JPH0669757A - ビタビ等化方法 - Google Patents
ビタビ等化方法Info
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- JPH0669757A JPH0669757A JP22309492A JP22309492A JPH0669757A JP H0669757 A JPH0669757 A JP H0669757A JP 22309492 A JP22309492 A JP 22309492A JP 22309492 A JP22309492 A JP 22309492A JP H0669757 A JPH0669757 A JP H0669757A
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- Japan
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- sample timing
- data
- timing phase
- impulse response
- sample
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 例えば、デイジタル自動車電話で用いられる
ビタビ等化方法に関し、サンプルタイミングにオフセッ
トがあっても、誤り率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化
方法の提供を目的とする。 【構成】 ビタビ等化手段６は、変換・記憶手段からシ
ンボルタイミングを中心として所定範囲内の各サンプル
タイミング位相におけるオーバーサンプルデータを読み
出し、トレーニング部分に対しては、マルチパスフェー
ジングによる直接波と遅延波のインパルス応答とサンプ
ルタイミングのずれによる波形整形フイルタの応答とを
含むチャネルインパルス応答ベクトルの大きさを推定
し、推定した大きさを用いて、各サンプルタイミング位
相の中から１つのサンプルタイミング位相を選択する
が、データ部分に対しては、選択したサンプルタイミン
グ位相でサンプリングしたデータに対して等化を行うよ
うに構成する。
ビタビ等化方法に関し、サンプルタイミングにオフセッ
トがあっても、誤り率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化
方法の提供を目的とする。 【構成】 ビタビ等化手段６は、変換・記憶手段からシ
ンボルタイミングを中心として所定範囲内の各サンプル
タイミング位相におけるオーバーサンプルデータを読み
出し、トレーニング部分に対しては、マルチパスフェー
ジングによる直接波と遅延波のインパルス応答とサンプ
ルタイミングのずれによる波形整形フイルタの応答とを
含むチャネルインパルス応答ベクトルの大きさを推定
し、推定した大きさを用いて、各サンプルタイミング位
相の中から１つのサンプルタイミング位相を選択する
が、データ部分に対しては、選択したサンプルタイミン
グ位相でサンプリングしたデータに対して等化を行うよ
うに構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、デイジタル自
動車電話で用いられるビタビ等化方法に関するものであ
る。
動車電話で用いられるビタビ等化方法に関するものであ
る。
【０００２】高速デイジタル移動通信ではマルチパス伝
搬による遅延分散により周波数選択性フェージングが発
生し、伝送特性が著しく劣化するが、周波数選択性フェ
ージングの対策として適応等化器が有効であり、判定帰
還形等化器、ビタビ等化器の検討が行われている。
搬による遅延分散により周波数選択性フェージングが発
生し、伝送特性が著しく劣化するが、周波数選択性フェ
ージングの対策として適応等化器が有効であり、判定帰
還形等化器、ビタビ等化器の検討が行われている。
【０００３】特に、ビタビ等化については、サンプルタ
イミングにオフセットがあっても誤り率の劣化の抑圧が
可能なビタビ等化方法の提供が必要である。
イミングにオフセットがあっても誤り率の劣化の抑圧が
可能なビタビ等化方法の提供が必要である。
【０００４】
【従来の技術】図８は従来例の受信機の動作説明図で、
(a) はTDMAバースト構成図、(b) は従来例の受信機構成
図である。また、図９は図８中のビタビ等化器の機能ブ
ロック図、図10は図８中のトランスバーサルフイルタ構
成図例である。
(a) はTDMAバースト構成図、(b) は従来例の受信機構成
図である。また、図９は図８中のビタビ等化器の機能ブ
ロック図、図10は図８中のトランスバーサルフイルタ構
成図例である。
【０００５】以下、図９〜図10を参照して図８の動作を
