JPH0678010A

JPH0678010A - タイミング復元方法及びシステム

Info

Publication number: JPH0678010A
Application number: JP4331833A
Authority: JP
Inventors: Sammy Shyue; シュエサミー; Ching-Hsiang Lin; リンチン−シャン; Ji-Shang Yu; ユーチー−シャン; Yen-Chun Lin; リンイエン−チュン
Original assignee: Industrial Technology Research Institute
Current assignee: Industrial Technology Research Institute
Priority date: 1991-12-12
Filing date: 1992-12-11
Publication date: 1994-03-18

Abstract

(57)【要約】【目的】局部クロック同期技術を含む連続時間パルス
振幅変調パスバンド信号を受信するための装置及び方法
を提供することを目的とする。【構成】パルス振幅変調信号は受信されたサンプルを
発生するために局部クロックによって周期的にサンプル
される。受信されたサンプルの畳み込み及びインパルス
応答関数が補正されたサンプルを導出するために位相差
変数の特定な値で評価される。狭い送信帯域のフィルタ
を使用し、周期的な信号が補正されたサンプルから導出
される。この周期的信号はパルス振幅変調信号の記号期
間と等しい期間を有する。周期的な信号の各期間におけ
る一連のサンプルは補正されたサンプルが最適なサンプ
ルより遅れているか又は先んじているかを判定するため
に比較される。補正されたサンプルが最適なサンプルよ
り遅れているか又は先んじている場合、畳み込みを評価
するのに使用された位相差変数が一定の離散的ステップ
サイズによって変化される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はパルス振幅変調（ＰＡ
Ｍ）を利用した通信システムのためのタイミング復元方
法及びシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】典型的な通信システムの受信器において
は、受信された連続時間信号を離散時間フォーマットに
変換するためにアナログ−ディジタル変換器が利用され
る。この種のシステムにおいて遭遇する一つの問題点は
局部受信器クロック及び遠隔送信クロックが非同期であ
ることである。送信クロックより受信クロックがより遅
い場合、充分長い期間が経過した後、受信された連続時
間信号の一つのサンプルが失われる。他方、局部受信器
クロックが遠隔送信クロックよりより速い場合、充分に
長い時間の経過後、受信された連続時間信号の余分なサ
ンプルが得られる。局部受信器クロックを遠隔送信クロ
ックに同期させる問題は多くの遠隔通信システムにおい
て重要な問題である。本発明はパルス振幅変調を利用し
た通信システムにおけるこの問題を解決する。

【０００３】本発明の理解を容易ならしめるためにＰＡ
Ｍを多少詳細に説明する。まずベースバンドＰＡＭを説
明し次にパスバンドＰＡＭを説明する。ベースバンドＰ
ＡＭは一般的にツイストワイヤペアのような金属媒体に
使用され、ここで信号スペクトルがゼロ周波数（直流）
まで下方に延在することが許容される。

【０００４】ＰＡＭシステムは正弦波搬送信号を導入す
ることによってパスバンド送信に広げられる。パスバン
ドＰＡＭは一般的に無線のように高度に抑制された帯域
幅を有する送信媒体とともに使用される。これは同一の
周波数であるが、９０度の位相差を有する二つの正弦波
搬送信号を使用し、複素数値とされたベースバンド信号
の実部及び虚部によって変調される。パスバンドの特殊
な場合は一般に使用されている移相キーイング（ＰＳ
Ｋ）、振幅及び位相変調（ＡＭ−ＰＭ）及び直角振幅変
調（ＱＡＭ）である。例えば、エドワードＡ．リー及
びデイビッドＧ．メッサーシュミット、「ディジタル
通信」、１９８８年、クルワーアカデミック出版社、ボ
ストン（以後、「リー他」）１４６頁を参照されたい。

【０００５】ベースバンド通信システムは図１に示され
る（リー他、１４８頁参照）。図１のベースバンドシス
テム１０は送信器１２及び受信器１４を含む。送信器１
２において、流入するビットＢ_kの流れは符号器１６に
よって記号Ａ_Kの流れに符号化される。ビットは”０”
又は”１”の値を単にとりうる一方、記号は記号の所定
のアルファベットからの値を推定する。このアルファベ
ットは送信に利用される記号の組である。ベースバンド
信号は単なる実数のリストである実の値のアルファベッ
トを有し、例えばＡ_kはアルファベット｛−３，−１，
＋１，＋３｝から値とする。ベースバンド送信器１２中
の符号器１６は、例えば、組｛００，０１，１０，１
１｝からのビットのペアをアルファベット｛−３，−
１，１，３｝からの４つのレベルのうちの一つへマップ
する。

