JPH0679048B2 - ディジタル放射計 - Google Patents
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- JPH0679048B2 JPH0679048B2 JP59202604A JP20260484A JPH0679048B2 JP H0679048 B2 JPH0679048 B2 JP H0679048B2 JP 59202604 A JP59202604 A JP 59202604A JP 20260484 A JP20260484 A JP 20260484A JP H0679048 B2 JPH0679048 B2 JP H0679048B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、高周波，マイクロ波から光周波数帯にわた
る電磁波の計測に用いるディジタル放射計に関し、特に
物体から自然に放射される雑音電磁波を分光的に計測す
る放射計の高安定化および高機能化をはかったものであ
る。
る電磁波の計測に用いるディジタル放射計に関し、特に
物体から自然に放射される雑音電磁波を分光的に計測す
る放射計の高安定化および高機能化をはかったものであ
る。
従来の安定化放射計の回路構成を第５図に示す。
第５図において、１は電磁波を受けるアンテナで、電子
スイッチ2aの切り換えで装置内に電磁波が取り込まれ
る。2bは前記電子スイッチ2aと連動する電子スイッチ
で、基準雑音源3a,3bを切り換える。基準雑音源3a,3bの
基準温度はそれぞれ、例えばT1＝414.7K,T2＝350.2Kと
している。４は高周波増幅器で、アンテナ１でとらえた
電磁波の高周波成分を増幅する。５は局部発振器、６は
周波数混合器で、入力される高周波信号と局部発振器５
の信号を混合し、さらに次段の中間周波増幅器７で中間
周波成分を増幅する。８はバンドパスフィルタ（BPF）
群で、それぞれ所定の周波数差をもったBPF81，82，
…，8nで構成されている。９は中間波増幅器で、BPF群
８でろ波された波の中間周波成分を増幅する。10は自乗
検波器で、その出力はAGC回路11で帰還され中間周波増
幅器９の利得を調整する。AGC回路11はビデオ増幅器11
a,同期検波器11b,積分平均化回路11c,帰還増幅器11dに
より構成される。12はビデオ増幅器、13は同期検波器、
14は積分平均化回路、15はパルス発生器で、周波数０
の方形波を発生させる。16は逓倍器で、パルス発生器15
の周波数を２倍にする。
スイッチ2aの切り換えで装置内に電磁波が取り込まれ
る。2bは前記電子スイッチ2aと連動する電子スイッチ
で、基準雑音源3a,3bを切り換える。基準雑音源3a,3bの
基準温度はそれぞれ、例えばT1＝414.7K,T2＝350.2Kと
している。４は高周波増幅器で、アンテナ１でとらえた
電磁波の高周波成分を増幅する。５は局部発振器、６は
周波数混合器で、入力される高周波信号と局部発振器５
の信号を混合し、さらに次段の中間周波増幅器７で中間
周波成分を増幅する。８はバンドパスフィルタ（BPF）
群で、それぞれ所定の周波数差をもったBPF81，82，
…，8nで構成されている。９は中間波増幅器で、BPF群
８でろ波された波の中間周波成分を増幅する。10は自乗
検波器で、その出力はAGC回路11で帰還され中間周波増
幅器９の利得を調整する。AGC回路11はビデオ増幅器11
a,同期検波器11b,積分平均化回路11c,帰還増幅器11dに
より構成される。12はビデオ増幅器、13は同期検波器、
14は積分平均化回路、15はパルス発生器で、周波数０
の方形波を発生させる。16は逓倍器で、パルス発生器15
の周波数を２倍にする。
次に動作原理について説明する。
電子スイッチ2a,2bにより基準雑音源3a,3bとアンテナ１
とを切り換えて測定を行う。アンテナ１からの信号雑音
温度T3は高周波増幅器４で増幅され、周波数混合器６に
より局部発振器５の発振する信号と混合され中間周波数
に変換され、その中間周波数成分を中間周波増幅器７が
