JPH067759B2 - 交流発電機の励磁調整装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） この出願の発明は、交流発電機の励磁調整装置に関し、
励磁回路電圧を制御する制御整流回路のサイリスタの位
相制御可能範囲を相対的に広げる手段を具える励磁調整
装置、並びに、自己の発電機電圧の周波数を検出して設
定周波数以下で発電機出力電圧を自動的に垂下させる低
周波過励磁防止手段を内蔵する励磁調整装置に関する。

（従来技術） 交流発電機の励磁調整装置として、発電機自体がブラシ
付きである場合も、ブラシレスである場合も、その制御
性、整定精度、速応性及び安定性にすぐれ、また経済的
に有利であるため一般にサイリスタ位相制御式の自動電
圧調整装置が広く普及している。交流入力が単相である
自動電圧調整装置において、励磁回路電圧を制御する制
御整流回路のサイリスタ位相制御を行うためには、公知
のように交流入力電圧がゼロ点をよぎるタイミングを検
出するいわゆる同期検出回路が必要不可欠である。この
同期検出手段として、従来は、例えば第１図に示す特別
に用意された同期検出回路を設け、あるいは、第２図に
示す簡易形交流電源同期式弛張発振回路が利用されてい
た。すなわち、第１図において、Ｔは同期検出変圧器、
ＤＢはダイオードブリツジ、Ｚはツエナーダイオード、
Ｑは発振用トランジスタ、Ｒａ，Ｒｂ及びＲｃは制限抵
抗であり、トランジスタＱのコレクタより、交流入力が
ゼロ点をよぎる時点で同期パルス出力が得られる。また
第２図の回路は、発振用ユニジヤンクシヨントランジス
タUJT、時定数用コンデンサＣ、時定数用抵抗Ｒｄ，Ｒ
ｅ及びパルス変圧器ＰＴ等からなる弛張発振回路におい
て、プラス側電源の図示の位置にダイオードＤをそう入
することにより、公知のように交流半サイクルごとにゼ
ロ点近傍でプラス側がゼロ点に落ちこむ現象を利用して
同期をとるものである。

しかしながら、第２図の装置は、サイリスタ位相制御範
囲が限定されるため種々の弊害を生じ、また簡易化を狙
いとして開発されたものであるに拘らず、低周波過励磁
防止回路を付加する場合等には第１図に示す方式による
よりもかえつて複雑な回路構成をとらざるを得なくなる
等の欠点を有するものである。すなわち、第２図の装置
では、その構成上本質的に、プラス側がゼロ点に落ちこ
むいわゆる同期期間が相対的に長くなつてサイリスタ位
相制御範囲が限定されるため、例えば単相半波整流回路
や単相混合ブリツジ整流回路による制御の場合に直流出
力電圧の最大値が抑制されて所望の値が得られなかつた
り、最小値をゼロ電圧まで制御し切れず有限の電圧が残
つてしまう等の弊害が往々にして発生した。このため、
制御対象である発電機出力電圧の負荷変動等に対する応
答性が悪くしたり、励磁電圧が相対的に低くなる小容量
範囲の発電機では、使用範囲中の制御不能領域が含ま
れ、そのままでは実用に供することができない場合が生
じていた。さらに第２図の装置では、同期期間が相対的
に長いために、後述するような、発電機がなんらかの原
因で低周波運転になつたときに発電機の過励磁現象を防
止するいわゆる低周波過励磁防止回路を付加しようとす
ると、複雑な波形整形回路を必要とし、結果的に第１図
の方式によるよりも複雑な回路構成をとらざるを得なく
なり、第２図のように簡易化された同期検出回路を使用
する意義を失うに至つている。

