JPH0681533B2 - モ−タの速度制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は、モータの速度制御装置に関するものである。 従来の技術 モータの回転速度を速度検出器により検出して、その検
出信号によってモータへの供給電力を制御するモータの
速度制御装置は、ビデオテープレコーダのキャプスタン
モータやシリンダモータ等に広く利用されている（たと
えば、本出願人が提案した特願昭56-142724号を参
照）。しかしながら、このような速度制御装置では、従
来から利用されている比例・積分・微分制御を行ってい
るだけであり、負荷トルク変動による回転速度の変動を
十分に抑制することができなかった。 このような問題を解決するために、本出願人は特願昭60
-229143号（公知ではない）および特願昭60-229144号
（公知ではない）に負荷トルク変動に対して非常に強く
した高性能なモータの速度制御装置を提案した。すなわ
ち、特願昭60-229143号や特願昭60-229144号では、モー
タの回転速度に応じた周期の交流信号を生じる回転セン
サと、回転センサの交流信号によりモータの１回転当た
り複数回の検出を行う速度検出手段と、速度検出手段の
検出信号にもとづき演算・記憶して制御信号を作り出す
補償手段と、補償手段の制御信号に応じた電力を前記モ
ータに供給する電力増幅手段（駆動手段）によって速度
制御系を構成している。さらに、速度検出手段の検出信
号に応動した回転誤差を得る回転誤差検出手段と、N_xL
個（複数個）のメモリ値群Ｍ〔Ｏ〕からＭ〔N_xL−１〕
を格納するメモリ手段と、メモリ手段のＬ間隔ずつ離れ
たN_x個のメモリ値群を使って合成計算される合成値を実
質的に算出する合成値算出手段（メモリ出力値作成手
段）と、合成値算出手段の合成値と回転誤差検出手段の
回転誤差を演算合成した値に対応した更新値によってメ
モリ手段のメモリ値を実質的に順番に更新保存する更新
保存手段と、合成値算出手段の合成値と回転誤差検出手
段の回転誤差を演算合成して制御信号を作り出す制御信
号作成手段とを有する補償手段を使用することによっ
て、高性能なモータの速度制御装置を実現している。 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、特願昭60-229143号や特願昭60-229144号
では、多数のディジタルメモリを使用することが必要不
可欠であり、通常、16bits×1000words＝16kbits程度の
メモリが必要とされる。近年の半導体製造技術の向上に
よってメモリ用のIC素子が急速に低価格化しているとは
いえ、16kbitsものメモリを使用することはコストの大
幅な上昇を招き、好ましくない。 本発明は、このような点を考慮して、上記の例に示され
るような多くのメモリを使用するモータの速度制御装置
における必要メモリ数を大幅に低減するように工夫した
ものである。 問題点を解決するための手段 本発明のモータの速度制御装置では、モータの回転速度
に応じた周期の交流信号を生じる回転センサと、前記回
転センサの交流信号により前記モータの１回転当たりZq
回（ここに、Zqは８以上の整数）の検出を行う速度検出
手段と、前記速度検出手段の検出信号に基づき制御信号
を作り出す補償手段と、前記補償手段の制御信号に応じ
て前記モータを駆動する駆動手段を具備し、前記補償手
段は、前記速度検出手段が新しい検出信号を得る検出タ
イミング毎に、前記検出信号に基づいて新しい回転誤差
を得る回転誤差検出手段と、Nx・Ｌ個（ここに、Nxは１
以上の整数、Ｌは４以上の整数）の順序づけられたメモ
リ値を格納保存するメモリ手段と、前記回転誤差検出手
段の複数個の回転誤差を演算合成した合成誤差を作り出
す合成誤差作成手段と、前記回転誤差検出手段が新しい
回転誤差をＱ回（ここに、Ｑは２以上の整数）得るタイ