増幅しBPF群８でろ波を行い、さらに中間周波増幅器９
で増幅すると、自乗検波器10に出力Vdが得られる。そし
て、ビデオ増幅器12,同期検波器13,積分平均化回路14を
介して信号Vsが出力される。一方、AGC回路11の帰還増
幅器11dからはAGC帰還電圧Vagc（＝C2（T1−T2）；ただ
し、C2は比例定数）が出力され、これにより中間周波増
幅器９の利得が制御される。このように、基準雑音温度
T1とT2の差（T1−T2）は一定であるので、利得変動によ
るC2の変動のみを検出し、内部雑音温度Trの影響を受け
ないようにする。
とを切り換えて測定を行う。アンテナ１からの信号雑音
温度T3は高周波増幅器４で増幅され、周波数混合器６に
より局部発振器５の発振する信号と混合され中間周波数
に変換され、その中間周波数成分を中間周波増幅器７が
増幅しBPF群８でろ波を行い、さらに中間周波増幅器９
で増幅すると、自乗検波器10に出力Vdが得られる。そし
て、ビデオ増幅器12,同期検波器13,積分平均化回路14を
介して信号Vsが出力される。一方、AGC回路11の帰還増
幅器11dからはAGC帰還電圧Vagc（＝C2（T1−T2）；ただ
し、C2は比例定数）が出力され、これにより中間周波増
幅器９の利得が制御される。このように、基準雑音温度
T1とT2の差（T1−T2）は一定であるので、利得変動によ
るC2の変動のみを検出し、内部雑音温度Trの影響を受け
ないようにする。
この従来従来は２つの基準雑音源の平均雑音温度と計測
すべき雑音入力とを比較検出するディック（Dicke）形
放射計であり、このDicke形放射計の特徴は２つの基準
雑音源3a,3bの一定な雑音温度差（T1−T2）を利用して
放射計の中間周波増幅器９の利得変動を自動制御し安定
化を図ることにある。
すべき雑音入力とを比較検出するディック（Dicke）形
放射計であり、このDicke形放射計の特徴は２つの基準
雑音源3a,3bの一定な雑音温度差（T1−T2）を利用して
放射計の中間周波増幅器９の利得変動を自動制御し安定
化を図ることにある。
ところが、装置の構成上、上記従来例は下記〜の問
題点があった。
題点があった。
前記のように、電子スイッチ2a,2bにより基準雑音源3
a,3bとアンテナ１とを切り換えて測定し、内部雑音除去
と増幅器利得の制御を行う場合、電子スイッチを等時間
間隔で切り換える必要がある。アナログ信号処理で可能
な方法の限界に依っている。このために、測定対象であ
るアンテナからの信号を放射計が計測できるのは全時間
の1/3の時間割合に減少し、測定の不確定性が増大す
る。一方、上記の利得制限を行わない場合は、利得変動
による測定の不確定性が増大する。アナログ放射計には
測定精度の改善に限界がある。
a,3bとアンテナ１とを切り換えて測定し、内部雑音除去
と増幅器利得の制御を行う場合、電子スイッチを等時間
間隔で切り換える必要がある。アナログ信号処理で可能
な方法の限界に依っている。このために、測定対象であ
るアンテナからの信号を放射計が計測できるのは全時間
の1/3の時間割合に減少し、測定の不確定性が増大す
る。一方、上記の利得制限を行わない場合は、利得変動
による測定の不確定性が増大する。アナログ放射計には
測定精度の改善に限界がある。
同期検波器13,11b、積分平均化回路14,11cがそれぞれ
２つ必要となるため装置が大型になってしまう。
２つ必要となるため装置が大型になってしまう。
第１図に示すDicke形放射計を使用して分光測定を行
う場合には、中間周波増幅器部に相当する個所に数多く
のBPF群８を組み込み、スイッチ等の切り換え手段によ
り、BPF群８を切り換えながら測定しなければならない
が、個々のBPF群８の特性を一定に保つことが困難なの
で、測定誤差を生じる。
う場合には、中間周波増幅器部に相当する個所に数多く
のBPF群８を組み込み、スイッチ等の切り換え手段によ
り、BPF群８を切り換えながら測定しなければならない
が、個々のBPF群８の特性を一定に保つことが困難なの
で、測定誤差を生じる。