ここで従来の低周波過励磁防止手段について説明する。
いま発電機励磁調整装置の設定電圧を一定にしたままで
発電機の周波数を定格周波数以下に下げて行くと、公知
のように、励磁調整装置は、発電機出力電圧を設定電圧
に保持しようとして発電機励磁電流を増大する方向に制
御し、運転周波数によつては発電機の界磁巻線を焼損す
るという重大事故に至つてしまう。またエンジン発電機
等においては、往々、運転開始直後又は停止直前に、原
動機保護のため定格周波数の５０〜６０％の周波数でア
イドリング運転をしたり、断続負荷の場合に、原動機燃
料節約のため待機運転中アイドリング運転に切り換えた
り、あるいは原動機保守のため一時的に低周波運転を行
うことがある。このような場合、従来、(1)その都度発
電機界磁しや断器を手動でオン，オフする、(2)アイド
リング運転スイツチに連動して界磁しや断器をオン，オ
フする、(3)例えば発電機軸端に取り付けられた速度検
出用小形発電機で主発電機の速度（周波数に比例する）
を検出し、別に設けた速度継電器で前記の界磁しや断器
をオン，オフする、(4)上記の検出信号を自動電圧調整
装置内の高利得増幅器の加算入力に加えることにより所
定周波数以下で電圧下げ命令を出し、あるいは制御をし
や断して無励磁にする等の手段がとられていたが、これ
らの手段は手動操作を必要とし、あるいは特別に速度検
出用の発電機や継電器を必要とするものであり、その制
御機能も十分ではなかつた。

（目的） この出願の第１の発明は、第２図に示すような従来の交
流電源同期式の発電機励磁調整装置を改良し、発電機の
励磁機回路を制御する弛張発振回路を有するサイリスタ
位相制御励磁調整装置等において、同期信号を実用上支
障のない範囲まで狭めたパルス信号として検出し、相対
的に励磁回路の制御整流回路の位相制御範囲を広くする
ことができる。交流発電機の励磁調整装置を提供するこ
とを目的とする。

この出願の第２の発明は、従来の交流電源同期式の発電
機励磁調整装置を改良し、発電機の励磁機回路を制御す
る弛張発振回路を有するサイリスタ位相制御励磁調整装
置等において、特別に速度検出用発電機や継電器等を設
けることなく、自己の発電機電圧の周波数を検出して設
定周波数以下で発電機出力電圧を自動的に垂下させるこ
とが可能な制御性、信頼性にすぐれた低周波過励磁防止
手段を内蔵する交流発電機の励磁調整装置を提供するこ
とを目的とする。

さらに、第１及び第２の発明は、多入力高利得増幅器を
利用し、簡単な回路により、それぞれ前記の目的を達成
することが可能であつて、これによりコンパクトに構成
され、経済的にも有利な交流発電機の励磁調整装置を提
供することを目的とする。

さらに、第１及び第２の発明は、それぞれ前記の目的を
達成するとともに、ブラシ付き、ブラシレスいずれの方
式についても、高圧発電機及び低圧発電機の両者に、上
記の制御回路を共通にして適用することができる交流発
電機の励磁調整装置を提供することを目的とする。

（発明の概要） この出願の第１の発明は、発電機出力電圧を整流する整
流回路の出力回路中基準電位に対して第１の極性を有す
る回路に方向性を有する同期検出素子を設け、また整流
回路の出力回路中基準電位に対して第１の極性と逆極性
である第２の極性を有する基準電圧設定部に定電圧素子
とこれに実効的に直列に接続された非直線抵抗素子とを
設け、同期検出回路において、前記同期検出素子におけ
る相対的に第１の極性を有する端子より得られる第１の
電圧と、前記非直線抵抗素子における電圧降下に相当す
る第２の電圧とを比較して得られるパルス幅の狭い同期
信号により発電機の励磁機回路を制御する弛張発振回路
を同期化させるものである。

また、第２の発明は、周波数／電圧検出回路において、
時間とともに一方向に変化し、同期検出回路の出力信号
によつてリセツトされる電圧と、設定可能な基準電圧と
を比較し、発電機周波数の低下時にのみ発電機周波数の
低下量の関数である制御信号を発生し、この制御信号と
電圧検出回路で検出した発電機の出力電圧の関数である
信号とを加算した信号により、発電機の励磁機回路を制
御する弛張発振回路を発電機周波数の低下時にその界磁
の過励磁を防止する方向に制御するものである。

（実施例） 以下第３図〜第６図を参照してこの出願の発明の実施例
について詳細に説明する。下記の説明は、この出願の発
明をブラシレス発電機に適用した例について、この出願
の発明の実施例の構成、その概括的動作、その同期検出
動作及びその低周波過励磁防止動作の順序で行う。なお
この出願の発明は、ブラシ付き発電機にも同様に適用す
ることができるものである。