説明する。先ず、図８(a) に示す様に、TDMAバーストは
トレーニング部分とデータ部分とから構成されており、
ビタビ等化器はチャネルインパルス応答を推定する際、
トランスバーサルフイルタのタップ係数を収束させる為
にこのトレーニング部分を使用する。
説明する。先ず、図８(a) に示す様に、TDMAバーストは
トレーニング部分とデータ部分とから構成されており、
ビタビ等化器はチャネルインパルス応答を推定する際、
トランスバーサルフイルタのタップ係数を収束させる為
にこのトレーニング部分を使用する。
【０００６】また、図８(b) において、受信信号は帯域
通過フイルタ11を通り、自動利得制御付き増幅器12で増
幅された後、直交検波器13で直交検波されて相互に直交
するベースバンド信号が取り出される。
通過フイルタ11を通り、自動利得制御付き増幅器12で増
幅された後、直交検波器13で直交検波されて相互に直交
するベースバンド信号が取り出される。
【０００７】シンボルタイミング再生回路14は、ベース
バント信号からシンボルタイミングを抽出してアナログ
/ デイジタル変換器( 以下、A/D 変換器と省略する)15
に送出する。A/D 変換器は印加したシンボルタイミング
を用いて、入力するベースバンド信号をサンプリング
し、１バースト分のサンプルデータをメモリ16に書き込
む。そこで、ビタビ等化器２は後述する様に、メモリか
らデータを読み出してビタビ等化を行い、差動復号器３
に送出するので、差動復号器は送信側で行った差動処理
と逆の処理を行って元の送信データを再生する。
バント信号からシンボルタイミングを抽出してアナログ
/ デイジタル変換器( 以下、A/D 変換器と省略する)15
に送出する。A/D 変換器は印加したシンボルタイミング
を用いて、入力するベースバンド信号をサンプリング
し、１バースト分のサンプルデータをメモリ16に書き込
む。そこで、ビタビ等化器２は後述する様に、メモリか
らデータを読み出してビタビ等化を行い、差動復号器３
に送出するので、差動復号器は送信側で行った差動処理
と逆の処理を行って元の送信データを再生する。
【０００８】さて、図９により、ビタビ等化アルゴリズ
ムの構成と手順を説明する。なお、変調波が4PSK波で遅
延波の遅延時間が１シンボル程度であるとすると、ビタ
ビアルゴリズムの状態数は４となり、それぞれの状態で
チャネルインパルス応答の推定を行うが、手順は同一で
あるので１つの状態で代表させている。 (1) レプリカ作成 トランスバーサルフイルタ21で、推定チャネルインパル
ス応答ベクトル( 図中のタップ係数) とタップデータベ
クトル( トレーニング期間中はトレーニング信号、デー
タ期間中は候補信号) の畳み込み演算を行ってレプリカ
( 図中の推定受信信号) を生成する。 (2) 推定誤差 差分回路22で、受信サンプルデータ( 図中のサンプルデ
ータ) とレプリカの差を求めることにより、推定誤差が
得られる。 (3) ブランチメトリック 絶対値回路24で、推定誤差の絶対値を２乗してブランチ
メトリックを求める。 (4) パスメトリック 状態推定部25で、可能な状態遷移に従い、時刻(K−1)の
状態メトリック Si (K−1)と時刻(K) のブランチメトリ
ックの和を取ることにより、時刻(K) のパスメトリック
を求める。
ムの構成と手順を説明する。なお、変調波が4PSK波で遅
延波の遅延時間が１シンボル程度であるとすると、ビタ
ビアルゴリズムの状態数は４となり、それぞれの状態で
チャネルインパルス応答の推定を行うが、手順は同一で
あるので１つの状態で代表させている。 (1) レプリカ作成 トランスバーサルフイルタ21で、推定チャネルインパル
ス応答ベクトル( 図中のタップ係数) とタップデータベ
クトル( トレーニング期間中はトレーニング信号、デー
タ期間中は候補信号) の畳み込み演算を行ってレプリカ
( 図中の推定受信信号) を生成する。 (2) 推定誤差 差分回路22で、受信サンプルデータ( 図中のサンプルデ
ータ) とレプリカの差を求めることにより、推定誤差が
得られる。 (3) ブランチメトリック 絶対値回路24で、推定誤差の絶対値を２乗してブランチ
メトリックを求める。 (4) パスメトリック 状態推定部25で、可能な状態遷移に従い、時刻(K−1)の
状態メトリック Si (K−1)と時刻(K) のブランチメトリ
ックの和を取ることにより、時刻(K) のパスメトリック
を求める。
【０００９】ここで、状態メトリックはブランチメトリ
ックの累積値であり、(4) 項〜(7)項までの処理が状態
推定部25で行われるが、この部分は公知のACS(add-comp
are-select) 部である。 (5) パスの選択 求めたパスメトリックを用いて、各状態における最小の