測定操作上、自動利得制御を停止してBPF群８の切り
換えを行い、回路の平衡をとりながらAGC回路11をONし
なければならず、連続して測定を行う場合に非常に切り
換え操作が煩わしくなる。
換えを行い、回路の平衡をとりながらAGC回路11をONし
なければならず、連続して測定を行う場合に非常に切り
換え操作が煩わしくなる。
第１図に示すDicke形放射計を使用して分光測定を行
う場合に、分光測定の分解能および周波数範囲を変更す
る場合には、BPF群８を周波数範囲を満足するものに取
り替えなければならない。
う場合に、分光測定の分解能および周波数範囲を変更す
る場合には、BPF群８を周波数範囲を満足するものに取
り替えなければならない。
この発明は、このような問題点を解消するためになされ
たもので、まず入力スイッチを任意の不等時間間隔と
し、被測定量T3の測定時間を増し、従来型の欠点を除
く。また、ディジタル信号処理を用いて、アナログ処理
では不可能な上記スイッチ入力からT3の測定量を得る。
更には、ディジタル信号処理により内部雑音補正，利得
変動補正の高精度を計り、測定範囲，分解能を任意に設
定できる構成が小型で精度の高いディジタル放射計を得
ることを目的とする。
たもので、まず入力スイッチを任意の不等時間間隔と
し、被測定量T3の測定時間を増し、従来型の欠点を除
く。また、ディジタル信号処理を用いて、アナログ処理
では不可能な上記スイッチ入力からT3の測定量を得る。
更には、ディジタル信号処理により内部雑音補正，利得
変動補正の高精度を計り、測定範囲，分解能を任意に設
定できる構成が小型で精度の高いディジタル放射計を得
ることを目的とする。
この発明にかかるディジタル放射計は、高周波増幅器の
出力信号をA/D変換するA/D変換器と、このA/D変換器の
出力を一時格納するバッファメモリと、A/D変換器の動
作タイミング指令,2つの基準雑音源および被測定物体か
らの電磁波を切り換える切り換え手段の制御等を行う自
動信号処理手段とを設けたものである。
出力信号をA/D変換するA/D変換器と、このA/D変換器の
出力を一時格納するバッファメモリと、A/D変換器の動
作タイミング指令,2つの基準雑音源および被測定物体か
らの電磁波を切り換える切り換え手段の制御等を行う自
動信号処理手段とを設けたものである。
A/D変換器に入力信号の変換タイミング指令を送出し、A
/D変換されたディジタル信号を取り込み一時格納してい
るバッファメモリより、ディジタル信号を読み出し、高
周波増幅器の利得変動による影響を２つの基準雑音源の
雑音温度差を利用して除去しながら単純平均演算，相関
・フーリエ変換またはフーリエ変換・自乗演算を自動信
号処理手段で行い、電磁波の信号電力または分光スペク
トルを演算する。
/D変換されたディジタル信号を取り込み一時格納してい
るバッファメモリより、ディジタル信号を読み出し、高
周波増幅器の利得変動による影響を２つの基準雑音源の
雑音温度差を利用して除去しながら単純平均演算，相関
・フーリエ変換またはフーリエ変換・自乗演算を自動信
号処理手段で行い、電磁波の信号電力または分光スペク
トルを演算する。
第１図はこの発明の一実施例を示すディジタル放射計の
構成ブロック図であり、1,2a,2b,3a,3b,4は第５図と同
一のものを示し、21は入力信号をA/D変換するA/D変換
器、22はバッファメモリ、23はこの発明の自動信号処理
手段をなす信号処理装置で、所望の信号処理をプログラ
ムできるように構成されており、放射計入力信号に対す
るフーリエ解析を行い、そのパワースペクトルまたは自
乗平均演算により、平均電力をディジタル信号として出
力する。24は前記信号処理装置23で演算された出力信号
をD/A変換するD/A変換器で、このアナログ信号を表示部
（図示しない）に送出する。なお、A/D変換器21は信号
処理装置23の指令に応じて入力信号TS，基準雑音温度
T1，T2をA/D変換する。25は前記電子スイッチ2aを駆動
するドライバ、26は前記電子スイッチ2bを駆動するドラ
イバである。
