JPH0669295B2 - 電流形インバータの制御装置 - Google Patents
電流形インバータの制御装置Info
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- JPH0669295B2 JPH0669295B2 JP58066760A JP6676083A JPH0669295B2 JP H0669295 B2 JPH0669295 B2 JP H0669295B2 JP 58066760 A JP58066760 A JP 58066760A JP 6676083 A JP6676083 A JP 6676083A JP H0669295 B2 JPH0669295 B2 JP H0669295B2
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- Japan
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- circuit
- pulse
- self
- current
- extinguishing element
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電流形インバータの制御装置、特に自己消弧素
子を利用しパルス幅変調制御を行う電流形インバータの
制御装置に関する。
子を利用しパルス幅変調制御を行う電流形インバータの
制御装置に関する。
電流形インバータは、直流リアクトルを有する直流回路
で平滑された入力電流を任意の周波数の交流出力に変換
するものであるが、前記交流出力の電圧波形はほぼ正弦
波となるものの電流波形は方形波となる。この出力電流
波形を改善するためにパルス幅変調による制御法が考え
られてきているが従来のサイリスタを使用した電流形イ
ンバータではサイリスタのスイツチング速度に限界があ
ることからパルス幅変調制御のパルス数を多くすること
あるいは装置の出力周波数を高くすることができず実用
上使用できるのはきわめて限定されていた。
で平滑された入力電流を任意の周波数の交流出力に変換
するものであるが、前記交流出力の電圧波形はほぼ正弦
波となるものの電流波形は方形波となる。この出力電流
波形を改善するためにパルス幅変調による制御法が考え
られてきているが従来のサイリスタを使用した電流形イ
ンバータではサイリスタのスイツチング速度に限界があ
ることからパルス幅変調制御のパルス数を多くすること
あるいは装置の出力周波数を高くすることができず実用
上使用できるのはきわめて限定されていた。
発明者等は、この点に鑑み、GTOなどの高速でスイツチ
ングが可能な自己消弧素子でブリツジを構成しかつその
交流出力端間に小容量のコンデンサを設けただけで従来
の大容量コンデンサを含む転流回路を省略できる電流形
インバータ回路を提案してきた（特願昭56年186815
号）。
ングが可能な自己消弧素子でブリツジを構成しかつその
交流出力端間に小容量のコンデンサを設けただけで従来
の大容量コンデンサを含む転流回路を省略できる電流形
インバータ回路を提案してきた（特願昭56年186815
号）。
第１図はその自己消弧素子を利用した電流形インバータ
装置を示す。図中インバータ装置３のブリツジ回路は、
GTO等の自己消弧素子から構成され、直列に接続された
自己消弧素子ＳＵとＳＸ,SＶとＳＹ,SＷとＳＺがそれぞ
れ並列接続されている。自己消弧素子ＳＵとＳＸの接続
点、ＳＶとＳＹの接続点、ＳＷとＳＺの接続点からはそ
れぞれ出力が取り出され、各出力電流ＩＵ,IＶ,IＷは負
荷１である三相モータに流れる。この出力端間には一端
が共通接続された３個の出力コンデンサ２の他端が接続
される。
装置を示す。図中インバータ装置３のブリツジ回路は、
GTO等の自己消弧素子から構成され、直列に接続された
自己消弧素子ＳＵとＳＸ,SＶとＳＹ,SＷとＳＺがそれぞ
れ並列接続されている。自己消弧素子ＳＵとＳＸの接続
点、ＳＶとＳＹの接続点、ＳＷとＳＺの接続点からはそ
れぞれ出力が取り出され、各出力電流ＩＵ,IＶ,IＷは負
荷１である三相モータに流れる。この出力端間には一端
が共通接続された３個の出力コンデンサ２の他端が接続
される。
このように構成された自己消弧素子を利用した電流形イ
ンバータをパルス幅変調制御する場合には、第２図に示
すように、クロツク発生回路61,PWMパターン発生回路6
2,ドライブ回路63とから構成された制御回路６から所望
のPWMパターンを有する信号ＰＵ,PＺ,PＹ,PＸ,PＷ,PＹ
がそれぞれの自己消弧素子のゲートに入力される。
ンバータをパルス幅変調制御する場合には、第２図に示
すように、クロツク発生回路61,PWMパターン発生回路6
2,ドライブ回路63とから構成された制御回路６から所望
のPWMパターンを有する信号ＰＵ,PＺ,PＹ,PＸ,PＷ,PＹ
がそれぞれの自己消弧素子のゲートに入力される。
第３図は、、インバータ３の各自己消弧素子ＳＵ,SＺ,S
Ｖ,SＸ,SＷ,SＹの各ゲートに印加されるゲート信号
ＰＵ,PＺ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹおよび出力電流ＩＵ,IＶ,IＷ
とを対比して図示したものである。
Ｖ,SＸ,SＷ,SＹの各ゲートに印加されるゲート信号
ＰＵ,PＺ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹおよび出力電流ＩＵ,IＶ,IＷ
とを対比して図示したものである。
発明者等の提案になる上記自己消弧素子を利用した電流
形インバータはインバータ出力端間にコンデンサを設け
るという簡単な構成で、高周波のパルス変調を可能に
し、これによって高調波成分の少ない出力電流を得るこ
とができる。しかし、前記コンデンサを設けたことによ
って、第３図に示す各モードＩないしVIの各切換えに際
し、出力電圧VUV，VVW，VWVにスパイク電圧の発生が見
られその改善が望まれていた。又、従来の電流形インバ
ータ装置と同様、インバータ装置自体で電流量を制御す
ることはほとんど不可能であつた。
形インバータはインバータ出力端間にコンデンサを設け
るという簡単な構成で、高周波のパルス変調を可能に
し、これによって高調波成分の少ない出力電流を得るこ
とができる。しかし、前記コンデンサを設けたことによ
って、第３図に示す各モードＩないしVIの各切換えに際
し、出力電圧VUV，VVW，VWVにスパイク電圧の発生が見
られその改善が望まれていた。又、従来の電流形インバ
ータ装置と同様、インバータ装置自体で電流量を制御す
ることはほとんど不可能であつた。
本発明の目的は、自己消弧素子を用いた電流形インバー
タのパルス幅変調制御運転に於て、スパイク電圧の発生
を抑えることのできる電流形インバータの制御装置を提
供することである。
タのパルス幅変調制御運転に於て、スパイク電圧の発生
を抑えることのできる電流形インバータの制御装置を提
供することである。
本発明の他の目的は、自己消弧素子を用いた電流形イン
バータのパルス幅変調制御運転に於て出力電流量を制御
することのできるインバータの制御装置を提供すること
である。
バータのパルス幅変調制御運転に於て出力電流量を制御
することのできるインバータの制御装置を提供すること
である。
本発明はインバータのブリツジ回路を構成する直列接続
された一対の自己消弧素子のうち、一つの自己消弧素子
が点弧される際に他の自己消弧素子にオンパルスを印加
することにより前記目的を達成するものである。
された一対の自己消弧素子のうち、一つの自己消弧素子
が点弧される際に他の自己消弧素子にオンパルスを印加
することにより前記目的を達成するものである。
発明者等はスパイク電圧の発生原因につき検討した結果
次のような知見を得、本発明に至つたものである。
次のような知見を得、本発明に至つたものである。
第４図は第３図のうちモードIIIからIVへの切換え期間
を更に拡大したものである。点線で示される切換時から
ＰＺの信号Ｚ１が停止されるまでの期間に於ては、、自
己消弧素子ＳＶ,SＺが共にオンしていることから、負荷
１には第５図（ａ）のに示すような電流が流れる。
を更に拡大したものである。点線で示される切換時から
ＰＺの信号Ｚ１が停止されるまでの期間に於ては、、自
己消弧素子ＳＶ,SＺが共にオンしていることから、負荷
１には第５図（ａ）のに示すような電流が流れる。
この際に前モードIIIで流れていた第５図（ａ）の電流
が引き続きコンデンサに流れている。その後信号ＰＺ
の入力Ｚ１が停止されると同時に信号ＰＸの入力Ｘ１が
入力されると、（ａ）図の電動機Ｗ相に蓄積されていた
エネルギーと直流リアクトルのエネルギーが（ｂ）図Ｗ
相コンデンサ、Ｕ相コンデンサへ移動する。この時各コ
ンデンサは既に図示の極性に充電されているため電流
は充電電流となる。モードIVに移つてしばらくは（ａ）
図，（ｂ）図の状態が繰り返され、次第にＷ相コンデン
サ、Ｕ相コンデンサが図示の方向に過充電される。これ
がスパイク電圧である。この後電動機Ｕ相の電流が増
加し、Ｗ相の電流が減少すると（ｃ）図，（ｄ）図の
繰り返しとなる。電流は放電電流で、電流は充電電
流ではあるが電流値が少ないためＷ相コンデンサ、Ｕ相
コンデンサは次第に放電しこの時点ではスパイク電圧は
発生しない。以上のようにスパイク電圧はモードが移っ
た直後のＰＸのオン信号が数個入力される期間に第４図
に示すβのように発生する。
が引き続きコンデンサに流れている。その後信号ＰＺ
の入力Ｚ１が停止されると同時に信号ＰＸの入力Ｘ１が