（この出願の発明の実施例の構成）（第３図） 第３図において、１は交流発電機、２はその界磁巻線、
３は励磁線の電機子、４はその界磁巻線である。５は発
電機１の回転部に搭載した回転整流器で励磁器電機子３
の出力を整流して界磁巻線２を励磁するためのものであ
り、例えばダイオードをブリツジ接続して構成される。
６はサイリスタとダイオードとよりなる励磁機用の制御
整流回路であり、この例では単相半波式整流回路及び単
相混合ブリツジ式整流回路のいずれによる場合も後述の
制御回路は共通の構成で実用化できるよう構成されてい
る。なおここで単相半波式整流回路は、主として低圧発
電機用で原則として励磁機用変圧器を設けないものであ
り、単相混合ブリツジ式整流回路は、主として高圧発電
機用で励磁用変圧器を有するものである。

７は発電機１の端子電圧に関連する電圧成分を取り出す
ための変圧器、８は変圧器７の出力を直流電圧に変換
し、発電機１の端子電圧に関連する信号、一般的には発
電機１の出力電圧の関数である信号を取り出すための電
圧検出回路であり、外部に接続される可変抵抗により検
出信号量を調整可能である。９は例えばダイオードブリ
ツジよりなる制御回路用の単相全波整流回路であり、そ
の整流出力が入力抵抗Ｒ２を介して定電圧ツエナーダイ
オードＺ1,Ｚ２に印加され、このツエナーダイオードＺ
１，Ｚ２に印加され、このツエナーダイオードＺ１，Ｚ
２の接続点を制御電源回路の基準、即ち、ＯＶラインと
し、ツエナーダイオードＺ１から逆流防止用ダイオード
Ｄ１を介して第１の極性、例えばプラスの制御電源電圧
を得、ツエナーダイオードＺ_２から第２の極性、例えば
マイナスの制御電源電圧を得る。そして、この第１，第
２の極性の制御電源電圧はそれぞれ平滑用コンデンサＣ
６，Ｃ７により平滑化される。さらに整流回路９に並列
にそう入された抵抗Ｒ１は、整流回路９の単相全波整流
出力波形のゼロレベルがツエナーダイオードＺ２で定ま
るマイナス側の最低レベル（第４図(a)の(-)ライン）か
ら浮きあがらないようにするためのものであり、これに
より整流出力波形が確実に後述の第４図(a)の(-)ライン
まで落ちるようにして整流回路９の交流入力電圧低下時
にも後述の同期期間の狭い同期パルスを確実に得るため
のものである。

１０は弛張発振回路、１１は増幅回路、１２は周波数／
電圧検出回路（以下Ｆ／Ｖ検出回路という）、１３は基
準電圧設定部（この例ではマイナス基準電圧設定部）、
１４は同期検出回路であつて、これらが励磁制御系の要
部を構成するものである。以下各回路の構成について詳
細に説明する。

弛張発振回路１０は、励磁機用の制御整流回路６のサイ
リスタを制御するためのものであり、この回路は、ユニ
ジヤンクシヨントランジスタUJT、パルス変圧器ＰＴ、
時定数回路のコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ３，Ｒ４、トラ
ンジスタＴ１，Ｔ２、入力抵抗Ｒ5a，Ｒ5b、並びにダイ
オードＤ２〜Ｄ４がそれぞれ図示のように接続されて構
成される。トランジスタＴ１には、後述の増幅器OP1で
増幅された信号が入力抵抗Ｒ5aを介して加えられ、これ
により時定数回路のコンデンサＣ１の充電が加速され、
またトランジスタＴ２には、後述の高利得増幅器OP3の
出力パルスがダイオードＤ４、入力抵抗Ｒ5bを介して加
えられ、これにより時定数回路のコンデンサＣ１の充電
電荷が放電され、これら一連の動作をもつてユニジヤン
クシヨントランジスタUJTがオン，オフ制御され、かつ
弛張発振回路１０が同期制御される。

増幅回路１１は、この例ではプラスの検出信号、すなわ
ち入力抵抗Ｒ８を通して入力される電圧検出回路８の検
出信号及び入力抵抗Ｒ９を通して入力される後述の高利
得増幅器OP2の出力信号を積分した信号と、この例では
マイナスの電圧設定信号、すなわち入力抵抗Ｒ10を通し
て入力されるマイナス基準電圧設定部１３からの信号と
の偏差量を増幅するためのものである。高利得増幅器OP
1の反転入力には、前記の検出信号と、電圧設定信号
と、積分した信号との偏差量が入力され、その非反転入
力は抵抗Ｒ21を経て０Ｖラインに接続されている。抵抗
Ｒ６は高利得増幅器OP1の帰還抵抗であり、直列接続さ
れたコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ７は補償回路を構成す
る。