構成ブロック図であり、1,2a,2b,3a,3b,4は第５図と同
一のものを示し、21は入力信号をA/D変換するA/D変換
器、22はバッファメモリ、23はこの発明の自動信号処理
手段をなす信号処理装置で、所望の信号処理をプログラ
ムできるように構成されており、放射計入力信号に対す
るフーリエ解析を行い、そのパワースペクトルまたは自
乗平均演算により、平均電力をディジタル信号として出
力する。24は前記信号処理装置23で演算された出力信号
をD/A変換するD/A変換器で、このアナログ信号を表示部
（図示しない）に送出する。なお、A/D変換器21は信号
処理装置23の指令に応じて入力信号TS，基準雑音温度
T1，T2をA/D変換する。25は前記電子スイッチ2aを駆動
するドライバ、26は前記電子スイッチ2bを駆動するドラ
イバである。
次に第２図（ａ）のタイミングチャートを参照しながら
動作について説明する。
動作について説明する。
アンテナ１からの入力信号TSは高周波増幅器４で増幅さ
れた後、信号処理装置23の指令に応じてA/D変換器21に
よりA/D変換され、バッファメモリ22に格納される。そ
して、信号処理装置23が電子スイッチ2aの動作時間区間
０≦ｔ≦T0の信号S1（ｔ）および電子スイッチ2bの動作
時間区間T0≦ｔ≦T0＋ΔＴの信号S2（ｔ）をバッファメ
モリ22より読み出し、プログラムされている、例えば下
記の演算を実行する。
れた後、信号処理装置23の指令に応じてA/D変換器21に
よりA/D変換され、バッファメモリ22に格納される。そ
して、信号処理装置23が電子スイッチ2aの動作時間区間
０≦ｔ≦T0の信号S1（ｔ）および電子スイッチ2bの動作
時間区間T0≦ｔ≦T0＋ΔＴの信号S2（ｔ）をバッファメ
モリ22より読み出し、プログラムされている、例えば下
記の演算を実行する。
まず、第２図（ａ）において、周期T0＋２ΔＴ毎にある
信号S1（ｔ）およびS2（ｔ）を複数個読み出し、それぞ
れの自乗平均演算 を実行する。その結果はそれぞれＫ・Ｇ（Ts＋Tr）およ
びＫ・Ｇ（T1＋Tr）に対応する。また、両者の差を取る
下記第（１）式の演算を実行する。
信号S1（ｔ）およびS2（ｔ）を複数個読み出し、それぞ
れの自乗平均演算 を実行する。その結果はそれぞれＫ・Ｇ（Ts＋Tr）およ
びＫ・Ｇ（T1＋Tr）に対応する。また、両者の差を取る
下記第（１）式の演算を実行する。
ただし、Ｋは比例定数、Ｇは高周波増幅器４の利得を表
す。
す。
第（１）式の演算では内部雑音温度Trの変動による影響
が除去された信号Sdが出力される。
が除去された信号Sdが出力される。
また、動作時間区間０≦ｔ≦T0の信号S1（ｔ）のデータ
から動作時間区間T0≦ｔ≦T0＋ΔＴの信号S2（ｔ）を平
均化したデータ との下記第（２）式の演算を実行する。
から動作時間区間T0≦ｔ≦T0＋ΔＴの信号S2（ｔ）を平
均化したデータ との下記第（２）式の演算を実行する。
そして、この信号Ｓ（ｔ）に対して、相関演算およびフ
ーリエ変換演算、またはフーリエ変換演算および自乗演
算を行い、信号Ｓ（ｔ）に含まれるパワースペクトルφ
（）または信号の平均電力が得られる。得られるパワ
ースペクトルφ（）の最高周波数maxおよび周波数
分解能Δは、A/D変換器21のサンプリング周期および
計測時間をそれぞれΔτ，T0とすると、max ＝1/2Δτ ……（３） Δ＝1/T0 ……（４） となる。なお、サンプリング周期Δτおよび計測時間T0
はプログラムにより容易に変更することができる。
ーリエ変換演算、またはフーリエ変換演算および自乗演
算を行い、信号Ｓ（ｔ）に含まれるパワースペクトルφ
（）または信号の平均電力が得られる。得られるパワ
ースペクトルφ（）の最高周波数maxおよび周波数
分解能Δは、A/D変換器21のサンプリング周期および
計測時間をそれぞれΔτ，T0とすると、max ＝1/2Δτ ……（３） Δ＝1/T0 ……（４） となる。なお、サンプリング周期Δτおよび計測時間T0
はプログラムにより容易に変更することができる。
さらに、下記第（５）式に表される演算を実行する。こ