パスメトリックを持つパスを選択する。 (6) 状態メトリックの更新 パスの選択に対応して、ビタビ等化器の内部メモリ( 図
示せず) に格納されている状態メトリックを更新する。 (7) パスメモリの更新 パスメモリに格納されているパスデータを、新しいパス
データに更新する。 (8) チャネルインパルス応答ベクトルの更新 チャネルインパルス応答推定部23は、例えば、公知のRL
S アルゴリズムやLMSアルゴリズムを用いて各状態毎に
選択したパスに対して(2) 項を用いて誤差が小になる様
にチャネルインパルス応答(CIR) ベクトルを更新する。
ックの累積値であり、(4) 項〜(7)項までの処理が状態
推定部25で行われるが、この部分は公知のACS(add-comp
are-select) 部である。 (5) パスの選択 求めたパスメトリックを用いて、各状態における最小の
パスメトリックを持つパスを選択する。 (6) 状態メトリックの更新 パスの選択に対応して、ビタビ等化器の内部メモリ( 図
示せず) に格納されている状態メトリックを更新する。 (7) パスメモリの更新 パスメモリに格納されているパスデータを、新しいパス
データに更新する。 (8) チャネルインパルス応答ベクトルの更新 チャネルインパルス応答推定部23は、例えば、公知のRL
S アルゴリズムやLMSアルゴリズムを用いて各状態毎に
選択したパスに対して(2) 項を用いて誤差が小になる様
にチャネルインパルス応答(CIR) ベクトルを更新する。
【００１０】この時、(1) 項のレプリカの作成において
は遅延波の遅延時間が１シンボル程度( 即ち、サンプル
タイミングのオフセットがない状態) であれば、図10に
示す様に２タップのトランスバーサルフイルタでよい。
は遅延波の遅延時間が１シンボル程度( 即ち、サンプル
タイミングのオフセットがない状態) であれば、図10に
示す様に２タップのトランスバーサルフイルタでよい。
【００１１】なお、図10に示すトランスバーサルフイル
タは、印加したトレーニング信号、または候補信号に対
して直接波に対するタップ係数h0を乗算したものと、遅
延部分213 で１シンボル遅延したトレーニング信号、ま
たは生き残りパスに対して遅延波に対するタップ係数h1
を乗算したものを加算部分214 で加算してレプリカを生
成する。
タは、印加したトレーニング信号、または候補信号に対
して直接波に対するタップ係数h0を乗算したものと、遅
延部分213 で１シンボル遅延したトレーニング信号、ま
たは生き残りパスに対して遅延波に対するタップ係数h1
を乗算したものを加算部分214 で加算してレプリカを生
成する。
【００１２】そして、差分回路22は、受信サンプルデー
タとレプリカとの推定誤差を求めてタップ係数更新アル
ゴリズム部分23に印加するので、このアルゴリズム部分
は推定誤差が最小となる様にタップ係数h0, h1を更新す
る。
タとレプリカとの推定誤差を求めてタップ係数更新アル
ゴリズム部分23に印加するので、このアルゴリズム部分
は推定誤差が最小となる様にタップ係数h0, h1を更新す
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】図11は問題点の説明図
で、(a) はサンプルタイミングにオフセットがない場
合、(b) はサンプルタイミングにオフセットがある場合
である。
で、(a) はサンプルタイミングにオフセットがない場
合、(b) はサンプルタイミングにオフセットがある場合
である。
【００１４】以下、図11を参照して問題点を説明する。
先ず、周波数選択性フェージング下では、シンボルタイ
ミング再生回路で最適なタイミングを得ることは難しく
サンプルタイミングにオフセットが生ずる。
先ず、周波数選択性フェージング下では、シンボルタイ
ミング再生回路で最適なタイミングを得ることは難しく
サンプルタイミングにオフセットが生ずる。
【００１５】今、遅延波の遅延時間が１シンボルの場
合、最適なサンプルタンイミングは図11(a) に示す様に
ナイキスト点になるので、チャネルインパルス応答ベク
トルの推定がh0とh1の２つの値で表され、他のサンプル
タイミングでは０となり、図10に示すトランスバーサル
フイルタの構成で充分である。
合、最適なサンプルタンイミングは図11(a) に示す様に
ナイキスト点になるので、チャネルインパルス応答ベク
トルの推定がh0とh1の２つの値で表され、他のサンプル
タイミングでは０となり、図10に示すトランスバーサル
フイルタの構成で充分である。
【００１６】しかし、図11(b) ではナイキスト点でサン
プリングされていない為、波形整形フイルタのインパル
ス応答成分(h0, h1 以外の成分) が現れ、図10の２タッ
プのトランスバーサルフイルタの構成ではチャネルイン
パルス応答ベクトルの推定がうまくできない。