ミングを更新タイミングとして、前記Nx・Ｌ個のメモリ
値を順番に前記合成誤差作成手段の合成誤差とメモリ出
力値作成手段のメモリ出力値を演算合成した更新値によ
って更新保存する更新保存手段と、Nxが１の場合には少
なくとも１個のメモリ値を使い、Nxが２以上の場合には
更新間隔が前記更新タイミングのＬ倍以上離れたNx個の
メモリ値群を少なくとも１組使って、前記更新タイミン
グに同期して前記メモリ出力値を作り出す前記メモリ出
力値作成手段と、前記検出タイミング毎に前記回転誤差
検出手段の回転誤差と前記メモリ出力値作成手段のメモ
リ出力値を演算合成して前記制御信号を作り出す制御信
号作成手段を含んで構成されたことによって、上記の問
題点を解決している。 作用 本発明では、上記の構成にすることによって、特願昭60
-229143号や特願昭60-229144号に示したように、特定の
周波数の負荷トルク変動の影響を大幅に低減させること
ができる。しかも、少数（Ｑ分の１）のメモリ数を使用
して経済的に高性能なモータの速度制御装置を実現して
いる。 実施例 以下、本発明の一実施例のモータの速度制御装置につい
て、図面を参照しながら説明する。第２図に本発明の実
施例を表す構成図を示す。第２図において、直流モータ
１は回転センサ２と負荷10を直接回転駆動する。回転セ
ンサ２はモータ１の回転に伴って１回転当たりZ_q回（Z_q
は２以上の整数であり、ビデオテープレコーダのキャプ
スタンモータでは、通常、Z_q＝357）の交流信号ａを発
生する。回転センサ２の交流信号ａは速度検出器３に入
力され、交流信号ａの周期に応じたディジタル信号ｂを
得ている。 速度検出器３の具体的な構成例を第３図に示す。交流信
号ａは波形整形回路31によって波形整形され、整形信号
ｇを得ている。整形信号ｇはアンド回路33とフリップフ
ロップ35に入力されている。アンド回路33の入力側に
は、さらに、発振回路32のクロックパルスｐとカウンタ
34のオーバフロー出力信号ｗも入力されている。発振回
路32は水晶発振器と分周器等によって構成され、整形信
号ｇの周波数よりもかなり高周波のクロックパルスｐ
（500kHz程度）を発生している。カウンタ34は、アンド
回路33の出力パルスｈの到来毎にその内容をカウントア
ップする12ビットのアップカウンタになっている。ま
た、オーバフロー出力信号ｗはカウンタ34のカウント内
容が所定値以下の時には“H"であり、カウンタ34のカウ
ント内容が所定値以上になるとｗは“L"に変化する（こ
こに、“H"は高電位状態を表し、“L"は低電位状態を表
している）。データ入力型フリップフロップ35は、整形
信号ｇの立ち下がりエッジをトリガ信号としてデータ入
力端子に入力された“H"を取り込み、その出力Ｑを“H"
にする（ｑ＝“H"）。また、補償器４からのリセット信
号ｒが“H"になると、カウンタ34とフリップフロップ35
の内部状態がリセットされる（ｂ＝“LLLLLLLLLLLL"、
ｗ＝“H"、ｑ＝“L"）。 次に、第３図の速度検出器３の動作について説明する。
いま、カウンタ34とフリップフロップ35がリセット信号
ｒによってリセットされているものとする。波形整形回
路32の出力信号ｇが“L"から“H"に変わると、アンド回
路33の出力信号ｈとして発振回路32のクロックパルスｐ
が出力される。カウンタ34は出力信号ｈをカウントし、
その内部状態を変化させていく。波形整形回路31の出力
信号ｇが“H"から“L"に変わると、アンド回路33の出力
信号ｈは“L"になり、カウンタ34はその内部状態を保持
する。また、フリップフロップ35は信号ｇの立り下がり
エッジによってデータ“H"を取り込み、その出力信号ｑ
を“L"から“H"に変化させる。カウンタ34のディジタル
信号ｂは、回転センサ２の交流信号ａの（半）周期長に
比例した値であり、モータ１の回転速度に反比例してい
る。後述の補償器４は、フリップフロップ35の出力信号