の演算は、電子スイッチ2a,2bの切り換えにより、２つ
の基準雑音源3a,3bより入力された基準雑音温度T1，T2
の出力信号であるS2（ｔ）およびS3（ｔ）をバッファメ
モリからそれぞれ複数個読み出し、それぞれに対し自乗
平均演算を行った結果のＫ・Ｇ（T1＋Tr）およびＫ・Ｇ
（T2＋Tr）の差ΔＳを求めるもので、 ただし、T1−T2は２つの基準雑音音源3a,3bの雑音温度
差で一定値、Ｋは比例定数をそれぞれ表す。
の演算は、電子スイッチ2a,2bの切り換えにより、２つ
の基準雑音源3a,3bより入力された基準雑音温度T1，T2
の出力信号であるS2（ｔ）およびS3（ｔ）をバッファメ
モリからそれぞれ複数個読み出し、それぞれに対し自乗
平均演算を行った結果のＫ・Ｇ（T1＋Tr）およびＫ・Ｇ
（T2＋Tr）の差ΔＳを求めるもので、 ただし、T1−T2は２つの基準雑音音源3a,3bの雑音温度
差で一定値、Ｋは比例定数をそれぞれ表す。
第（５）式の演算により、高周波増幅器４の利得Ｇの変
動分が得られる。そこで、この差ΔＳで上記信号Sdを、 Sd/ΔＳ＝（T1−TS）／（T1−T2） ……（６） 除する演算をし、高周波増幅器４の利得Ｇの変動による
影響が除去されたディジタル信号Sd/ΔＳが得られる。
また、第（２）式より求めたパワースペクトルφ（）
もΔＳで除する演算を実行することにより、高周波増幅
器４の利得Ｇの変動による影響が除去されたディジタル
信号φ（）／ΔＳが得られる。
動分が得られる。そこで、この差ΔＳで上記信号Sdを、 Sd/ΔＳ＝（T1−TS）／（T1−T2） ……（６） 除する演算をし、高周波増幅器４の利得Ｇの変動による
影響が除去されたディジタル信号Sd/ΔＳが得られる。
また、第（２）式より求めたパワースペクトルφ（）
もΔＳで除する演算を実行することにより、高周波増幅
器４の利得Ｇの変動による影響が除去されたディジタル
信号φ（）／ΔＳが得られる。
また、電子スイッチ2a,2bの切り換えタイミングを第２
図（ｂ）のように変えることにより、測定対象である信
号S1（ｔ）を短い時間周期で測定し、測定の高速応答性
を高めるなどの動作モードの変更も信号処理装置23のプ
ログラムを変えることのみで自由に選択することができ
る。この場合にも一旦バッファメモリに格納したS
1（ｔ），S2（ｔ）およびS3（ｔ）の各信号に対する演
算処理方法は、前記第（１）式，第（２）式および第
（５）式，第（６）式と同様である。
図（ｂ）のように変えることにより、測定対象である信
号S1（ｔ）を短い時間周期で測定し、測定の高速応答性
を高めるなどの動作モードの変更も信号処理装置23のプ
ログラムを変えることのみで自由に選択することができ
る。この場合にも一旦バッファメモリに格納したS
1（ｔ），S2（ｔ）およびS3（ｔ）の各信号に対する演
算処理方法は、前記第（１）式，第（２）式および第
（５）式，第（６）式と同様である。
なお、上記実施例ではアンテナ１と高周波増幅器４と基
準雑音源3a,3bとを電子スイッチ2a,2bを介して接続した
が、アンテナ１と高周波増幅器４を直接接続するトータ
ルパワー形（第３図（ａ）に示す）、アンテナ１と高周
波増幅器４とを電子スイッチ2bを方向性結合器31に接続
し電磁波を導波する雑音注入形（第３（ｂ）に示す）、
電子スイッチ2aと基準雑音源3aとを電圧可変減衰器32を
介して接続する零平衡形（第３図（ｃ）に示す）等とし
てもよい。
準雑音源3a,3bとを電子スイッチ2a,2bを介して接続した
が、アンテナ１と高周波増幅器４を直接接続するトータ
ルパワー形（第３図（ａ）に示す）、アンテナ１と高周
波増幅器４とを電子スイッチ2bを方向性結合器31に接続
し電磁波を導波する雑音注入形（第３（ｂ）に示す）、
電子スイッチ2aと基準雑音源3aとを電圧可変減衰器32を
介して接続する零平衡形（第３図（ｃ）に示す）等とし
てもよい。
また、上記実施例では高周波増幅器４の出力をA/D変換
器21に直接入力する場合について説明したが、第４図
（ａ）に示されるように、高周波増幅器４とA/D変換器2