プリングされていない為、波形整形フイルタのインパル
ス応答成分(h0, h1 以外の成分) が現れ、図10の２タッ
プのトランスバーサルフイルタの構成ではチャネルイン
パルス応答ベクトルの推定がうまくできない。
【００１７】また、トランスバーサルフイルタのタップ
数を増加してチャネルインパルス応答ベクトルを推定し
ても、ビタビアルゴリズムで用意している状態数では、
等化しきれない符号間干渉が発生する。
数を増加してチャネルインパルス応答ベクトルを推定し
ても、ビタビアルゴリズムで用意している状態数では、
等化しきれない符号間干渉が発生する。
【００１８】従って、サンプルタイミングにオフセット
がある場合、良好に等化することができず誤り率特性が
劣化すると云う問題がある。この問題は、別の面から見
ると、長いチャネルインパルス応答ベクトルに対応しな
ければならないので、ビタビアルゴリズムに膨大な状態
数が必要となる。
がある場合、良好に等化することができず誤り率特性が
劣化すると云う問題がある。この問題は、別の面から見
ると、長いチャネルインパルス応答ベクトルに対応しな
ければならないので、ビタビアルゴリズムに膨大な状態
数が必要となる。
【００１９】本発明はサンプルタイミングにオフセット
があっても、誤り率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化方
法の提供を目的とする。
があっても、誤り率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化方
法の提供を目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】図１は第１〜第４の本発
明の原理構成図である。図中、４はベースバンド信号か
ら取り出したシンボルタイミング周期の１／Ｍの周期を
持つオーバーサンプルクロックを生成するオーバーサン
プルクロック生成手段、５はベースバンド信号をオーバ
ーサンプルクロックでサンプリングしてオーバーサンプ
ルデータに変換して蓄える変換・記憶手段、６はビタビ
等化手段である。
明の原理構成図である。図中、４はベースバンド信号か
ら取り出したシンボルタイミング周期の１／Ｍの周期を
持つオーバーサンプルクロックを生成するオーバーサン
プルクロック生成手段、５はベースバンド信号をオーバ
ーサンプルクロックでサンプリングしてオーバーサンプ
ルデータに変換して蓄える変換・記憶手段、６はビタビ
等化手段である。
【００２１】第１の本発明は、ビタビ等化手段は、変換
・記憶手段からシンボルタイミングを中心として所定範
囲内の各サンプルタイミング位相におけるオーバーサン
プルデータを読み出す。
・記憶手段からシンボルタイミングを中心として所定範
囲内の各サンプルタイミング位相におけるオーバーサン
プルデータを読み出す。
【００２２】そして、トレーニング部分に対しては、マ
ルチパスフェージングによる直接波と遅延波のインパル
ス応答とサンプルタイミングのずれによる波形整形フイ
ルタの応答とを含むチャネルインパルス応答ベクトルの
大きさを推定し、推定した大きさを用いて、各サンプル
タイミング位相の中から１つのサンプルタイミング位相
を選択する。
ルチパスフェージングによる直接波と遅延波のインパル
ス応答とサンプルタイミングのずれによる波形整形フイ
ルタの応答とを含むチャネルインパルス応答ベクトルの
大きさを推定し、推定した大きさを用いて、各サンプル
タイミング位相の中から１つのサンプルタイミング位相
を選択する。
【００２３】しかし、データ部分に対しては、選択した
サンプルタイミング位相でサンプリングしたデータに対
して等化を行う。第２の本発明は、オーバーサンプルタ
イミング位相の選択は、サンプルタイオングのずれによ
る波形整形フイルタの応答の推定値の大きさの和が最小
となる位相を選択する。
サンプルタイミング位相でサンプリングしたデータに対
して等化を行う。第２の本発明は、オーバーサンプルタ
イミング位相の選択は、サンプルタイオングのずれによ
る波形整形フイルタの応答の推定値の大きさの和が最小
となる位相を選択する。
【００２４】第３の本発明は、オーバーサンプルタイミ
ング位相の選択は、マルチパスフェージングによる直接
波と遅延波のインパルス応答の推定値の大きさの和が最
大となる位相を選択する。
ング位相の選択は、マルチパスフェージングによる直接
波と遅延波のインパルス応答の推定値の大きさの和が最
大となる位相を選択する。
【００２５】第４の本発明は、オーバーサンプルタイミ
ング位相の選択は、マルチパスフェージングによる直接
波と遅延波とのインパルス応答の推定値の大きさの和
と、サンプリングのずれによる波形整形フイルタによる
応答の推定値の大きさの和との比が最大となる位相を選