ｑを見て、ｑが“H"になるとカウンタ34のディジタル信
号ｂを入力し、その後にリセット信号ｒを所定の短時間
の間“H"にして、カウンタ34とフリップフロップ35を初
期状態にリセットし、次の速度検出動作に備えている。
なお、モータ１の回転速度が遅過ぎるときには、波形整
形回路31の出力信号ｇの周期が長いためにカウンタ34の
内部状態が所定値以上になり、オーバフロー出力信号ｗ
が“H"から“L"に変わり、アンド回路33の出力信号ｈが
“L"になり、カウンタ34が所定の大きな値を保持するこ
ともある。 第２図の補償器４は、演算器５とメモリ６とD/A変換器
７によって構成され、速度検出器３のディジタル信号ｂ
を後述する内蔵のプログラムによって計算加工し、制御
信号ｃを出力する。補償器４の制御信号ｃは電力増幅器
８（駆動手段）に入力され、電力増幅された駆動信号ｄ
（制御信号ｃに比例した電流）がモータ１に供給され
る。従って、モータ１と回転センサ２と速度検出器３と
補償器４と電力増幅８（駆動手段）によって速度制御系
が構成され、モータ１の回転速度が所定の値に制御され
る。 補償器４のメモリ６は、所定のプログラムと定数が格納
されたロム領域（ROM:リードオンリーメモリ）と随時必
要な値を格納するラム領域（RAM:ランダムアクセスメモ
リ）に別れている。演算器５はロム領域内のプログラム
に従って所定の動作や演算を行っている。第１図にその
プログラムの具体的な一例を示す。次に、その動作につ
いて詳細に説明する。 （１）〈回転誤差検出手段1A〉 まず、演算器５は速度検出器３のフリップフロップ35の
出力信号ｑを入力し、信号ｑが“H"となるのを待ってい
る。すなわち、速度検出器３が交流信号ａの（半）周期
を検出し、新しいディジタル信号ｂを出力するのをモニ
タしている。ｑが“H"になると、速度検出器３のディジ
タル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号ｂに対応する
速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセット
信号ｒを所定時間“H"にして速度検出器３のカウンタ34
とフリップフロップ35をリセットする。所定の基準値Sr
efから速度検出値Ｓを引いて、その値をＲ倍（ここに、
Ｒは所定の正の定数）し、モータ１の現時点での回転誤
差Ｅを計算する〔Ｅ＝Ｒ・（Sref−Ｓ）〕。 （２）〈制御信号作成手段1B〉 後述するメモリ出力値作成手段によるメモリ出力値V0と
現時点の回転誤差Ｅを所定の比率D:1（ここに、Ｄは０
＜Ｄ≦１なる定数で、好ましくはＤ＝１）にて演算合成
し、制御信号値Ｙを計算する（Ｙ＝Ｅ＋Ｄ・V0）。制御
信号値ＹをD/A変換器７に出力し、Ｙの値に対応した直
流的な電圧（制御信号）に変換する。 （３）〈回転誤差時系列の保存1C〉 後述の第１のカウント変数I1に対応したメモリ値Ｆ〔I
1〕に現時点の回転誤差Ｅを格納保存しておく（Ｆ〔I
1〕＝Ｅ）。 （４）〈第１のカウント手段1D〉 Ｑ（ここに、Ｑは２以上の整数）をmod（法）として、
新しい速度検出値Ｓを得る毎に第１のカウント変数I1を
カウントアップしていく。すなわち、I1＝I1＋１（I1＋
１を新しくI1にする）にした後に、I1＝ＱならばI1を０
にリセットする。このような演算をするならば、I1は０
からＱ−１の間の整数になる。なお、I1の初期値は０と
する。I1が０ならば（５）以降の動作を実行し、I1が０
でないならば（１）の動作に復帰する。 （５）〈合成誤差作成手段1E〉 前述の回転誤差時系列の保存動作によってＦ〔ｍ〕（ｍ
＝0,1,……,Q−１）には連続するＱ個の回転誤差が保存
されている。このなかのF_d個（ここに、F_dは２以上でＱ
以下の整数）の最新の回転誤差Ｆ〔Ｑ−ｍ〕（ｍ＝1,2,
……，F_d）にそれぞれ所定の比率B_m（ｍ＝1,2,……，
F_d）を掛けた値を加算合成して、合成誤差E_gを作り出