1との間に周波数混合器６を設けて、局部発振器５の波
と入力信号を混合し、さらに中間周波増幅器７により増
幅を行い、中間周波数においてA/D変換するか、また
は、第４図（ｂ）に示されるように、高周波増幅器４と
A/D変換器21との間にBPF群8,中間周波増幅器9,自乗検波
器10,ビデオ増幅器12をシリーズに接続するビデオディ
ジタル形に構成してもよい。
器21に直接入力する場合について説明したが、第４図
（ａ）に示されるように、高周波増幅器４とA/D変換器2
1との間に周波数混合器６を設けて、局部発振器５の波
と入力信号を混合し、さらに中間周波増幅器７により増
幅を行い、中間周波数においてA/D変換するか、また
は、第４図（ｂ）に示されるように、高周波増幅器４と
A/D変換器21との間にBPF群8,中間周波増幅器9,自乗検波
器10,ビデオ増幅器12をシリーズに接続するビデオディ
ジタル形に構成してもよい。
以上説明したように、この発明は高周波増幅器の出力信
号をA/D変換するA/D変換器と、このA/D変換器の出力を
一時格納するバッファメモリと、A/D変換器の動作タイ
ミング指令および切り換え手段を切り換えるドライブ信
号を送出するとともに、バッファメモリに格納されたデ
ィジタル信号を読み出し、分光スペクトルまたは信号電
力を得るための信号処理を行う自動信号処理手段とを設
けたので、下記（１）〜（８）の効果を有する。
号をA/D変換するA/D変換器と、このA/D変換器の出力を
一時格納するバッファメモリと、A/D変換器の動作タイ
ミング指令および切り換え手段を切り換えるドライブ信
号を送出するとともに、バッファメモリに格納されたデ
ィジタル信号を読み出し、分光スペクトルまたは信号電
力を得るための信号処理を行う自動信号処理手段とを設
けたので、下記（１）〜（８）の効果を有する。
（１）従来の装置よりも構成が簡略化でき、装置の小型
化，軽量化がはかれる。
化，軽量化がはかれる。
（２）演算プログラムを任意に変更することが可能なの
で、計測範囲，分解能を任意に設定でき、高機能化がは
かれる。
で、計測範囲，分解能を任意に設定でき、高機能化がは
かれる。
（３）ディジタル信号処理により得られる分光スペクト
ルは分解能が良く、微細分光を測定できるため、高精度
化がはかれる。
ルは分解能が良く、微細分光を測定できるため、高精度
化がはかれる。
（４）ディジタル信号処理により内部雑音補正，利得変
動補正は高精度に行われるので、出力の高安定化がはか
れる。
動補正は高精度に行われるので、出力の高安定化がはか
れる。
（５）周囲温度変化の大きい環境（野外，宇宙空間）で
高安定に動作する。
高安定に動作する。
（６）長期間の計測が必要な対象（地球環境の変化等）
に対して高精度に測定が可能となる。
に対して高精度に測定が可能となる。
（７）小型軽量化により、測定器の設置場所の自由度が
広がる。
広がる。
（８）ディジタル信号処理により、耐震動性が向上す
る。
る。
第１図はこの発明の一実施例を示すディジタル放射計の
構成ブロック図、第２図（ａ），（ｂ）は第１図の動作
を説明するタイミングチャート、第３図（ａ）〜
（ｃ），第４図（ａ），（ｂ）はこの発明の他の実施例
をそれぞれ示す要部を説明する図、第５図は従来例を示
す放射計の回路図である。 図中、１はアンテナ、2a,2bは電子スイッチ、3a,3bは基
準雑音源、４は高周波増幅器、５は局部発振器、６は周
波数混合器、7,9は中間周波増幅器、８はBPF群、10は自
乗検波器、11はAGC回路、12はビデオ増幅器、13は同期
検波器、14は積分平均化回路、15はパルス発生器、16は
逓倍器、21はA/D変換器、22はバッファメモリ、23は信
号処理装置、24はD/A変換器、25,26はドライバ、31は方
向性結合器、32は電圧可変減衰器である。
構成ブロック図、第２図（ａ），（ｂ）は第１図の動作
を説明するタイミングチャート、第３図（ａ）〜
（ｃ），第４図（ａ），（ｂ）はこの発明の他の実施例
をそれぞれ示す要部を説明する図、第５図は従来例を示