択する。
ング位相の選択は、マルチパスフェージングによる直接
波と遅延波とのインパルス応答の推定値の大きさの和
と、サンプリングのずれによる波形整形フイルタによる
応答の推定値の大きさの和との比が最大となる位相を選
択する。
【００２６】
【作用】図２は図１の動作説明図である。なお、説明を
容易にする為にＭ＝８としてある。
容易にする為にＭ＝８としてある。
【００２７】第１の本発明は、図２に示す様に、ベース
バンド信号をオーバーサンプルクロックでサンプリング
してオーバーサンプルデータを得るが、それぞれのサン
プルタイミング位相毎にメモリ52内の対応する領域に格
納する。
バンド信号をオーバーサンプルクロックでサンプリング
してオーバーサンプルデータを得るが、それぞれのサン
プルタイミング位相毎にメモリ52内の対応する領域に格
納する。
【００２８】また、トレーニング部チャネルインパルス
応答推定部分内のレプリカ作成用トランスバーサルフイ
ルタは、マルチパスフェージングの直接波と遅延波のチ
ャネルインパルス応答ベクトルを推定する為のトランス
バーサルフイルタ( 図10示す様にタップ数は２）より
も、例えば６とタップ数を増やしてあり、波形整形フイ
ルタの応答を含むチャネルインパルス応答ベクトルを推
定する。
応答推定部分内のレプリカ作成用トランスバーサルフイ
ルタは、マルチパスフェージングの直接波と遅延波のチ
ャネルインパルス応答ベクトルを推定する為のトランス
バーサルフイルタ( 図10示す様にタップ数は２）より
も、例えば６とタップ数を増やしてあり、波形整形フイ
ルタの応答を含むチャネルインパルス応答ベクトルを推
定する。
【００２９】なお、チャネルインパルス応答ベクトルの
中でh0, h1以外の hi( i=-2,-1, 2,3 )は波形整形フイ
ルタの応答によるものであるが、この値が大きければビ
タビ等化アルゴリズムで等化可能な範囲を越える符号間
干渉が生じていることになる。 そして、タップ係数比
較部分で、それぞれのサンプルタイミング位相における
チャネルインパルス応答ベクトル( タップ係数と同一)
の大きさを比較して１つのサンプルタイミング位相を選
択し、選択したサンプルタイミング位相のデータ部分に
対して等化を行い出力するが、データ部の等化ではトラ
ンスバーサルフイルタのタップ数はh0, h1の２つにす
る。
中でh0, h1以外の hi( i=-2,-1, 2,3 )は波形整形フイ
ルタの応答によるものであるが、この値が大きければビ
タビ等化アルゴリズムで等化可能な範囲を越える符号間
干渉が生じていることになる。 そして、タップ係数比
較部分で、それぞれのサンプルタイミング位相における
チャネルインパルス応答ベクトル( タップ係数と同一)
の大きさを比較して１つのサンプルタイミング位相を選
択し、選択したサンプルタイミング位相のデータ部分に
対して等化を行い出力するが、データ部の等化ではトラ
ンスバーサルフイルタのタップ数はh0, h1の２つにす
る。
【００３０】即ち、それぞれのサンプルタイミング位相
のデータのトレーニング部分からチャネルインパルス応
答ベクトルの推定を行い、等化が良好に行われると予想
されるサンプルタイミング位相を選択し、そのタイミン
グ位相のデータを等化する様にしている。これにより、
サンプルタイミングオフセットにより生ずる波形整形フ
イルタのインパルス応答の影響が小さいサンプルタイミ
ング位相を選択することができ、サンプルタイミングオ
フセットが存在する時に劣化を小さく抑えることができ
る。
のデータのトレーニング部分からチャネルインパルス応
答ベクトルの推定を行い、等化が良好に行われると予想
されるサンプルタイミング位相を選択し、そのタイミン
グ位相のデータを等化する様にしている。これにより、
サンプルタイミングオフセットにより生ずる波形整形フ
イルタのインパルス応答の影響が小さいサンプルタイミ
ング位相を選択することができ、サンプルタイミングオ
フセットが存在する時に劣化を小さく抑えることができ
る。
【００３１】第２の本発明は、波形整形フイルタの応答
の推定値の大きさの和が最小であるサンプルタイミング
位相を選択する。第３の本発明は、マルチパスフェージ
ングによる直接波と遅延波のインパルス応答の推定値の
大きさの和が最大であるサンプルタイミング位相を選択
する。
の推定値の大きさの和が最小であるサンプルタイミング
位相を選択する。第３の本発明は、マルチパスフェージ
ングによる直接波と遅延波のインパルス応答の推定値の
大きさの和が最大であるサンプルタイミング位相を選択
する。
【００３２】第４の本発明は、マルチパスフェージング
による直接波と遅延波とのインパルス応答の推定値の和
と、サンプリングのずれによる波形整形フイルタの応答
の推定値の大きさの和との比が最大であるサンプルタイ