【０００６】符号器１６は多数のビットを単一のデータ
記号にマップするため、「記号レート」と「ビットレー
ト」との間の区別がある。「記号レート」は又「ボーレ
ート」と称される。例えば符号器が二つのビットを各記
号にマップした場合、記号レートはビットレートの２分
の１である。符号器１６により発生された後、記号Ａ_k
は送信フィルタ１８に印加される。送信フィルタ１８は
連続時間チャネル２０上を伝送するために連続時間信号
ｓ（ｔ）を生成する。

【０００７】送信フィルタ１８のインパルス応答ｇ
（ｔ）はパルス波形と称される。送信フィルタ１８の出
力ｓ（ｔ）はパルス波形及び記号シーケンス

【０００８】

【数１】

【０００９】の畳み込みであり、ここで、ｆ_b＝１／Ｔ
_bはボーレートである。この信号は記号によって判定さ
れた各パルスの振幅とともに一連の可能な重複されたパ
ルスとして解されうる。このような信号はパルス波形に
拘らずパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号と称される。ベー
スバンドＰＡＭ及びそれのパスバンドへの普遍化は最も
一般的な信号方法の内にある。ＱＡＭ，ＰＳＫ，ＢＰＳ
Ｋ，ＰＲＫ，ＱＰＳＫ，ＤＰＳＫ及びＡＭ−ＰＭを含む
様々な技術はＰＡＭの特殊ケースである。リー他、１４
９乃至１５０参照。受信器１４において、チャネル２０
を介して受信された信号Ｒ（Ｔ）は出力信号Ｑ（ｔ）の
生成のために受信器フィルタ２１によってインパルス応
答ｆ（ｔ）を用いて処理される。受信された信号Ｒ
（ｔ）は又サンプラ２４による使用のためのクロックを
復元するタイミング復元回路２２によって処理される。
信号Ｑ（ｔ）はサンプラ回路２４によってサンプルされ
る。サンプラ２４から出力されたサンプルＱ_kは再構成
された記号

【００１０】

【数２】

【００１１】を形成するために決定装置２６によって処
理される。次に記号は再構成されたビット流れ

【００１２】

【数３】

【００１３】を形成するために復号器２８によって復号
化される。ベースバンド信号を送信し得る実用的な通信
チャネルはほとんど無い。大抵の物理的な送信媒体はベ
ースバンド信号に含まれる直流又は直流に近い周波数を
送信することができない。パスバンド方策をここで考察
する。パスバンド方策は離散的時間信号表示を使用する
ものとして考察される。

【００１４】パスバンド方策はｓ（ｎＴ）がｓ（ｔ）に
対する離散的時間アナログであり１／Ｔがサンプリング
レートである信号ｓ（ｎＴ）を構成することである。こ
の場合信号ｓ（ｎＴ）は複素数でありその実部及び虚部
の両方に情報を含む。信号ｓ（ｎＴ）は複素数値とされ
た搬送波を用いて変調された信号ｚ（ｎＴ）を得るため
に変調される。これをなし遂げる送信器３０が図２に概
略的に示される（リー他、１７０頁参照）。送信器３０
中、ビットｂ_kはｆ_s＝１／Ｔがサンプリング周波数で
ある複素数記号ａ_k＝ａ（ｋＴ）を生成するために符号
器３２によって処理される。パスバンドＰＡＭ信号は複
素数の数のリスト、例えば｛−１，−ｊ，＋１，＋
ｊ｝、であるアルファベットを有する。Ｍ＝４記号を有
するアルファベットに対し、各記号はｌｏｇ₂Ｍ＝２ビ
ットを表示し得る。複素数値とされたアルファベットは
複素平面内の点の組としてアルファベットをプロットす
ることによって最も良く表現される。このようなプロッ
トは信号星座図と称される。二つの一般的な星座図が図
３の（Ａ）及び（Ｂ）に図解される。ここで図２に戻
り、複素数記号ａ（ｋＴ）は送信フィルタ３４で処理さ
れる。離散的時間表示において、図２の送信フィルタ３
４は伝達関数ｈ（ｎＴ）を有する。送信フィルタ３４の
出力は複素数ベースバンド信号