F/V検出回路１２は、前記の原動機アイドリング運転時
等の発電機出力周波数が低周波領域にある場合にのみ、
発電機界磁の過励磁を防止するために設定周波数以下
で、この励磁調整装置の出力電圧を垂下させるためのも
のであり、コンパレータとして動作する高利得増幅器OP
2の反転入力は抵抗Ｒ22を経て０Ｖラインに接続され、
その非反転入力には、直列接続された抵抗Ｒ15及びコン
デンサＣ４よりなるのこぎり波発生回路のコンデンサＣ
４にかかるプラス電圧と設定周波数調整用抵抗VR1の設
定により定まるマイナス電圧とがそれぞれ入力抵抗Ｒ13
及びＲ14を介して入力され、比較される。コンデンサＣ
４に並列に接続されるトランジスタＴ３には、後述の高
利得増幅器OP4の出力パルスを微分したパルスがダイオ
ードＤ６を介して入力され、これによりコンデンサＣ４
の充電電荷が放電し、第５図(a)に示す一方向に上昇す
るのこぎり波の電圧波形がリセツトされる。高利得増幅
器OP2の出力は、出力抵抗Ｒ12及びダイオードＤ５を経
て積分用コンデンサＣ３及び積分用抵抗Ｒ11により積分
され、高利得増幅器OP1に入力される。

基準電圧設定部１３は、０Ｖラインと(-)ラインとの間
に直列に接続され、非直線素子の一例であるダイオード
Ｄ７、定電圧素子の一例である定電圧ツエナーダイオー
ドＺ３及び電流制限抵抗Ｒ16により構成される。なおダ
イオードＤ７は、この例では基準電圧設定部１３の温度
補償機能をも兼ね備えるものであり、また図ではダイオ
ードＤ７は１個のみ示されているが、これは複数のダイ
オードで構成してもよく、ダイオードＤ７はツエナーダ
イオードＺ３に直接直列に接続されているが、これは実
効的に直列に接続されていればよい。

同期検出回路１４は、弛張発振回路１０及びF/V検出回
路１２に後述の同期パルスを供給するためのものであ
る。ともにコンパレータとして動作する高利得増幅器OP
3及びOP4の反転入力には、この例ではダイオードＤ１の
アノード側電圧及び基準電圧設定部１３のダイオードＤ
７のえん層電圧降下相当の電圧が、それぞれ入力抵抗Ｒ
18，R19を介して入力され、またその非反転入力は抵抗
Ｒ23を経て０Ｖラインに接続されている。高利得増幅器
OP3の出力は、前述のように弛張発振回路１０のトラン
ジスタＴ２に入力され、一方高利得増幅器OP4の出力は
微分回路を構成する抵抗Ｒ17、コンデンサＣ５及び抵抗
Ｒ17′を経て前述のようにF/V検出回路１２のトランジ
スタＴ３に入力される。

前述の高利得増幅器OP1〜OP4は、それぞれ１個の多入力
高利得演算増幅器を有効に活用するよう構成されている
ため他の能動素子及び受動素子の使用点数を極力節減
し、回路構成が簡単で、コンパクトにまとめられ、コス
ト低減をはかることができるものであるが、この出願の
発明を実施するには、これらの増幅器は多入力形でなく
ともよく、それぞれ複数の増幅器を組み合わせて構成し
てもよい。

（この出願の発明の実施例の概括的動作）（第３図） 次に、第３図に示すこの出願の発明にかかる交流発電機
の励磁調整装置の動作について説明する。定常時の主回
路の動作は、公知のように、発電機出力より、又は励磁
用変圧器を介して取り出された電圧成分を第１の整流回
路６で整流し、その整流出力を励磁機の界磁巻線４に加
えて励磁するとともに励磁機の電機子３の出力を回転整
流器５で整流し、その整流出力を主機１の界磁巻線２に
供給して所定の励磁を行うものである。