ミング位相を選択する。
による直接波と遅延波とのインパルス応答の推定値の和
と、サンプリングのずれによる波形整形フイルタの応答
の推定値の大きさの和との比が最大であるサンプルタイ
ミング位相を選択する。
【００３３】
【実施例】図３は第１〜第４の本発明の実施例を用いた
受信機構成図、図４は第１，第２の本発明の実施例の構
成図、図５は第３の本発明の実施例の構成図、図６は第
４の本発明の実施例の構成図、図７は図４〜図６中のト
レーニング部CIR 推定部分の構成図の一例である。
受信機構成図、図４は第１，第２の本発明の実施例の構
成図、図５は第３の本発明の実施例の構成図、図６は第
４の本発明の実施例の構成図、図７は図４〜図６中のト
レーニング部CIR 推定部分の構成図の一例である。
【００３４】なお、全図を通じて同一符号は同一対象物
を示す。以下、Ｍ＝８として、図３〜図７の動作を説明
するが、従来例で詳細説明した部分については概略説明
し、本発明の部分について詳細説明する。また、図４中
の「トレーニング部チャネルインパルス応答(CIR) 推定
部分」は８個設けられているが、動作は全て同一である
ので「トレーニング部(CIR) 推定部分」610 を代表とし
て説明する。
を示す。以下、Ｍ＝８として、図３〜図７の動作を説明
するが、従来例で詳細説明した部分については概略説明
し、本発明の部分について詳細説明する。また、図４中
の「トレーニング部チャネルインパルス応答(CIR) 推定
部分」は８個設けられているが、動作は全て同一である
ので「トレーニング部(CIR) 推定部分」610 を代表とし
て説明する。
【００３５】先ず、図３において、受信信号は帯域通過
フイルタ11, 自動利得制御付き増幅器12を介して直交検
波器13に加えられて相互に直交するベースバンド信号が
得られる。
フイルタ11, 自動利得制御付き増幅器12を介して直交検
波器13に加えられて相互に直交するベースバンド信号が
得られる。
【００３６】シンボルタイミング再生回路14は、上記の
ベースバンド信号からシンボルタイミングを抽出し、M
倍クロック部分41でシンボルタイミングの周期の1/8 の
周期のオーバーサンプルクロックを生成してアナログ/
デイジタル変換器51に加える。 アナログ/ デイジタル
変換器はベースバンド信号をオーバーサンプルクロック
でサンプリングしてそれぞれのサンプルタイミング位相
ごとにメモリ内の対応する領域に格納する。そして、後
述する様に、ビタビ等化器６，差動復号器３を介して再
生データを取り出す。
ベースバンド信号からシンボルタイミングを抽出し、M
倍クロック部分41でシンボルタイミングの周期の1/8 の
周期のオーバーサンプルクロックを生成してアナログ/
デイジタル変換器51に加える。 アナログ/ デイジタル
変換器はベースバンド信号をオーバーサンプルクロック
でサンプリングしてそれぞれのサンプルタイミング位相
ごとにメモリ内の対応する領域に格納する。そして、後
述する様に、ビタビ等化器６，差動復号器３を介して再
生データを取り出す。
【００３７】次に、図４において、トレーニング部CIR
推定部分にはサンプルタイミング位相φ0 のデータr(φ
0)が加えられる。一方、図７に示すトレーニング部CIR
推定部分内の点線部分のトランスバーサルフイルタは、
入力した既知のパターンを持つトレーニング信号を遅延
部分T で１シンボルずつ遅延する度に乗算器659 〜654
でタップ係数 h-2,h-1, h0, h1,h2, h3を乗算し、乗算
結果を加算器652 で加算して受信データを推定して差分
回路651 に加える。
推定部分にはサンプルタイミング位相φ0 のデータr(φ
0)が加えられる。一方、図７に示すトレーニング部CIR
推定部分内の点線部分のトランスバーサルフイルタは、
入力した既知のパターンを持つトレーニング信号を遅延
部分T で１シンボルずつ遅延する度に乗算器659 〜654
でタップ係数 h-2,h-1, h0, h1,h2, h3を乗算し、乗算
結果を加算器652 で加算して受信データを推定して差分
回路651 に加える。
【００３８】差分回路651 には、上記のデータr(φ0)が
加えられているので、誤差を取り出してタップ係数を更
新する。そして、更新したタップ係数を比較部分631 に
送出する。
加えられているので、誤差を取り出してタップ係数を更
新する。そして、更新したタップ係数を比較部分631 に
送出する。
【００３９】比較部分631 には、サンプルタイミング位
相φ1 〜φ7 のタップ係数も加えられているので、それ
ぞれのサンプルタイミング位相におけるタップ係数
h-2,h-1, h2, h3の大きさの和を求めて大小を比較し、
最小の値のものを選択し、選択したサンプルタイミング