入力されると、（ａ）図の電動機Ｗ相に蓄積されていた
エネルギーと直流リアクトルのエネルギーが（ｂ）図Ｗ
相コンデンサ、Ｕ相コンデンサへ移動する。この時各コ
ンデンサは既に図示の極性に充電されているため電流
は充電電流となる。モードIVに移つてしばらくは（ａ）
図，（ｂ）図の状態が繰り返され、次第にＷ相コンデン
サ、Ｕ相コンデンサが図示の方向に過充電される。これ
がスパイク電圧である。この後電動機Ｕ相の電流が増
加し、Ｗ相の電流が減少すると（ｃ）図，（ｄ）図の
繰り返しとなる。電流は放電電流で、電流は充電電
流ではあるが電流値が少ないためＷ相コンデンサ、Ｕ相
コンデンサは次第に放電しこの時点ではスパイク電圧は
発生しない。以上のようにスパイク電圧はモードが移っ
た直後のＰＸのオン信号が数個入力される期間に第４図
に示すβのように発生する。
発明者等は、この知見に基づき自己消弧素子ＳＶと対の
関係にある自己消弧素子ＳＹ、あるいはＳＸと対の関係
にあるＳＵに短時間オンパルスを印加することにより、
リアクトル４を介して流れ込む電源電流を短絡すれば、
前記のコンデンサの充電電流が流れる期間を短かくす
ることができ、コンデンサの過充電を減少させることが
でき、従つてスパイク電圧の発生を抑制できると考えた
ものである。更に、このオンパルスを与えている間は、
電流が出力されないことから、オンパルスを与える時間
を制御することにより出力電流量をも制御することが可
能であることを見出した。
関係にある自己消弧素子ＳＹ、あるいはＳＸと対の関係
にあるＳＵに短時間オンパルスを印加することにより、
リアクトル４を介して流れ込む電源電流を短絡すれば、
前記のコンデンサの充電電流が流れる期間を短かくす
ることができ、コンデンサの過充電を減少させることが
でき、従つてスパイク電圧の発生を抑制できると考えた
ものである。更に、このオンパルスを与えている間は、
電流が出力されないことから、オンパルスを与える時間
を制御することにより出力電流量をも制御することが可
能であることを見出した。
第６図は以上説明したような一つの自己消弧素子が点弧
される際にこれと一対の関係にある他の自己消弧素子に
オンパルスを印加する機能を有する制御装置の実施例を
示す構成図である。同図においてクロツク発生回路61か
らの出力は、PWM（パルス幅変調）パターン発生回路62,
および短絡パルス（PWM変調パターンに従つて点弧され
る自己消弧素子と対の関係にある素子に印加されるオン
パルス）発生回路64に入力されるようになつている。前
記PWMパターン発生回路62は従来と同様のもので、出力
信号は第４図に示すＵ１,Z１,Z２,Z３,V１,V２,X１,
X２,X３となる。前記PWMパターン発生回路62および短縮
パルス発生回路64からの各出力はそれぞれ合成回路65に
入力されるようになつており、この合成回路65の出力は
ドライブ回路63を介して信号ＰＵ,PＺ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹ
が出力されるようになつている。出力される信号ＰＵ,P
Ｚ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹは、第８図に示すタイミングで出力
される。第３図と異なるのは、短絡パルス発生回路64か
ら出力される短絡パルスが加えられていることである。
される際にこれと一対の関係にある他の自己消弧素子に
オンパルスを印加する機能を有する制御装置の実施例を
示す構成図である。同図においてクロツク発生回路61か
らの出力は、PWM（パルス幅変調）パターン発生回路62,
および短絡パルス（PWM変調パターンに従つて点弧され
る自己消弧素子と対の関係にある素子に印加されるオン
パルス）発生回路64に入力されるようになつている。前
記PWMパターン発生回路62は従来と同様のもので、出力
信号は第４図に示すＵ１,Z１,Z２,Z３,V１,V２,X１,
X２,X３となる。前記PWMパターン発生回路62および短縮
パルス発生回路64からの各出力はそれぞれ合成回路65に
入力されるようになつており、この合成回路65の出力は
ドライブ回路63を介して信号ＰＵ,PＺ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹ
が出力されるようになつている。出力される信号ＰＵ,P
Ｚ,PＶ,PＸ,PＷ,PＹは、第８図に示すタイミングで出力
される。第３図と異なるのは、短絡パルス発生回路64か
ら出力される短絡パルスが加えられていることである。
第９図はこの短絡パルスの発生タイミングについて説明
するものである。PWMパターン発生回路62からＰＵの信
号Ｕ１が出力された後、短絡パルス発生回路64からＰＸ