励磁機の界磁巻線４に加える励磁パワーの調整は、第３
図の装置では次のように行われる。すなわち、励磁制御
系の増幅回路１１に入力される信号は、電圧検出回路８
の電圧検出信号とF/V検出回路１２の出力信号とを同極
性に加え合わせた信号と、この信号と逆極性で入力され
る基準電圧設定部１３からの基準信号とであるから、上
記の加算出力信号と基準信号との偏差量を所定の負帰還
をかけた高利得増幅器OP1で増幅した信号を入力抵抗Ｒ5
aを経てトランジスタＴ１に加えることにより、時定数
回路のコンデンサＣ１を充電し、同期検出回路１４の高
利得増幅器ＯＰ３の出力により制御されるトランジスタ
Ｔ２のオンにより放電し、この充放電されるコンデンサ
の充電電圧によって弛張発振回路１０のユニジヤンクシ
ヨントランジスタＵＪＴのオン位相を制御することによ
り、パルス変圧器ＰＴを介して制御整流回路６のサイリ
スタを位相制御し、制御整流回路６の直流出力、すなわ
ち励磁機界磁巻線４に供給する励磁パワーを調整し、発
電機出力電圧を設定された基準どおりに自動的に制御す
る。定常時には、上記の一連の動作が行われる。

（この出願の発明の実施例の同期検出動作） （第３図，第４図） 次に、第３図の実施例の同期検出動作について説明する
が、これはこの出願の第１の発明の主要な特徴を実現す
るものである。コンパレータとして動作する高利得増幅
器OP3，OP4の反転入力には、整流回路９をプラス出力側
にそう入されダイオードＤ１のアノード側電圧Ｖ_Ｒ１８
（第４図(a)参照）及び基準電圧設定部１３のダイオ
ードＤ７のカソード側電圧Ｖ_R19が入力されている。
第４図は回路各部の電圧波形を示すものであつて、同図
(a)のＶ_R1は、発電機出力電圧を変圧器７で変成した電
圧を整流回路９で単相全波整流した波形を示し、このと
きダイオードＤ１のアノード側電圧Ｖ_R18は同図中実線
で示す波形となり、ダイオードＤ７のカソード側電圧Ｖ
_R19の極性を反転した電圧−Ｖ_R19が０Ｖラインの少し上
に実線で示す波形となる。ここで、−Ｖ_R19が＋Ｖ_R18よ
り電圧の絶対値が大きい範囲でのみ、コンパレータとし
て動作する高利得増幅器OP3，OP4の出力に同図(b)の実
線Ｐ_１で示す同期期間の狭い同期パルスが得られる。こ
の場合、整流回路９に並列にそう入された抵抗Ｒ１の作
用により整流波形Ｖ_R1が確実に同図(a)の(-)ラインまで
落ちるために、−Ｖ_R19と＋Ｖ_R18との電圧差が小さくて
も確実に前記の同記パルスが得られ、誤動作を生ずるこ
とがない。

高利得増幅器OP3の出力パルスは、ダイオードＤ４、入
力抵抗Ｒ5bを介して弛張発振回路１０のトランジスタＴ
２に入力され、その時定数回路のコンデンサＣ１（高利
得増幅器OP1の出力で導通するトランジスタＴ１により
充電される）の充電電荷を放電させる信号となり、弛張
発振回路１０の同期に供される。また高利得増幅器OP4
の出力パルスは、抵抗Ｒ17、コンデンサＣ５及び抵抗Ｒ
17′よりなる微分回路で微分され、F/V検出回路１２の
のこぎり波発生回路のコンデンサＣ４の充電電荷を放電
させる信号となる。

第３の装置によれば、上記のように、基準電圧設定部１
３の温度補償用ダイオードＤ７のえん層電圧降下相当の
信号レベルをコンパレータとして動作する高利得増幅器
OP3，OP4（とくにOP3）に基準電圧として入力すること
により、制御上支障にならない範囲で相対的に狭い同期
パルス幅を得ることができるものである。これに対し、
第２図に示す従来の簡易形交流電源同期式弛張発振回路
においては、第４図(a)のＶ_R18のラインから落ちこみ
期間中同期がかかつた状態になり、同図(b)の点線Ｐ_２
で示すように同期パルス幅が相当に広がるため発電機出
力電圧を最小値ゼロ電圧まで制御し切れない等の弊害が
生じやすいことになる。