位相( 例えば、φ1)のデータを選択する為の選択信号を
位相選択部分621 に送出する。
相φ1 〜φ7 のタップ係数も加えられているので、それ
ぞれのサンプルタイミング位相におけるタップ係数
h-2,h-1, h2, h3の大きさの和を求めて大小を比較し、
最小の値のものを選択し、選択したサンプルタイミング
位相( 例えば、φ1)のデータを選択する為の選択信号を
位相選択部分621 に送出する。
【００４０】位相選択部分621には、サンプルタイミン
グ位相φ0 〜φ7 のデータが加えられているので、サン
プルタイミング位相φ1 のデータを選択し、データ部等
化部分64に加えるので、この等化部分で等化を行う。
グ位相φ0 〜φ7 のデータが加えられているので、サン
プルタイミング位相φ1 のデータを選択し、データ部等
化部分64に加えるので、この等化部分で等化を行う。
【００４１】ここで、図５の比較部分632 は、それぞれ
のサンプルタイミング位相におけるタップ係数h0, h1の
大きさの和を求めて大小を比較し、最大の値のものを選
択する。そして、選択したサンプリングタイミング位相
のデータを選択する為の選択信号を位相選択部分622 に
送出するので、この選択部分は対応する位相のデータを
選択する。
のサンプルタイミング位相におけるタップ係数h0, h1の
大きさの和を求めて大小を比較し、最大の値のものを選
択する。そして、選択したサンプリングタイミング位相
のデータを選択する為の選択信号を位相選択部分622 に
送出するので、この選択部分は対応する位相のデータを
選択する。
【００４２】また、図６の比較部分633 は、それぞれの
サンプルタイミング位相におけるタップ係数h0, h1の大
きさの和と h-2,h-1, h2, h3の大きさの和との比が最大
の値となるものを選択し、選択したサンプルタイミング
位相のデータを選択する為の選択信号を位相選択部分62
3 に送出する。そこで、位相選択部分は対応する位相の
データを選択する。
サンプルタイミング位相におけるタップ係数h0, h1の大
きさの和と h-2,h-1, h2, h3の大きさの和との比が最大
の値となるものを選択し、選択したサンプルタイミング
位相のデータを選択する為の選択信号を位相選択部分62
3 に送出する。そこで、位相選択部分は対応する位相の
データを選択する。
【００４３】なお、データ部等化部分64では最適なサン
プルタイミング位相となっているので、この部分のトラ
ンスバーサルフイルタのタップ数は２で等化動作を行
う。即ち、本発明によれば、サンプルタイミングオフセ
ットがある場合、オーバーサンプルしたサンプルデータ
の中からサンプルタイミングが良好なデータについて等
化を行うことができ、ビタビ等化器の性能向上に寄与す
ることが大きい。
プルタイミング位相となっているので、この部分のトラ
ンスバーサルフイルタのタップ数は２で等化動作を行
う。即ち、本発明によれば、サンプルタイミングオフセ
ットがある場合、オーバーサンプルしたサンプルデータ
の中からサンプルタイミングが良好なデータについて等
化を行うことができ、ビタビ等化器の性能向上に寄与す
ることが大きい。
【００４４】
【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、サンプルタイミングにオフセットがあっても、誤り
率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化方法の提供を図るこ
とができると云う効果がある。
ば、サンプルタイミングにオフセットがあっても、誤り
率の劣化の抑圧が可能なビタビ等化方法の提供を図るこ
とができると云う効果がある。
【図１】第１〜第４の本発明の原理構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】第１〜第４の本発明の実施例を用いた受信機構
成図である。
成図である。
【図４】第１，第２の本発明の実施例の構成図である。
【図５】第３の本発明の実施例の構成図である。
【図６】第４の本発明の実施例の構成図である。
【図７】図４〜図６中のトレーニング部CIR 推定部分の
構成図の一例である。
構成図の一例である。
【図８】従来例の受信機の動作説明図で、(a) はTDMAバ
ースト構成図、(b) は従来例の構成図である。
ースト構成図、(b) は従来例の構成図である。
【図９】図８中のビタビ等化器の機能ブロック図であ
る。
る。
【図10】図８中のビタビ等化器内のトランスバーサルフ
イルタ構成図例である。
イルタ構成図例である。
【図11】問題点の説明図で、(a) はサンプルタイミング
にオフセットがない場合、(b)はサンプルタイミングに
オフセットがある場合である。
にオフセットがない場合、(b)はサンプルタイミングに