の信号であるＸ１,X２,X３は立ち上がりに同期してＰＵ
の短絡パルスＳ１,S２,S３が発せられる。なお、この短
絡パルスのパルス幅はPWMパターン発生回路62から発生
されるいずれのパルス幅よりも小さい。又、上記実施例
では自己消弧素子ＳＸと対になる自己消弧素子ＳＵに短
絡パルスを与えたものであるが、自己消弧素子ＳＶと対
になつた自己消弧素子ＳＹに短絡パルスを与えるように
しても良い。また、第８図，第９図の出力電流ＩＵ,
IＶ,IＷの波形から判るように、出力電流の大きさは与
えられる短絡パルスの巾ｄによつて変化する。すなわち
見方を変えると短絡パルスの巾ｄを制御することによつ
て出力電流の大きさをある程度制御することが可能であ
る。
するものである。PWMパターン発生回路62からＰＵの信
号Ｕ１が出力された後、短絡パルス発生回路64からＰＸ
の信号であるＸ１,X２,X３は立ち上がりに同期してＰＵ
の短絡パルスＳ１,S２,S３が発せられる。なお、この短
絡パルスのパルス幅はPWMパターン発生回路62から発生
されるいずれのパルス幅よりも小さい。又、上記実施例
では自己消弧素子ＳＸと対になる自己消弧素子ＳＵに短
絡パルスを与えたものであるが、自己消弧素子ＳＶと対
になつた自己消弧素子ＳＹに短絡パルスを与えるように
しても良い。また、第８図，第９図の出力電流ＩＵ,
IＶ,IＷの波形から判るように、出力電流の大きさは与
えられる短絡パルスの巾ｄによつて変化する。すなわち
見方を変えると短絡パルスの巾ｄを制御することによつ
て出力電流の大きさをある程度制御することが可能であ
る。
以上の短絡パルスＳ１,S２,S３を自己消弧素子ＳＸに与
えた時には、リアクトル４を介して流入する電源電流は
自己消弧素子ＳＶ,SＸを通して流れるようになるから、
その結果、第５図（ｂ）に示す自己消弧素子ＳＶを介し
て流れる過充電電流の流れる期間が短くなるので、コ
ンデンサの過充電は減少する。したがつて、第９図に示
すように、出力電圧VWVにあつて発生していたスパイク
電圧（点線で示す）は減少する。
えた時には、リアクトル４を介して流入する電源電流は
自己消弧素子ＳＶ,SＸを通して流れるようになるから、
その結果、第５図（ｂ）に示す自己消弧素子ＳＶを介し
て流れる過充電電流の流れる期間が短くなるので、コ
ンデンサの過充電は減少する。したがつて、第９図に示
すように、出力電圧VWVにあつて発生していたスパイク
電圧（点線で示す）は減少する。
このような動作は、他の自己消弧素子がPWMパターン発
生回路62によつて点弧される場合にあつても行なわれ
る。
生回路62によつて点弧される場合にあつても行なわれ
る。
以上述べことから明らかなように、本発明によるインバ
ータ制御回路によれば、交流出力端間に設けられたコン
デンサに起因して発生するスパイク電圧を抑制すること
ができる。又、出力電流量をも制御することが可能であ
る。
ータ制御回路によれば、交流出力端間に設けられたコン
デンサに起因して発生するスパイク電圧を抑制すること
ができる。又、出力電流量をも制御することが可能であ
る。
第１図は自己消弧素子を用いた電流形インバータ回路を
示す図、第２図は従来のインバータ制御回路の一例を示
す図、第３図は前記インバータ制御回路の出力パルスと
三相電流の関係を示す図、第４図は第３図のモード切換
時の拡大図、第５図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は
前記インバータ回路の転流時の電流の流れを示した図、
第６図は本発明によるインバータ制御回路の一実施例を
示す回路図、第７図は本発明の一実施例にあつて作用の
一例を示す図、第８図は本発明によるインバータ制御回
路の出力パルスと三相電流の関係を示す図、第９図は本
発明の効果を示した第８図の拡大図である。 １……三相交流モータ、２……コンデンサ、３……イン
バータ、４……直流リアクトル、５……直流電源、６…
…インバータ制御回路、61……クロツク発生回路、62…
…PWMパターン発生回路、64……短絡パルス発生回路、6
5……合成回路、63……ドライブ回路。
示す図、第２図は従来のインバータ制御回路の一例を示
す図、第３図は前記インバータ制御回路の出力パルスと
三相電流の関係を示す図、第４図は第３図のモード切換
時の拡大図、第５図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は
前記インバータ回路の転流時の電流の流れを示した図、
第６図は本発明によるインバータ制御回路の一実施例を
示す回路図、第７図は本発明の一実施例にあつて作用の
一例を示す図、第８図は本発明によるインバータ制御回
路の出力パルスと三相電流の関係を示す図、第９図は本
発明の効果を示した第８図の拡大図である。 １……三相交流モータ、２……コンデンサ、３……イン
