスナバ回路Ｓが並列に接続されてい
る。可飽和リアクトルＭLのリセット電流は図示破線の
ように別巻線ｎRを介して流れる。スナバ回路Ｓの充放
電々流は、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22を介して二次巻線
ｎ2に流れるから、上述の実施例と同じ効果が得られ
る。
別巻線ｎRを設けた可飽和リアクトルＭLと整流ダイオー
ドＤ21の直列回路にスナバ回路Ｓが並列に接続されてい
る。可飽和リアクトルＭLのリセット電流は図示破線の
ように別巻線ｎRを介して流れる。スナバ回路Ｓの充放
電々流は、抵抗Ｒ22、コンデンサＣ22を介して二次巻線
ｎ2に流れるから、上述の実施例と同じ効果が得られ
る。
次に、従来例や上記実施例では可飽和リアクトルＭLの
端子電圧を観測すると、第５図に示すように主スイツチ
素子ＱMのターンオフ期間Ｔoff中に破線で示した電圧波
形が現われることが知られている。この電圧で磁化され
る分は余分の鉄損であり好ましくないが、現流の磁気制
御上さけられないものであつた。
端子電圧を観測すると、第５図に示すように主スイツチ
素子ＱMのターンオフ期間Ｔoff中に破線で示した電圧波
形が現われることが知られている。この電圧で磁化され
る分は余分の鉄損であり好ましくないが、現流の磁気制
御上さけられないものであつた。
この電圧の発生原因は、第１図により説明すると、ＱM
のスナバ回路のコンデンサＣ1は、スイツチ素子ＱMのタ
ーンオフ後、第５図のように値Ｅmまで過充電される。
値Ｅmはｎ1とｎ′ｒの巻数比で定まり、主変圧器の励磁
エネルギをダイオードＤ1を介して電源Ｅに回生される
と、この電圧Ｅ0に固定される。この値Ｅmから値Ｅ0の
変化課程で、コンデンサＣ1の電荷は、主変圧器Ｔの励
磁インダクタンスを介して放電されるから、Ｔの各巻線
には図示黒丸を正とする電圧が現われ、これによつて磁
化される電圧が、例えば第１図では可飽和リアクトルＭ
Lに付した極性に、第３図では図示黒丸を正極性とする
電圧となつて観測される。
のスナバ回路のコンデンサＣ1は、スイツチ素子ＱMのタ
ーンオフ後、第５図のように値Ｅmまで過充電される。
値Ｅmはｎ1とｎ′ｒの巻数比で定まり、主変圧器の励磁
エネルギをダイオードＤ1を介して電源Ｅに回生される
と、この電圧Ｅ0に固定される。この値Ｅmから値Ｅ0の
変化課程で、コンデンサＣ1の電荷は、主変圧器Ｔの励
磁インダクタンスを介して放電されるから、Ｔの各巻線
には図示黒丸を正とする電圧が現われ、これによつて磁
化される電圧が、例えば第１図では可飽和リアクトルＭ
Lに付した極性に、第３図では図示黒丸を正極性とする
電圧となつて観測される。
本実施例では、スイツチ素子ＱMのスナバ回路に起因す
る電圧は、第４図に示したように別巻線ｎRがあるた
め、電流ｉｃがダイオードＤ22、チヨークコイルＬF、
トランジスタＱRを介して流れるので、ダイオードＤ22
とトランジスタＱRの順電圧降下分だけに低下すること
ができる。
る電圧は、第４図に示したように別巻線ｎRがあるた
め、電流ｉｃがダイオードＤ22、チヨークコイルＬF、
トランジスタＱRを介して流れるので、ダイオードＤ22
とトランジスタＱRの順電圧降下分だけに低下すること
ができる。
したがつて定常動作時の鉄損を大幅に軽減できるので、
鉄心の小型化が可能となる。
鉄心の小型化が可能となる。
第６図に先の実施例の変形例を示す。動作上の効果は全
く同一であるが、本実施例では、コモンアノードのダイ
オードが使用できるので、実装上部品点数が一つ少なく
なる利点が得られる。
く同一であるが、本実施例では、コモンアノードのダイ
オードが使用できるので、実装上部品点数が一つ少なく
なる利点が得られる。
以上のように、本発明によれば可飽和リアクトルに流す
リセット電流を主変圧器の二次巻線に流すことなく、制
御回路で制御された電流のみで可飽和リアクトルをリセ
ットできるので、スナバ回路の電流が可飽和リアクトル
に流れず、磁気制御形スイッチングレギュレータの高周
波化と出力範囲の拡大が精度よく図れるという効果を奏
する。
リセット電流を主変圧器の二次巻線に流すことなく、制
御回路で制御された電流のみで可飽和リアクトルをリセ
ットできるので、スナバ回路の電流が可飽和リアクトル
に流れず、磁気制御形スイッチングレギュレータの高周
波化と出力範囲の拡大が精度よく図れるという効果を奏
する。
第１図は従来の磁気制御形スイツチングレギユレータの
回路図、第２図は本発明を実施する上での参考図、第３
図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第５図は可飽和リアクトルの
動作を説明する電圧波形図、第６図は別な実施例を示す
回路図である。 ＱM…主スイツチ素子、Ｔ…主変圧器、ＭL…可飽和リア
クトル、Ｄ21…整流ダイオード、Ｅ…直流電源、Ｄ22…
転流ダイオード、Ｃ21，Ｃ22…コンデンサ、Ｒ21，Ｒ22
…抵抗、ＬF…チョークコイル、ＣF…平滑コンデンサ、
Ｃ1…自励発信回路、Ｃ2…制御回路、Ｓ…スナバ回路、
Ｚ…直流交流変換回路、Ｘ…交流直流変換回路、Ｙ…リ
セット電流制御回路。
回路図、第２図は本発明を実施する上での参考図、第３
図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第５図は可飽和リアクトルの
動作を説明する電圧波形図、第６図は別な実施例を示す