オフセットがある場合である。
４ オーバーサンプルクロック生成手段 ５ 変換・
記憶手段 ６ ビタビ等化手段
記憶手段 ６ ビタビ等化手段
Claims (4)
- 【請求項１】 マルチパスフェージングの影響を受けた
受信信号を直交検波してベースバンド信号を取り出し、
サンプリングしてトレーニング部分とデータ部分とを有
するサンプルデータに変換してビタビ等化手段において
ビタビ等化を行う際に、 該ベースバンド信号から取り出したシンボルタイミング
周期の１／Ｍ（Ｍ≧２の正の整数）の周期を持つオーバ
ーサンプルクロックを生成するオーバーサンプルクロッ
ク生成手段(4) と、該ベースバンド信号をオーバーサン
プルクロックでサンプリングしてオーバーサンプルデー
タに変換して蓄える変換・記憶手段(5)とを設け、 該ビタビ等化手段(6) は、該変換・記憶手段からシンボ
ルタイミングを中心として所定範囲内の各サンプルタイ
ミング位相におけるオーバーサンプルデータを読み出
し、 トレーニング部分に対しては、マルチパスフェージング
による直接波と遅延波のインパルス応答とサンプルタイ
ミングのずれによる波形整形フイルタの応答とを含むチ
ャネルインパルス応答ベクトルの大きさを推定し、推定
した大きさを用いて、各サンプルタイミング位相の中か
ら１つのサンプルタイミング位相を選択するが、 データ部分に対しては、選択したサンプルタイミング位
相でサンプリングしたデータに対して等化を行う様にし
たことを特徴とするビタビ等化方法。 - 【請求項２】 該サンプルタイミング位相の選択は、該
波形整形フイルタによる応答の推定値の大きさの和が最
小である位相を選択する請求項１のビタビ等化方法。 - 【請求項３】 該サンプルタイミング位相の選択は、該
マルチパスフェージングによる直接波と遅延波のインパ
ルス応答の推定値の大きさの和が最大である位相を選択
する請求項１のビタビ等化方法。 - 【請求項４】 該サンプルタイミング位相の選択は、該
マルチパスフェージングによる直接波と遅延波とのイン
パルス応答の推定値の大きさの和と、該サンプリングの
ずれによる波形整形フイルタによる応答の推定値の大き
さの和との比が最大である位相を選択する請求項１のビ
タビ等化方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22309492A JPH0669757A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ビタビ等化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22309492A JPH0669757A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ビタビ等化方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0669757A true JPH0669757A (ja) | 1994-03-11 |
Family
ID=16792742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22309492A Withdrawn JPH0669757A (ja) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | ビタビ等化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0669757A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000278185A (ja) * | 1998-09-30 | 2000-10-06 | Lucent Technol Inc | データ通信のための混合モード適応アナログ受信アーキテクチャ |
-
1992
- 1992-08-24 JP JP22309492A patent/JPH0669757A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000278185A (ja) * | 1998-09-30 | 2000-10-06 | Lucent Technol Inc | データ通信のための混合モード適応アナログ受信アーキテクチャ |
| JP2005278222A (ja) * | 1998-09-30 | 2005-10-06 | Lucent Technol Inc | データ通信のための混合モード適応アナログ受信アーキテクチャ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991102 |