バータ、４……直流リアクトル、５……直流電源、６…
…インバータ制御回路、61……クロツク発生回路、62…
…PWMパターン発生回路、64……短絡パルス発生回路、6
5……合成回路、63……ドライブ回路。
Claims (1)
- 【請求項１】自己消弧素子をブリッジ結線してなるブリ
ッジ回路と、このブリッジ回路の交流出力端間にコンデ
ンサを有し、前記自己消弧素子に点弧パルスを印加して
前記ブリッジ回路にリアクトルを介して入力される直流
電力を交流電力に変換する電流形インバータの制御装置
において、 前記ブリッジ回路で直列接続した対の関係にある一方の
自己消弧素子を点弧するパルスパターン信号を発生する
PWMパターン発生回路と、 前記パルスパターン信号の立ち上がりに同期して立ち上
がり、かつ、前記パルスパターン信号の点弧パルス幅よ
りも小さい幅の短絡パルス信号を、前記直列接続した対
の関係にある他方の自己消弧素子を点弧するパルス信号
として発生する短絡パルス発生回路と、 前記PWMパターン発生回路と前記短絡パルス発生器から
の各パルス信号に基づいて前記自己消弧素子の点弧パル
スを生成する回路と を有する電流形インバータの制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58066760A JPH0669295B2 (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | 電流形インバータの制御装置 |
| GB08409404A GB2140987B (en) | 1983-04-15 | 1984-04-11 | Control apparatus for current type inverter |
| DE19843414102 DE3414102A1 (de) | 1983-04-15 | 1984-04-13 | Steuergeraet fuer einen stromwechselrichter |
| US06/600,902 US4581693A (en) | 1983-04-15 | 1984-04-16 | Apparatus for repeatedly applying short-circuit pulses to a current type inverter for output current control |
| SG1052/87A SG105287G (en) | 1983-04-15 | 1987-11-26 | Apparatus for repeatedly applying shortcircuit pulses to a current type inverter for output current control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58066760A JPH0669295B2 (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | 電流形インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59191483A JPS59191483A (ja) | 1984-10-30 |
| JPH0669295B2 true JPH0669295B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=13325155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58066760A Expired - Lifetime JPH0669295B2 (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | 電流形インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669295B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0732606B2 (ja) * | 1983-11-02 | 1995-04-10 | 株式会社日立製作所 | 電流形インバ−タの制御装置 |
-
1983
- 1983-04-15 JP JP58066760A patent/JPH0669295B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59191483A (ja) | 1984-10-30 |
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