回路図である。 ＱM…主スイツチ素子、Ｔ…主変圧器、ＭL…可飽和リア
クトル、Ｄ21…整流ダイオード、Ｅ…直流電源、Ｄ22…
転流ダイオード、Ｃ21，Ｃ22…コンデンサ、Ｒ21，Ｒ22
…抵抗、ＬF…チョークコイル、ＣF…平滑コンデンサ、
Ｃ1…自励発信回路、Ｃ2…制御回路、Ｓ…スナバ回路、
Ｚ…直流交流変換回路、Ｘ…交流直流変換回路、Ｙ…リ
セット電流制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藪野 光平 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 中島 晋 埼玉県熊谷市三ヶ尻5200番地 日立金属株 式会社磁性材料研究所内 (72)発明者 武田 茂 埼玉県熊谷市三ヶ尻5200番地 日立金属株 式会社磁性材料研究所内 (56)参考文献 特開 昭60−31624（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】交流直流変換回路（Ｘ）と、リセット電流
制御回路（Ｙ）と、直流交流変換回路（Ｚ）とを有する
磁気制御形スイッチングレギュレータであって、 交流直流変換回路（Ｘ）は、主変圧器（Ｔ）と整流ダイ
オード（Ｄ21）と可飽和リアクトル（ＭL）と転流ダイ
オード（Ｄ22）とコンデンサ（Ｃ22）及び抵抗（Ｒ22）
の直列回路とチョークコイル（ＬF）と平滑コンデンサ
（ＣF）とスナバ回路（Ｓ）とを有し、整流ダイオード
（Ｄ21）と可飽和リアクトル（ＭL）が順に主変圧器
（Ｔ）の二次巻線（ｎ2）の負極端に接続され、転流ダ
イオード（Ｄ22）が整流ダイオード（Ｄ21）の出力端と
二次巻線（ｎ2）の正極端に接続され、コンデンサ（Ｃ
22）及び抵抗（Ｒ22）の直列回路が転流ダイオード（Ｄ
22）と並列に接続され、かつチョークコイル（ＬF）が
転流ダイオード（Ｄ22）の出力端に接続され、その出力
端と転流ダイオード（Ｄ22）の入力端には平滑コンデン
サ（ＣF）が接続され、スナバ回路（Ｓ）はコンデンサ
（Ｃ21）と抵抗（Ｒ21）の直列接続からなり、可飽和リ
アクトル（ＭL）の入力端と整流ダイオード（Ｄ21）の
出力端に並列に接続され、 直流交流変換回路（Ｚ）は、主スイッチ素子（ＱM）と
自励発信回路（Ｃ1）を有し、主スイッチ素子（ＱM）が
主変圧器（Ｔ）の一次巻線（ｎ1）に接続されて自励発
信回路（Ｃ1）により主スイッチ素子（ＱM）を所定の周
波数でオン、オフ動作し、一次巻線（ｎ1）に流す直流
電流を断続させ、 リセット電流制御回路（Ｙ）は、制御用スイッチ素子
（ＱR）とそのスイッチ素子をオンオフ動作させる制御
回路（Ｃ2）を有し、制御用スイッチ素子（ＱR）が可飽
和リアクトル（ＭL）及び整流ダイオード（Ｄ21）の接
続端とチョークコイル（ＬF）の出力端との間に接続さ
れ、制御回路（Ｃ2）によって制御用スイッチ素子
（ＱR）を動作させ、コンデンサ（ＣF）から制御用スイ
ッチ素子（ＱR）を介して可飽和リアクトル（ＭL）にリ
セット電流（Ｉr）を流して交流直流変換回路（Ｘ）の
直流出力電圧が一定値になるように制御する 磁気制御形スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP857984A JPH0667187B2 (ja) | 1984-01-23 | 1984-01-23 | 磁気制御形スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP857984A JPH0667187B2 (ja) | 1984-01-23 | 1984-01-23 | 磁気制御形スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60156268A JPS60156268A (ja) | 1985-08-16 |
| JPH0667187B2 true JPH0667187B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=11696925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP857984A Expired - Lifetime JPH0667187B2 (ja) | 1984-01-23 | 1984-01-23 | 磁気制御形スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667187B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0734652B2 (ja) * | 1989-10-14 | 1995-04-12 | 東光株式会社 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| CN102412583B (zh) * | 2011-11-23 | 2014-08-13 | 中国船舶重工集团公司第七一二研究所 | 磁控电抗器励磁控制箱 |
-
1984
- 1984-01-23 JP JP857984A patent/JPH0667187B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60156268A (ja) | 1985-08-16 |
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