（この出願の発明の低周波過励磁防止動作） （第３図〜第６図） 次に、第３図の実施例の低周波過励磁防止動作について
説明するが、これはこの出願の第２の発明の主要な特徴
を実現するものである。第３図のF/V検出回路１２の高
利得増幅器OP2もコンパレータとして動作し、その非反
転入力には、第５図に示すように、基準設定電圧Ｖ_R14
（可変抵抗VR1により設定値を変更することができ、
後述の出力電圧垂下設定周波数を変更することができ
る）とのこぎり波発生回路のコンデンサＣ４の充電電圧
（のこぎり波状電圧）Ｖ_Ｃ４が入力され、充電電圧Ｖ
_C4の大きさが設定電圧Ｖ_R14の絶対値よりも大きくなる
と、その期間中高利得増幅器OP2から第５図(c)に示すパ
ルス電圧Ｐ_４が出力される。コンデンサＣ４は、通常は
抵抗Ｒ15を通して充電され、したがつて電圧Ｖ_C4は一方
向に上昇するが、高利得増幅器OP4の出力側の微分回路
（R17，C5，R17′）による微分パルス（第５図(b)のＰ
_３）でトランジスタＴ３がオンになると放電される。す
なわち発電機出力周波数に同期してコンデンサＣ４は充
・放電をくり返すが、発電機出力周波数が定格周波数の
範囲内では微分パルスＰ_３でコンデンサＣ４の充電電圧
が０Ｖにリセツトされる。ここで同期パルスを微分パル
スに変換するのは、周波数が低下して電源周期が長くな
るとコンデンサＣ４の充電電圧レベルも相対的に上昇し
て行くが、これに対して前記の同期パルスの幅が広くな
るため、コンデンサＣ４の充電電圧の放電期間が長くな
つて周波数の低下に比例して電圧Ｖ_C4のピーク値が高く
ならず、所望の発電機垂下特性が得られないからであ
る。

さて高利得増幅器OP2から出力される第５図(c)に示すパ
ルス電圧Ｐ_４は、ダイオードＤ５によりマイナス側がカ
ツトされ、プラスのパルス電圧のみが積分用コンデンサ
Ｃ３と抵抗Ｒ11とにより積分される。そして高利得増幅
器OP1には、第５図(c)に示す積分した電圧Ｖ_C3と電圧検
出回路８で検出した信号電圧とが加算されて入力される
ため、例えば発電機出力周波数が低下して行くと、積分
したコンデンサ電圧Ｖ_C3のレベルが第５図(c)に示すよ
うに次第に高くなつてこれにより高利得OP1の出力でト
ランジスタＴ１がオフとなつて時定数回路（Ｒ３，Ｃ
１）の充電時定数が大きくなり、弛張発振回路１０は電
相下げ方向に動作し、低周波運転時の発電機界磁の過励
磁を防止することになる。

第５図は、前述のF/V検出回路１２の動作を説明するも
のであり、発電機１の周波数が定格値からなんらかの原
因で漸次低下し、F/V検出回路１２が未検出領域から検
出領域（発電機電圧垂下特性領域）へ移行する状況を示
している。同図(a)は、時定数回路のコンデンサＣ４の
充電電圧＋Ｖ_C4と動作周波数設定電圧Ｖ_R14の極性を反
転した−Ｖ_R14との関係を示し、同図(b)は充電電圧Ｖ_C4
を発電機１の周波数に同期してリセツトさせるための同
期微分パルス信号Ｐ_３を示し、また同図(c)は高利得増
幅器OP2の出力Ｐ_４とF/V検出回路１２の出力電圧Ｖ_C3と
の関係を示すものであり、図中の０Ｖは制御回路の０Ｖ
ラインを示している。第６図は、第３図の装置において
低周波過励磁防止機能が作動する場合の発電機出力電圧
の周波数特性の一例を示す、図中Ｆ_Oは発電機周波数の
定格値、Ｆ_Sは出力電圧垂下設定周波数、Ｖ_Oは発電機出
力電圧の定格値である。

（効果） 以上詳細に説明したように、第１の発明によれば、第２
の極性の制御電線に基準電圧を出力する基準電圧設定部
１３を設け、同期検出回路１４により単相全波整流回路
の出力側に接続した第１の定電圧素子Ｚ１の電圧と基準
電圧設定部からの基準信号とを比較して得られるパルス
幅の狭い同期信号により発電機の励磁機回路を制御する
弛張発振回路を同期化させるようにしたので、サイリス
タ位相制御励磁調整装置等において、同期期間を実用上
支障のない範囲まで狭め、相対的に位相制御可能範囲を
広くし、とくに最小値側はゼロ電圧まで制御可能であ
る。