す放射計の回路図である。 図中、１はアンテナ、2a,2bは電子スイッチ、3a,3bは基
準雑音源、４は高周波増幅器、５は局部発振器、６は周
波数混合器、7,9は中間周波増幅器、８はBPF群、10は自
乗検波器、11はAGC回路、12はビデオ増幅器、13は同期
検波器、14は積分平均化回路、15はパルス発生器、16は
逓倍器、21はA/D変換器、22はバッファメモリ、23は信
号処理装置、24はD/A変換器、25,26はドライバ、31は方
向性結合器、32は電圧可変減衰器である。
Claims (1)
- 【請求項１】２つの基準雑音源を有し、被測定物体から
放射される電磁波とこれらの基準雑音源を切り換え手段
で切り替え、前記電磁波が受ける高周波増幅器の内部雑
音および利得変動による影響を前記２つの基準雑音源の
雑音温度差を利用して除去しながら前記電磁波の分光ス
ペクトルまたは信号電力を計測する放射計において、前
記高周波増幅器の出力信号をA/D変換するA/D変換器と、
このA/D変換器の出力を一時格納するバッファメモリ
と、前記A/D変換器の動作タイミング指令および前記切
り替え手段を任意不等間隔に切り替えるドライブ信号を
送出するとともに、前記バッファメモリに格納されたデ
ィジタル信号を読出し、前記分光スペクトルまたは信号
電力を得るための信号処理を行う自動信号処理手段とを
設けたことを特徴とするディジタル放射計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59202604A JPH0679048B2 (ja) | 1984-09-27 | 1984-09-27 | ディジタル放射計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59202604A JPH0679048B2 (ja) | 1984-09-27 | 1984-09-27 | ディジタル放射計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6179171A JPS6179171A (ja) | 1986-04-22 |
| JPH0679048B2 true JPH0679048B2 (ja) | 1994-10-05 |
Family
ID=16460184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59202604A Expired - Lifetime JPH0679048B2 (ja) | 1984-09-27 | 1984-09-27 | ディジタル放射計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0679048B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102147436A (zh) * | 2011-02-23 | 2011-08-10 | 那鸿书 | 袖珍型多功能辐射超标提示仪 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57116264A (en) * | 1981-01-12 | 1982-07-20 | Mitsubishi Electric Corp | Receiver for microwave radiometer |
-
1984
- 1984-09-27 JP JP59202604A patent/JPH0679048B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102147436A (zh) * | 2011-02-23 | 2011-08-10 | 那鸿书 | 袖珍型多功能辐射超标提示仪 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6179171A (ja) | 1986-04-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |