JPH0669159B2 - 適応受信器 - Google Patents
適応受信器Info
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- JPH0669159B2 JPH0669159B2 JP58003099A JP309983A JPH0669159B2 JP H0669159 B2 JPH0669159 B2 JP H0669159B2 JP 58003099 A JP58003099 A JP 58003099A JP 309983 A JP309983 A JP 309983A JP H0669159 B2 JPH0669159 B2 JP H0669159B2
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- received signal
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Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 title claims description 19
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 claims description 15
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 4
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
- H04L25/03044—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure using fractionally spaced delay lines or combinations of fractionally integrally spaced taps
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 この発明はディジタル信号の適応受信技術に関わる。デ
ィジタル信号、特に無線伝送に於ける受信信号の復調に
は普通キャリア信号再生、クロック信号抽出が不可欠で
ある。このうち、キャリア信号については受信側でクロ
ックが抽出されていればシンボル・レートで再生キャリ
ア位相を制御することにより、あまり問題なく実現でき
る。一方、クロック信号については、より短い繰り返し
パルスを制御する必要がある。例えばシンボル・レート
の１／20倍程度のサンプリング・タイミング誤差しか許
されないとすれば、シンボル・レートの20倍高いパルス
信号を扱う必要がある。さらにタイミング位相ずれの検
出もキャリア位相差検出ほど平易でない。
ィジタル信号、特に無線伝送に於ける受信信号の復調に
は普通キャリア信号再生、クロック信号抽出が不可欠で
ある。このうち、キャリア信号については受信側でクロ
ックが抽出されていればシンボル・レートで再生キャリ
ア位相を制御することにより、あまり問題なく実現でき
る。一方、クロック信号については、より短い繰り返し
パルスを制御する必要がある。例えばシンボル・レート
の１／20倍程度のサンプリング・タイミング誤差しか許
されないとすれば、シンボル・レートの20倍高いパルス
信号を扱う必要がある。さらにタイミング位相ずれの検
出もキャリア位相差検出ほど平易でない。
本発明の目的は、受信側において、関わるタイミング抽
出を行わず、最適タイミング・サンプル信号を得る受信
方式を提供することにある。
出を行わず、最適タイミング・サンプル信号を得る受信
方式を提供することにある。
この発明は、Ｎ個のサンプル値受信信号系列を記憶する
記憶回路と；前記受信信号の波形歪み及びサンプルタイ
ミングずれを適応的に吸収するトランスバーサル適応等
化器とを備え；前記Ｎ個のサンプル値受信信号系列を前
記記憶回路に入力順に記憶させるとともに、前記受信信
号系列により前記トランスバーサル適応等化器のタップ
係数を最適化させる第１のステップを行い、該第１のス
テップ終了後、前記トランスバーサル適応等化器のタッ
プ係数の配列順を全て逆にし、前記記憶回路から前記Ｎ
個のサンプル値受信信号系列を入力時と逆順に出力し、
前記トランスバースル適応等化器の入力に加え、前記逆
順に出力されるＮ個の受信信号系列に対して適応等化を
引き続き行う第２ステップにより前記トランスバーサル
適応等化器出力より、等化された受信信号系列を得るこ
とを特徴とする適応受信器である。
記憶回路と；前記受信信号の波形歪み及びサンプルタイ