また第２の発明によれば、周波数／電圧検出回路におい
て時間とともに一方向に変化し、同期検出回路の出力信
号によつてリセツトされる電圧と、設定可能な基準電圧
とを比較し、発電機周波数の低下時にのみ発電機周波数
の低下量の関数である制御信号を発生し、この制御信号
と電圧検出回路で検出した発電機の出力電圧の周波数で
ある信号とを加算した信号により、発電機の励磁機回路
を制御する弛張発振回路を発電機周波数の低下時にその
界磁の過励磁を防止する方向に制御するようにしたの
で、特別に速度検出用発電機や継電器等を設けることな
く、自己の発電機電圧の周波数を検出して設定周波数以
下で発電機出力電圧を自動的に垂下させることが可能な
制御性、信頼性にすぐれた低周波過励磁防止手段を内蔵
することができる。

さらに第１の発明において同期検出回路、第２の発明に
おいて周波数／電圧検出回路の増幅器を多入力高利得増
幅器として構成すれば、部品点数を節減し、簡単な回路
構成によりコスト低減をはかることができる。

さらに第１及び第２の発明は、ブラシ付き又はブラシレ
スいずれの方式についても、高圧発電機及び低圧発電機
の両者に制御回路を共通として適用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は従来の交流発電機の励磁調整装置の
回路図、第３図はこの出願の交流発電機の励磁調整装置
の回路図、第４図(a)及び(b)は第３図の装置における同
期検出動作を説明する波形図、第５図(a)，(b)及び(c)
は第３図の装置における低周波過励磁防止動作を説明す
る波形図、第６図は第３図の装置の低周波過励磁防止動
作における発電機出力電圧の周波数特性の説明図であ
る。 符号の説明 １…交流発電機、２…その界磁巻線、３…励磁器の電機
子、４…その界磁巻線、６，９…整流回路、８…電圧検
出回路、１０…弛張発振回路、１１…増幅回路、１２…
F/V検出回路、１３…基準電圧設定部、１４…同期検出
回路、Ｄ１…逆流防止素子の一例であるダイオード、Ｄ
７…非直線抵抗素子の一例であるダイオード、Ｚ３…定
電圧素子の一例であるツエナーダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】発電機の出力電圧を整流する全波整流回路
   （９）と、この整流回路と並列に接続された第１及び第
   ２の定電圧素子（Ｚ１，Ｚ２）の直列回路と、第１及び
   第２の定電圧素子電圧を平滑し第１及び第２の極性の制
   御電源を得る平滑回路（Ｃ６，Ｃ７）と、第１の制御電
   源から第１の定電圧素子（Ｚ１）側への逆流を防止す逆
   流防止素子（Ｄ１）からなる制御電源回路と、 前記第２の極性の制御電源に接続された非直線抵抗素子
   （Ｄ７）と第３の定電圧素子（Ｚ３）及び抵抗（Ｒ１
   ６）の直列回路からなる基準電圧設定部（１３）と、 前記第１の定電圧素子（Ｚ１）の端子電圧と前記非直線
   抵抗（Ｄ７）の端子電圧とを比較し同期信号を出力する
   第１及び第２の同期検出手段（ＯＰ３及びＯＰ４）と、 前記第２の同期検出手段（ＯＰ４）で検出された同期検
   出信号によりリセットされる鋸歯状波電圧発生手段（Ｒ
   １５，Ｃ４，Ｔ３）と、この鋸歯状波電圧と前記基準電
   圧設定部（１３）で設定された基準電圧を比較し積分す
   る手段（ＯＰ２，Ｃ３，Ｒ１１）とからなる、発電機周
   波数の低下時にのみ発電機周波数の低下量の関数である
   制御信号を発生する周波数／電圧検出回路（１２）と、 発電機の出力電圧を検出する電圧検出回路（８）と、 前記周波数／電圧検出回路（１２）からの制御信号と前
   記電圧検出回路（８）が検出した信号とを加算し増幅す
   る増幅回路（１１）と、 前記第１の同期検出手段（ＯＰ３）で検出された同期信
   号により同期制御されると共に前記増幅回路（１１）の
   信号によりオン位相が制御され、励磁機回路（２〜６）
   の制御整流回路（６）を位相制御する信号を出力する弛
   張発振回路と、 を備えてなる交流発電機の励磁調整装置。