【００１５】

【数４】

【００１６】である。複素数ベースバンド信号ｓ（ｎ
Ｔ）は次に変調器３８で複素数値搬送波によって乗ぜら
れる：

【００１７】

【数５】

【００１８】ここでω_cは搬送波周波数である。変調器
３８はよって複素数変調信号

【００１９】

【数６】

【００２０】を出力する。信号ｚ（ｎＴ）は複素数値で
あり、よって実数値とされたチャネル上では送信され得
ない。しかるに、全ての信号情報は信号の実部に含ま
れ、それは実の値とされたチャネル上を送信され得る。
よって回路３９が

【００２１】

【数７】

【００２２】を得るのに使用される。この

【００２３】

【数８】

【００２４】係数はｘ（ｎＴ）のパワーはｓ（ｎＴ）に
おけるパワーと同じであることを保証する。図２の離散
的時間送信器３０におけるタイミングは送信器クロック
（図示せず）によって制御される。信号ｘ（ｎＴ）は送
信チャネル４１を介して遠隔受信器に送信する連続時間
信号ｘ（ｔ）に変換するためにディジタル−アナログ変
換器４０によって処理される。関数ｚ（ｎＴ）が解析的
であることに注意すべきであり、即ち、そのフーリエ変
換は負の周波数成分を含まない。

【００２５】信号ｘ（ｎＴ）は

【００２６】

【数９】

【００２７】として表示される。これは信号ｘ（ｎＴ）
が搬送波信号ｃｏｓ（ω_cｎＴ）及び−ｓｉｎ（ω_cｎ
Ｔ）によって夫々変調された二つの実数値ベースバンド
ＰＡＭ信号

【００２８】

【数１０】

【００２９】に等しいことを示す。これらの二つの搬送
波は位相が互いに９０度ずれているためそれらは直角と
言われ、ここでｃｏｓ（ω_cｎＴ）は同相成分と言われ
−ｓｉｎ（ω_cｎＴ）は直角成分と言われる。図４は図
２に示される送信器に対する他の実施例を示す（リー
他、１７２頁参照）。図４の送信器５０において、ビッ
ト流れｂ_kは実記号流れＲｅ｛ａ_k｝及びＩｍ｛ａ_k｝
を形成するために符号器５１によって処理される。各記
号流れは第１及び第２のベースバンド信号ｓ_r（ｎＴ）
及びｓ_i（ｎＴ）を形成するために伝達関数

【００３０】

【数１１】

【００３１】を有する送信フィルタ５２によって処理さ
れる。第１のベースバンド信号は次に変調器５３におい
て搬送波ｃｏｓ（ω_cｎＴ）によって乗ぜられ、第２の
ベースバンド信号は次に変調器５４において搬送波ｓｉ
ｎω_cｎＴによって乗ぜられる。次にこの信号はパスバ
ンド信号ｘ（ｎＴ）を形成するために減算要素５５を用
いて組み合わせられる。この信号はディジタル−アナロ
グ変換器５６によってアナログ信号ｘ（ｔ）に変換され
る。

【００３２】図示の例において、サンプルレートはｆ_s
＝１／Ｔ＝７２００Ｈｚである。記号レートｆ_b＝１／
Ｔ_bは例として毎秒２４００記号である。ビットレート
は９６００ビット／秒又は４８００ビット／秒である。
搬送波周波数ｆ_c＝ω_c／２πは例として１８００Ｈｚ
である。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はそれが
送信チャネルを介して遠隔局に送信された後に信号ｘ
（ｔ）を受信する受信器を提供することである。特に、
ディジタル信号処理を利用して動作するこのような受信
機を提供することが一つの目的である。このような場
合、チャネルを介して受信器に送信される連続時間信号
をサンプルすることが必要である。受信機において受信
信号をサンプルする局部クロックが送信クロックと同期
されないため、受信器は局部クロック同期のための幾つ
かの技術を含まなければならない。このような局部クロ
ック同期技術を提供することが本発明のもう一つの目的
である。

【００３４】

【課題を解決するための手段】本発明の実施例によれ
ば、連続時間パルス振幅変調（ＰＡＭ）通過帯域信号を
受信する受信器は、受信されたサンプルを発生するため
に局部クロックを使用して連続時間ＰＡＭ通過帯域信号
をサンプリングするアナログ−ディジタル変換器よりな
る。受信されたサンプルは次に局部受信器クロックと遠
隔送信クロックとの間の非同期に対して補正される。換
言すれば、送信器で利用されるタイミングは受信器で局
部的に復元される。受信器で送信器タイミングを復元す
るためには、タイミング調整フィルタが局部クロックを
使用して得られた受信されたサンプル及びインパルス応
答関数の畳み込みを位相差変数の特定な値で評価する。
タイミング調整フィルタは補正されたサンプルを出力す
る。補正されたサンプルは補正されたサンプルが位相差
変数の最適値で得られたときには最適なサンプルであ
る。位相差変数の最適値において、局部及び遠隔のクロ
ックの間に同期が存する。

【００３５】畳み込みを評価するのに使用される位相差
変数の値は次のごとくのフィードバック技術を使用して
得られる。周期的な信号がタイミング調整フィルタによ
って発生された補正されたサンプルから導出される。こ
の信号は例として記号レートでの正弦波信号である。位
相差変数の初期値から始まって、タイミング差検出器
は、周期的な信号の各期間の間に、周期的な信号の一連
のサンプルを比較し、補正されたサンプルが先んじた又
は後に遅れた最適なサンプルであるか判定する。位相差
変数は一定の離散的なステップサイズによって周期的な
信号の各期間において位相差変数の最適値が達するまで
増加又は減少され補正されたサンプルが最適なサンプル
である。このように、局部及び遠隔のクロックの同期が
達成される。

【００３６】

【実施例】本発明による受信器６０を図５に示す。送信
器（図３及び図５参照）によって発生され特定の伝達特
性を有するチャネル５９によって送信された連続時間信
号ｘ（ｔ）が連続時間信号ｙ（ｔ）として図５の受信器
６０で受信される。信号ｙ（ｔ）はサンプルｙ_n＝ｙ
（ｎＴ）を発生するためにアナログ−ディジタル変換器
６１によってサンプリングレートｆ_s＝１／Ｔで局部ク
ロック５８によって決定された時間にサンプルされる。
サンプルｙ（ｎＴ）は次に補正されたサンプルｙ’_nを
発生するタイミング調整器６２によって処理される。

【００３７】公知のサンプリング原理によれば、送信さ
れた連続時間ＰＡＭパスバンド信号ｙ（ｔ）は次の式：

【００３８】

【数１２】

【００３９】から再構成され得る。ここでｙ（ｔ）はＢ
Ｈｚ及びｆ_s≧２Ｂに帯域制限される。例としては、Ｂ
は３０００Ｈｚである。実際のシステムでは、連続時間
波形を再構成するために無限数のサンプルを使用するこ
とは不可能であり、むしろ、単にｙ（ｎＴ）の２Ｎ＋１
値を使用することが可能であり、ここでＮは有限な整数
である。（ｎ−Ｎ）Ｔ≦ｔ≦（ｎ＋Ｎ）Ｔの時間範囲に
おいては、波形ｙ（ｔ）は式

【００４０】

【数１３】

【００４１】によって近似され得る。ここでＩｎ’
（ｔ）は二乗余弦関数

【００４２】

【数１４】

【００４３】ここでｓｉｎｃ（ｔｆ_s）＝ｓｉｎ（πｔ
ｆ_s）／πｔｆ_sである。パラメータａはロールオフ係
数として知られており、例としては０．１に等しい。可
変数ｖは式（８）中のｎＴ＋τに等しい可変は内であ
る。式（８）は

【００４４】

【数１５】

【００４５】ｎ−ｐ＝ｉとすると

【００４６】

【数１６】

【００４７】と書き換えられ得る。可変数τは、それが
補正されたサンプルｙ’＝ｙ（ｎＴ＋τ）と局部クロッ
クによって得られた補正されていない受信されたサンプ
ルｙ（ｎＴ）との間の位相差を反映しているため、位相
差変数と称される。式（９）から式（８）の畳み込みが
補正されたサンプルｙ’_nを得るために位相差変数の特
定な値で評価され得ることが分かる。τ₀が最適な位相
差でありτ＝τ₀であるとき、その補正されたサンプル
ｙ’_nは最適なサンプルである。

【００４８】図５のタイミング調整器６２は等式（８）
の畳み込みを補正されたサンプルｙ’_nを得るために変
数ｖ＝ｎＴ＋τの特定な値で評価するフィルタである。
位相差変数τの値はタイミング差検出器７０によって決
定される。タイミング差検出器７０は値τを最適値τ₀
に達する迄調整する。タイミング差検出器７０の動作を
以下に説明する。

【００４９】図５に示すごとく、タイミング調整器６２
から出力された補正されたサンプルｙ’_nはパスバンド
ＰＡＭ受信器６４によって処理される。パスバンドＰＡ
Ｍ受信器６４の動作は図６に更に詳細に示される。サン
プルｙ’_nはインパルス応答関数

【００５０】

【数１７】

【００５１】をもちいて、又は周波数領域

【００５２】

【数１８】

【００５３】においてフィルタ８０によって処理され
る。インパルス応答は複素数であるため、インパルス応
答Ｒｅ｛ｈ（ｍＴ）｝及びＩｍ｛ｈ（ｍＴ）｝を有する
二つの実フィルタがこの実施には必要である。受信フィ
ルタ８０が負の周波数を通過させないことが好ましい。
これは出力信号

【００５４】

【数１９】

【００５５】が負の周波数成分を含まないということを
意味する。例として、フィルタｆ（ｍＴ）が通過帯域に
おいて１の利得を有する簡易な低域通過フィルタであ
る。信号ｗ（ｍＴ）は復調器８２において出力信号ｒ（ｍＴ）＝ｒ_r（ｍＴ）＋ｊｒ_i（ｍＴ）を生成するために係数

【００５６】

【数２０】

【００５７】で乗ぜられる。雑音の無い歪みの無い送信
チャネルのためにはｍ＝ｎでｓ（ｎＴ）＝ｒ（ｍＴ）で
あることが明確である。上に示したごとく、図５のタイ
ミング調整器６２は式（８）の畳み込みを可変なｖ＝ｎ
Ｔ＋τの特定な値で評価するフィルタである。シンボル
同期技術は位相差変数の値τを選択するのに使用され
る。

【００５８】図７は（連続時間表示における）ユニポー
ラＲＺフォーマットを有する波形を示す。この信号のパ
ワースペクトル密度は記号レートでデルタ関数を有す
る。その結果、記号クロック信号がユニポーラＲＺ波形
を記号レートに同調する狭帯域通過フィルタを介して通
過させることによって得られる。しかるに、一般に、図
５のパスバンドＰＡＭ受信器６４の出力はユニポーラＲ
Ｚフォーマットを有さない。この場合パスバンドＰＡＭ
受信器６４の出力をユニポーラＲＺ波形に変換すること
が必要である。例えば、パスバンドＰＡＭ受信器６４の
出力がポーラＮＲＺフォーマットを有することがある。
ポーラＮＲＺフォーマットは図８に連続時間表示で示さ
れる。（連続時間表示は図８に明瞭化のため用いられ
る。しかるに、図５の受信器６４はディジタル信号処理
を利用しているため、受信器６４の出力は実際にはサン
プリングレートでの一連のサンプルである。）二乗回路
がパスバンドＰＡＭ受信器の出力をＲＺユニポーラフォ
ーマットに変換するのに使用されてもよい。よって、図
５の受信器において、二乗回路６６は

【００５９】

【数２１】

【００６０】を計算する。二乗回路６６の出力は（明瞭
化のため連続時間表示において）図９に示される。次
に、記号周波数に同調された狭帯域通過フィルタ６８が
二乗回路６６の出力信号を瀘波する。よって、狭帯域通
過フィルタ７０の出力は、例えば、記号クロックのもの
に等しいｆ_b＝１／Ｔ_b周波数をもちいた正弦波、即
ち、ｃｏｓ（２πｆ_bｍＴ＋φ）である、最適サンプリ
ング時間で正のピークを有し各側で対称な記号クロック
信号である。このような信号（明瞭化のため連続時間表
示における）は図１０に示される（レオンＷ．コーチ
II，「ディジタルアナログ通信システム」、第３版、１
９９０，マクミラン出版社、ニューヨーク、１５７頁参
照）。

【００６１】図５のタイミング差検出器７０は狭帯域通
過フィルタ６８から出力されたクロック信号を受信しタ
イミング調整器６２で等式（８）の畳み込みを評価する
ために使用されるτ用の値を決定する。更に特に、位相
差変数の値τは補正されたサンプルｙ’_nが最適なサン
プルにより近く近づくようにｙ’_nを得るために式８の
畳み込みを評価するためのタイミング差検出器７０によ
って選定される。補正されたサンプルが最適なサンプル
であるとき、τ→一定であることに注意しなければなら
ない。この状況が整うとき、それは局部及び遠隔クロッ
クが同期していることを意味する。

【００６２】補正されたサンプルｙ’_nは位相差変数τ
が最適な値τ₀を有するときに最適なサンプルと称され
る。最適なサンプルを得るために式（８）の畳み込みを
評価するのに使用される時間変数ｖ＝ｎＴ＋τ₀は（パ
スバンド信号に対する）最適なサンプリング時間と称さ
れτ₀は最適位相差であると言われる。図５のＰＡＭ受
信器６４の出力で最適サンプリング時間で得られた（例
えば、それは２４００Ｈｚで正のピークを有する記号ク
ロック信号となる）記号サンプルｒ（ｍＴ）は送信器に
おいてアルファベットからどの記号が送信されるかを識
別するために容易に処理される。

【００６３】サンプリングレート１／Ｔが例として記号
レートＲ＝１／Ｔ_bの三倍であるため、期間Ｔ_bの一つ
の期間で図５のフィルタ６８によって出力される周期的
な記号クロック信号の３個のサンプルが存する。補正さ
れたサンプルが最適なサンプルである場合、対応する記
号クロック信号は図１１の（Ａ）に示され、それは図１
０の信号の期間Ｔ_bの一つの期間の拡大部分である。補
正されたサンプルの内に最適なサンプルが無い場合、対
応する記号クロック信号は図１１の（Ｂ）又は図１１の
（Ｃ）に示される。

【００６４】よって、図１１の（Ａ）は補正されたサン
プルが最適なサンプルであるときの記号クロック信号を
示し、図１１の（Ｂ）は補正されたサンプルが最適なサ
ンプルから遅れているときの記号クロックを示し、図１
１の（Ｃ）は補正されたサンプルが最適なサンプルより
先んじてているときの記号クロックを示す。タイミング
差検出器７０の動作をここで考察する。

【００６５】局部受信器クロックは局部受信器クロック
が受信された入力信号に関して正しい周波数及び位相関
係を有する場合に送信器クロックに同期していると言わ
れ、それはチャネルを介した伝播遅れがあるために送信
器でクロックに比較したときに遅れている。換言すれ
ば、局部受信器クロックは送信器において入力記号流れ
と同期されている。

【００６６】局部及び遠隔クロックが同期している場
合、記号クロック信号は

【００６７】

【数２２】

【００６８】で図１１の（Ａ）のものとなる。この場
合、位相差τは略一定であり、θ値は略ゼロである。τ
に関する初期値はタイミング差検出器７０で図１１の
（Ｂ）におけるＳ１と余弦波のピークとを分離するθの
値から得られる。よって、図１１の（Ｂ）から分かるご
とく −θ／１２０＝τ／Ｔ（１１）Ｓ１＝Ａｃｏｓθ （１２）Ｓ２＝Ａｃｏｓ（θ＋１２０°）（１３）式１２及び１３からＡ（正弦波の振幅）を除去すること
により、θに対して次の式が得られる。

【００６９】

【数２３】

【００７０】ここでτの初期値が式（１１）から得られ
る。位相差τの初期値が計算された後、τ値は各記号レ
ートインターバルＴ_b＝３Ｔの期間中一旦調整される。
この調整は同期が達成されτ→一定となる迄行われる。
個々の期間Ｔ_bにおいてＳ３＞Ｓ２である場合、それは
補正されたサンプルが最適なサンプルより遅れているこ
とを意味しτがΔτが一定の離散的なステップサイズで
ある場合τ→τ−Δτであるように適合されるべきであ
る。Ｓ３＜Ｓ２の場合、これは補正されたサンプルが最
適なサンプルより先んじていることを意味し、τはτ→
τ＋Δτであるように適合されるべきである。

【００７１】τを調整するこの技術は局部受信器クロッ
クが遠隔クロックに比して非常に遅いか又は非常に速い
かを示すものではないことに注意する必要がある。しか
るに、一般的に、局部クロックが遠隔クロックより遅い
場合、Ｓ３＜Ｓ２よりもＳ３＞Ｓ２の方がよりありそう
なことである。局部クロックが遠隔クロックより速い場
合、Ｓ３＞Ｓ２よりもＳ３＜Ｓ２の方がよりありそうな
ことである。

【００７２】上述したごとくの非同期の問題は局部クロ
ックが非常に遅い場合に受信された信号の一つのサンプ
ルが失われることになり、又は局部クロックが非常に速
い場合に受信された信号の余分なサンプルが得られるこ
とになる。更に特に、τ＜−０．８７５の場合のように
τが所定の限界より小さい場合、それは局部受信器クロ
ックが遠隔送信器クロックより遅く、一つの補正された
サンプル（即ち、次のパスバントＰＡＭ受信器への入
力）が失われるということを意味する。これを補正する
ために、先ず式（８）を評価するために使用された位相
差変数がτ→τ＋１．０に変更される。次に、次の受信
されたサンプルがタイミング調整器に供給される前に、
新しい位相差変数τが追加的補正されたサンプルを発生
するために式（８）の畳み込みを評価するのに使用され
る。

【００７３】τ＞０．８７５のようにτが所定の限界よ
り大きい場合、それは局部受信器クロックが遠隔送信器
クロックより速く、一つの余分な補正されたサンプルデ
ータが得られるということを意味する。これを補正する
ために、次の受信されたサンプルがタイミング調整器に
よって処理され、式（８）の畳み込みによって発生され
た補正されたサンプルが捨てられる。次に、式（８）を
評価するのに使用された位相差変数がτ→τ−１．０に
変更される。

【００７４】タイミング差検出器７０によって生成され
たτの各値に関し、二乗余弦関数の２Ｎ＋１値が式
（８）の畳み込みを評価するためにタイミング調節フィ
ルタ６２によって必要とされる。二乗余弦関数を評価す
る一つのアプローチは二乗余弦関数のメモリテーブルに
記憶させることである。しかるに、このアプローチの欠
点は大きいメモリ容量が必要になることである。このア
プローチの代案は、二乗余弦関数の値の有限な組をメモ
リに記憶させ、次に他の値で二乗余弦関数を評価するた
めにテイラー級数を使用する。

【００７５】これまで述べたことにおいて、図５の本発
明受信器は複数の相互接続された回路要素よりなるとし
て見てきた。これは本発明受信器を実施するための一つ
のアプローチである一方、他のアプローチにおいて受信
器はソフトウェア制御の下で図５に示した機能を実施す
る単一のディジタル信号処理器又はマイクロプロセッサ
を使用することによって実施される。

【００７６】最後に、本発明の上述の実施例は例示を意
図するにすぎない。特許請求の範囲に記載の技術思想及
び範囲から逸脱することなく多数の他の実施例が当業者
には分かりうる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ベースバンドＰＡＭシステムの概略例示図であ
る。

【図２】ＰＡＭパスバンド送信器の例示図である。

【図３】（Ａ）及び（Ｂ）はパスバンドＰＡＭに利用さ
れる記号アルファベットの例示図である。

【図４】他のパスバンド送信器の例示図である。

【図５】本発明の実施例によるＰＡＭパスバンド受信器
を説明する図である。

【図６】本発明の実施例によるＰＡＭパスバンド受信器
を説明する図である。

【図７】図５に示された受信器において利用される信号
の図である。

【図８】図５で示された受信器において利用された信号
の図である。

【図９】図５で示された受信器において利用された信号
の図である。

【図１０】図５で示された受信器において利用された信
号の図である。

【図１１】（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は図５で示された受
信器において利用された信号の図である。

【符号の説明】

５８局部クロック５９チャネル６０受信器６１アナログ−ディジタル変換器６２タイミング調整器６４パスバンドＰＡＭ受信器６６二乗回路６８狭帯域通過フィルタ７０タイミング差検出器８０フィルタ８２復調器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者チー−シャンユー台湾タイペイユンホーフォンホーイーロードセクション２ 22番地 (72)発明者イエン−チュンリン台湾トウ−フェントゥンシンロード 124番地

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】連続時間パルス振幅変調通過帯域信号を
受信する装置であって、該受信された連続時間パルス振幅変調信号を局部クロッ
クの制御の下で受信されたサンプルを発生するサンプリ
ングレートで周期的にサンプリングするサンプリング手
段と、該受信されたサンプル及びインパルス応答関数の畳み込
みを補正されたサンプルを得るために位相差変数の特定
の値で評価するタイミング調整手段と、狭帯域通過フィルタを含み該補正されたサンプルから該
パルス振幅変調信号のシンボル期間と等しい期間を有す
る信号要素を導出する手段と、各シンボル期間で該補正されたサンプルが先んじた又は
後に遅れた最適なサンプルであるかを決定するため該導
出手段から出力された該信号要素の一連のサンプルを比
較し、該補正されたサンプルが該先んじた又は後に遅れ
た最適なサンプルである場合に該畳み込みの評価をする
ために使用される位相差変数を各シンボル時間期間にお
いて一定の離散的なステップサイズによって変化させる
タイミング差検出器手段とよりなる、連続時間パルス振
幅変調通過帯域信号を受信する装置。
【請求項２】該タイミング調整手段の出力に接続され
た通過帯域パルス振幅変調受信器と、該通過帯域パルス振幅変調間受信器により出力された信
号をユニタリーポーラフォーマットに変換するよう処理
する手段と、その期間が該シンボル期間である該信号要素を導出する
ために該信号をユニタリーポーラフォーマットで瀘波す
るためのシンボル周波数で狭帯域を有するフィルタとを
更に有する請求項１に記載の装置。
【請求項３】パルス振幅変調信号を受信する装置であ
って、該パルス振幅変調信号を受信されたサンプルを発生する
サンプリングレートでサンプリングするサンプリング手
段と、該受信されたサンプル及びインパルス応答関数の畳み込
みを補正されたサンプルを得るために位相差変数の特定
の値で評価するタイミング調整手段と、該パルス振幅変調信号のシンボル周波数で狭送信帯域を
有するフィルタを含み該補正されたサンプルから該シン
ボル周波数で周期的な信号を導出する手段と、該周期的な信号の各期間の間に該畳み込みを評価するた
めに使用される可変の該位相差変化が非常に大きいか又
は非常に小さいかを一度判定し一定の離散的なステップ
サイズによって可変の該位相差を、該可変の位相差が非
常に大きいか又は非常に小さい場合に、変化させるタイ
ミング差検出手段とよりなるパルス振幅変調信号を受信
する装置。
【請求項４】該タイミング差検出手段は該周期的な信
号の一連のサンプルをその各期間において比較し該補正
されたサンプルが先んじた又は後に遅れた最適なサンプ
ルであるかを判定し該離散的なステップサイズによって
各シンボル時間期間で該補正されたサンプルが先んじた
又は後に遅れた該最適なサンプルである場合に該畳み込
みを評価するのに利用される該位相差変数を変化させる
請求項３に記載の装置。
【請求項５】受信されたサンプルを発生するよう該パ
ルス振幅変調信号を周期的にサンプリングする過程と、該受信されたサンプル及びインパルス応答関数の畳み込
みを補正されたサンプルを得るために可変位相差の特定
な値で電子的に評価する過程と、狭送信帯域フィルタを使用し、該補正されたサンプルか
ら該パルス振幅変調信号のシンボル期間と等しい期間を
有する周期的な信号を電子的に導出する過程と、該周期的な信号の各期間において該補正された信号が先
んじた又は後に遅れた最適なサンプルであるかを判定す
るために一連のサンプルを電子的に比較し、該補正され
たサンプルが先んじた又は後に遅れた最適なサンプルで
ある場合、該畳み込みを評価するために使用される該位
相差変数を一定の離散的なステップサイズによって変化
させる過程とよりなるパルス振幅変調信号を受信する方
法。