ミングずれを適応的に吸収するトランスバーサル適応等
化器とを備え；前記Ｎ個のサンプル値受信信号系列を前
記記憶回路に入力順に記憶させるとともに、前記受信信
号系列により前記トランスバーサル適応等化器のタップ
係数を最適化させる第１のステップを行い、該第１のス
テップ終了後、前記トランスバーサル適応等化器のタッ
プ係数の配列順を全て逆にし、前記記憶回路から前記Ｎ
個のサンプル値受信信号系列を入力時と逆順に出力し、
前記トランスバースル適応等化器の入力に加え、前記逆
順に出力されるＮ個の受信信号系列に対して適応等化を
引き続き行う第２ステップにより前記トランスバーサル
適応等化器出力より、等化された受信信号系列を得るこ
とを特徴とする適応受信器である。
次に、本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第１図は親局100からバースト状のディジタル信号102,1
03が子局101に発せられた様子を示している。ディジタ
ル信号102及び103は通常第２図のような構成をしてい
る。すなわち、子局101でキャリア再生を行わしむる
様、純粋なキャリアを送信するキャリア部200、引き続
いてクロック抽出を行わしむる様に例えば０π変調を掛
けた変調波より成るクロック送信部201,そしてその後に
送信データ部202が続く。
03が子局101に発せられた様子を示している。ディジタ
ル信号102及び103は通常第２図のような構成をしてい
る。すなわち、子局101でキャリア再生を行わしむる
様、純粋なキャリアを送信するキャリア部200、引き続
いてクロック抽出を行わしむる様に例えば０π変調を掛
けた変調波より成るクロック送信部201,そしてその後に
送信データ部202が続く。
本発明にはキャリア再生は特に関係しないのでキャリア
再生は別の手段によって完全に完了していると仮定す
る。送信データを４相PSKとすると同期検波後の同相な
いし、直交側一方の復調波形は第３図（ｄ）の様な形を
している。同波形に対し、最も適したクロックのサンプ
ル位相は同図（ａ）である。すなわち信号の目が最も良
く開いた時刻に一致しているからである。ここで送信ク
ロックfCTと受信クロックfCRとが すなわち、両クロックともかなり近い値に保たれている
と仮定する。
再生は別の手段によって完全に完了していると仮定す
る。送信データを４相PSKとすると同期検波後の同相な
いし、直交側一方の復調波形は第３図（ｄ）の様な形を
している。同波形に対し、最も適したクロックのサンプ
ル位相は同図（ａ）である。すなわち信号の目が最も良
く開いた時刻に一致しているからである。ここで送信ク
ロックfCTと受信クロックfCRとが すなわち、両クロックともかなり近い値に保たれている
と仮定する。
これはデータ伝送では一般的に受け入れられる条件であ
る。この時クロックのサンプル位相は受信波形（ｄ）に
対し、（ｂ），（ｃ）の様に時間が経つにつれて次第に
最適タイミング（ａ）からずれていく。ここで第３図
（ａ），（ｂ），（ｃ）各々のクロック位相で波形をサ
ンプルした場合の４相PSKの位相面信号点分布を示した
のが第４図（ａ），（ｂ），（ｃ）である。この図より
明らかな様にクロックの最適タイミングからのずれ時間
τが小さい間は（ｂ）の様にあまり問題はないが、τが
シンボル周期Ｔの半分に接近するに従って位相面信号点
分布は大きくなり、遂には（ｃ）に示す様になり正しい
識別が不可能となる。
る。この時クロックのサンプル位相は受信波形（ｄ）に
対し、（ｂ），（ｃ）の様に時間が経つにつれて次第に
最適タイミング（ａ）からずれていく。ここで第３図
（ａ），（ｂ），（ｃ）各々のクロック位相で波形をサ
ンプルした場合の４相PSKの位相面信号点分布を示した
のが第４図（ａ），（ｂ），（ｃ）である。この図より
明らかな様にクロックの最適タイミングからのずれ時間
τが小さい間は（ｂ）の様にあまり問題はないが、τが
シンボル周期Ｔの半分に接近するに従って位相面信号点
分布は大きくなり、遂には（ｃ）に示す様になり正しい
識別が不可能となる。
上記、クロックの位相ずれによる劣化は第５図に示すボ
ーレートサンプリングによるトランスバーサル自動等化
器によってある程度改善することができる。
ーレートサンプリングによるトランスバーサル自動等化
器によってある程度改善することができる。
図中50,51,52,53はシンボル周期Ｔの遅延回路、54,55,5
6,57,58は係数可変のタップ、59は加算器であり、入力
端子500から、例えば第４図（ｂ）の様な信号が入力さ
れると、出力端子501にはタイミング位相ずれによる劣
化が等化された第４図（ａ）の様な信号が出力される。
6,57,58は係数可変のタップ、59は加算器であり、入力
端子500から、例えば第４図（ｂ）の様な信号が入力さ
れると、出力端子501にはタイミング位相ずれによる劣
化が等化された第４図（ａ）の様な信号が出力される。
ボーレート・サンプリングによるトランスバーサル自動
等化器のタイミング位相ずれ吸収能力は、第６図に示す
様にτがＴ／２に近づくに従って急激に劣化していく。
ここで、第６図の縦軸は等化後の信号点分散 を表わしている。
等化器のタイミング位相ずれ吸収能力は、第６図に示す
様にτがＴ／２に近づくに従って急激に劣化していく。
ここで、第６図の縦軸は等化後の信号点分散 を表わしている。
これに対し、入力信号を半分の周期でサンプルし、２倍
のデータを等化器に送り込む第７図の様なダブル・サン
プリングの自動等化器では、この様なタイミング位相ず
れ吸収能力の劣化が無いことが知られている。
のデータを等化器に送り込む第７図の様なダブル・サン
プリングの自動等化器では、この様なタイミング位相ず
れ吸収能力の劣化が無いことが知られている。
従来方式では、クロック同期が確率しているので、その
サンプル周期もデータレート（送信データパルスの中央
で各々サンプルする）で問題ない。一方、本発明の前提
となる蓄積一括復調方式の方は、クロック同期が確率し
ていないので、受信サンプル値から任意の時間の信号を
内挿する必要がある。その為にはシャノンのサンプリン
グ定理の教える通りデータレートの２倍のサンプリング
速度を必要とする。
サンプル周期もデータレート（送信データパルスの中央
で各々サンプルする）で問題ない。一方、本発明の前提
となる蓄積一括復調方式の方は、クロック同期が確率し
ていないので、受信サンプル値から任意の時間の信号を
内挿する必要がある。その為にはシャノンのサンプリン
グ定理の教える通りデータレートの２倍のサンプリング
速度を必要とする。
逆に言えば、データレートの２倍のサンプル値が存在し
ていればトランスバーサル等化器は任意の特性フィルタ
を実現できる事から内挿フィルタとしての特性を持つ事
もできる。勿論、同時に搬送波位相誤差吸収機能を持つ
事ができる。
ていればトランスバーサル等化器は任意の特性フィルタ
を実現できる事から内挿フィルタとしての特性を持つ事
もできる。勿論、同時に搬送波位相誤差吸収機能を持つ
事ができる。
図中70、71、72、73、74はＴ／２の遅延回路、75,76,7
7,78,79,80は係数可変タップ、81は加算器である。本等
化器によればτＴ／２であっても追加された方のサン
プル位相はτ＞０となり、そして出力端子701には第４
図（ａ）のごとき等化された信号が得られる。
7,78,79,80は係数可変タップ、81は加算器である。本等
化器によればτＴ／２であっても追加された方のサン
プル位相はτ＞０となり、そして出力端子701には第４
図（ａ）のごとき等化された信号が得られる。
さて、ここで第７図のタップの係数制御法であるが、ミ
ーン・スクエア（MS）法が一般的である。タップｊの係
数CjはCj(h+1)＝Cj(h)−α・Sj＊・Ｅなる式に従って制
御される。ここで、ｈは制御回路数、Sjはｊタップの入
力信号、Ｅは等化器出力の識別誤差（正規の信号点から
の距離ベクトル）、αは微少な修正係数（α＞０）、＊
は複素数の複素共役を示す。
ーン・スクエア（MS）法が一般的である。タップｊの係
数CjはCj(h+1)＝Cj(h)−α・Sj＊・Ｅなる式に従って制
御される。ここで、ｈは制御回路数、Sjはｊタップの入
力信号、Ｅは等化器出力の識別誤差（正規の信号点から
の距離ベクトル）、αは微少な修正係数（α＞０）、＊
は複素数の複素共役を示す。
第８図は上式を具体化したものである。入力端子800にS
jが入力端子801に、等化器出力端子701からの出力が加
えられ識別器85と減算器86とにより識別誤差Ｅが得ら
れ、乗算器88と虚数部符号反転器87とからSj＊・Ｅが得
られ、89のインバータとポンテショメータ90とにより−
α・Sj＊・Ｅが得られこの出力が現在のタップの値Cjに
加えられる。この制御回路を第７図の等化器に接続する
ことにより、等化器入力端子に加えられているタイミン
グ位相ずれを有する受信信号系列も次第にタップ係数が
最適化されて、最終的なタイミング位相ずれの無い信号
が同出力端子から出てくる。しかし、この様な信号が得
られるまでには、かなりの信号が等化器を通過しなくて
はならない。また、fCT≠fCRの場合、両者の位相差は逐
次変化しているので、等価器のタップを半固定にする訳
にはいかない。
jが入力端子801に、等化器出力端子701からの出力が加
えられ識別器85と減算器86とにより識別誤差Ｅが得ら
れ、乗算器88と虚数部符号反転器87とからSj＊・Ｅが得
られ、89のインバータとポンテショメータ90とにより−
α・Sj＊・Ｅが得られこの出力が現在のタップの値Cjに
加えられる。この制御回路を第７図の等化器に接続する
ことにより、等化器入力端子に加えられているタイミン
グ位相ずれを有する受信信号系列も次第にタップ係数が
最適化されて、最終的なタイミング位相ずれの無い信号
が同出力端子から出てくる。しかし、この様な信号が得
られるまでには、かなりの信号が等化器を通過しなくて
はならない。また、fCT≠fCRの場合、両者の位相差は逐
次変化しているので、等価器のタップを半固定にする訳
にはいかない。
本発明はかかる状況の中で、データ信号以外は全く何の
信号も受信しないで、タイミング位相ずれの無い信号を
得ようとするものである。第９図（ａ）（ｂ）は本発明
の一実施例のブロック図を示している。
信号も受信しないで、タイミング位相ずれの無い信号を
得ようとするものである。第９図（ａ）（ｂ）は本発明
の一実施例のブロック図を示している。
入力端子900にはボーレートの２倍の速さでサンプルさ
れたＮ個の復調信号系列が加えられる。
れたＮ個の復調信号系列が加えられる。
同信号系列は記憶回路95に、入力順に記憶されると同時
にダブル・サンプリングの自動等化器とタップ制御回路
とから成るトランスバーサル適応等化器96の入力に加え
られ、各タップはサンプルタイミング位相ずれを吸収す
べく制御される。Ｎ個の復調信号系列が総て加え終った
時点で、すでに各タップは最適化されるものとする。
にダブル・サンプリングの自動等化器とタップ制御回路
とから成るトランスバーサル適応等化器96の入力に加え
られ、各タップはサンプルタイミング位相ずれを吸収す
べく制御される。Ｎ個の復調信号系列が総て加え終った
時点で、すでに各タップは最適化されるものとする。
ただし、送受信のタイミング位相は刻々変化しているの
で、この時点でのタップの値は最後のデータ近傍につい
て最適化されている。従って、このタップの値を初期値
として、記憶回路に記憶されている入力順に信号系をそ
のまま等化器入力に加えても、タイミング位相ずれが吸
収された信号は得られない。第９図（ｂ）はこの為、記
憶回路95からのデータ読出しを入力とは逆順に読出し、
また逆時間信号と等化器が扱える様に各タップ係数の順
をすべて逆にし（スイッチ98と同期して）この逆時間等
化器に記憶回路出力をスイッチ98を通して入力し、タッ
プ制御回路はそのまま働かせることにより、その以降の
タイミング位相ずれの変化に対応させるのである。
で、この時点でのタップの値は最後のデータ近傍につい
て最適化されている。従って、このタップの値を初期値
として、記憶回路に記憶されている入力順に信号系をそ
のまま等化器入力に加えても、タイミング位相ずれが吸
収された信号は得られない。第９図（ｂ）はこの為、記
憶回路95からのデータ読出しを入力とは逆順に読出し、
また逆時間信号と等化器が扱える様に各タップ係数の順
をすべて逆にし（スイッチ98と同期して）この逆時間等
化器に記憶回路出力をスイッチ98を通して入力し、タッ
プ制御回路はそのまま働かせることにより、その以降の
タイミング位相ずれの変化に対応させるのである。
この場合、最終的に得られるデータ系列は実際のデータ
系列とは逆になっているが、これは予め受信信号を逆順
にして本発明の処理を行わせるが本処理に入る前にキャ
リア同期処理の時に同一データが逆順に出力されるよう
に配慮することによって元へ戻る。
系列とは逆になっているが、これは予め受信信号を逆順
にして本発明の処理を行わせるが本処理に入る前にキャ
リア同期処理の時に同一データが逆順に出力されるよう
に配慮することによって元へ戻る。
なお、関わるキャリア同期処理については、すでに昭和
57年７月22日出願の特許願第57−127937号に表載されて
いる。
57年７月22日出願の特許願第57−127937号に表載されて
いる。
以上の説明の様に本発明によれば、クロック抽出用の特
別の信号を受けとることなく、データ信号とバースト状
に受けただけで、本バースト信号から最適タイミングで
サンプルされた信号系列を得ることができる。
別の信号を受けとることなく、データ信号とバースト状
に受けただけで、本バースト信号から最適タイミングで
サンプルされた信号系列を得ることができる。
第１図はバースト状ディジタル通信を説明する為の図、
第２図はバースト信号の構成を説明する為の図、第３図
は復調ベースバンド信号と、受信側クロック位相との関
係を説明する為の図、第４図は各々の受信側クロック位
相でサンプリングされた４相PSKの位相面信号点分布を
示す図。第５図にボートレートサンプリングのトランス
バーサル自動等化器を説明する図、第６図は第５図の自
動等化器のタイミング位相ずれ吸収能力を示す第７図は
ダブル・サンプリングのトランスバーサル自動等化器の
ブロック図、第８図は、第８図の等化器のタップ係数制
御回路のブロック図、第９図は本発明の実施例ブロック
である。 図中、95は記憶回路、96は順時間時トランスバサル適応
等化器、97は逆時間時トランスバーサル適応等化器で
す。
第２図はバースト信号の構成を説明する為の図、第３図
は復調ベースバンド信号と、受信側クロック位相との関
係を説明する為の図、第４図は各々の受信側クロック位
相でサンプリングされた４相PSKの位相面信号点分布を
示す図。第５図にボートレートサンプリングのトランス
バーサル自動等化器を説明する図、第６図は第５図の自
動等化器のタイミング位相ずれ吸収能力を示す第７図は
ダブル・サンプリングのトランスバーサル自動等化器の
ブロック図、第８図は、第８図の等化器のタップ係数制
御回路のブロック図、第９図は本発明の実施例ブロック
である。 図中、95は記憶回路、96は順時間時トランスバサル適応
等化器、97は逆時間時トランスバーサル適応等化器で
す。
Claims (1)
- 【請求項１】Ｎ個のサンプル値受信信号系列を記憶する
記憶回路と；前記受信信号の波形歪み及びサンプルタイ
ミングずれを適応的に吸収するトランスバーサル適応等
化器とを備え；前記Ｎ個のサンプル値受信信号系列を前
記記憶回路に入力順に記憶させるとともに、前記受信信
号系列により前記トランスバーサル適応等化器のタップ
係数を最適化させる第１のステップを行い、該第１のス
テップ終了後前記トランスバーサル適応等化器のタップ
係数の配列順をすべて逆にし、前記記憶回路から前記Ｎ
個のサンプル値受信信号系列を入力時と逆順に出力し、
前記トランスバーサル適応等化器の入力に加え、前記逆
順に出力されるＮ個の受信信号系列に対して適応等化を
引き続き行う第２ステップにより前記トランスバーサル
適応等化器出力より、等化された受信信号系列を得るこ
とを特徴とする適応受信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58003099A JPH0669159B2 (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | 適応受信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58003099A JPH0669159B2 (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | 適応受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59127433A JPS59127433A (ja) | 1984-07-23 |
| JPH0669159B2 true JPH0669159B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=11547893
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58003099A Expired - Lifetime JPH0669159B2 (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-12 | 適応受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669159B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2214386A (en) * | 1988-01-08 | 1989-08-31 | Philips Electronic Associated | Signal equaliser |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57116436A (en) * | 1981-01-12 | 1982-07-20 | Nec Corp | Demodulator |
-
1983
- 1983-01-12 JP JP58003099A patent/JPH0669159B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59127433A (ja) | 1984-07-23 |
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