す。すなわち、 ここに、係数B_mには なる関係がある。さらに、 に規格化している。 （６）〈第２のカウント手段1F〉 N_x・Ｌ（一般に、N_xは整数、Ｌは４以上の整数。しか
し、N_xが２以上の整数、Ｌが（Z_q/Q）の２以上の整数倍
の整数であることが好ましいので、以後このような場合
について説明する。）をmod（法）として、第１のカウ
ント変数I1が０になる毎に（新しい速度検出値ＳをＱ個
得る毎に）第２のカウント変数I2をカウントアップして
いく。すなわち、I2＝I2＋１にした後に、I2＝N_xLなら
ばI2を０にリセットする。このような演算をするなら
ば、I2は０からN_xL-1の間の整数になる。なお、I2の初
期値はN_xL-1とする。 （７）〈メモリ出力値作成手段1G〉 整数ＪをI2に等しくし（Ｊ＝I2）、ラム領域内のＬ間隔
ずつ離れたN_x個のメモリ値群Ｍ〔J-nL(modN_xL）〕（ｎ
＝1,……，N_x）を使って、次式によりメモリ出力値V0を
作り出す。 ここに、比率W_nの値は、 ０＜W_n＜2/N_x（ｎ＝1,……，N_x） ……（５） であり、さらに、 と規格化している。具体的には、N_x≧２の場合に W_n＝1/N_x（ｎ＝1,……，N_x） ……（７） にすると、（４）式はメモリ値群Ｍ〔J-nL(modN_xL）〕
（ｎ＝1,……，N_x）を単純に加算合成した後にN_x（整
数）で割ることになり、演算が非常に簡単になる。 （８）〈更新保存手段1H〉 メモリ出力値作成手段によるメモリ出力値V0と合成誤差
E_gを1:1の比率にて演算合成して更新値を計算し、第２
のカウント変数I2に対応したラム領域内のメモリ値Ｍ
〔I2〕を更新し（Ｍ〔I2〕＝E_g＋V0）、次の更新時まで
格納保存する。その後に、（１）の動作に復帰する。 このように構成するならば、第２図の負荷10の生じる負
荷トルク変動の特定の周波数成分に対して極めて強くな
ることは、先願の特許（特願昭60-229143，60-229144）
と同様である。さらに、本実施例に示すように、速度検
出器３が新しい検出信号を得る毎に制御信号作成手段1B
は新しい制御信号を作り出すようにし、かつ、速度検出
器３が新しい検出信号をＱ個得る毎に更新保存手段1Hが
１個のメモリ値を更新するようになすことにより、実質
的にメモリ手段に必要とされるメモリ数がＱ分の１に削
減できた。このようにメモリ数を大幅に削減しても、前
述の負荷トルク変動の特定の周波数成分に対して極めて
強くなる効果（回転速度変動が生じない効果）は確保す
ることができた。これは、Ｌの値を大きくすると、上述
補償器４によって改善される周波数成分が速度検出器３
の検出周波数に較べてかなり低くできることがわかり、
複数個の回転誤差Ｅから合成誤差E_gを作り、この合成誤
差E_gを使ってメモリ値を更新保存させることにより、更
新保存手段1Hの更新頻度をＱ分の１に少なくしても、制
御系の安定性及び上述の改善効果に悪影響を生じないよ
うにできたことによるものである。 さらに、本実施例に示したように、連続するF_d個の回転
誤差を合成して合成誤差E_gを求め、合成誤差E_gとメモリ
出力値V₀の合成値によってメモリ値Ｍ〔I2〕を更新する
ならば、回転誤差に含まれる不要なノイズ成分によって
制御系の動作が不安定になることを防止できることがわ
かった。これは、回転誤差Ｅに含まれるかなり高周波の
変動分の影響が更新保存手段1Hのメモリ値やメモリ出力
値作成手段1Gのメモリ出力値に入り込むことを、合成誤
差作成手段1Eによって防止する効果を得ることができた
からである。 また、Ｌ＝（Z_q/Q）・ｋ（ここに、ｋは整数）とするな
らば、モータ１の１回転周期のｋ倍（整数倍）の周期の
負荷トルク変動による回転速度変動を大幅に抑制する効
果がある。このような効果は、ビデオテープレコーダの
キャプスタンモータの場合、非常に好ましいものであ
る。これについて説明する。キャプスタンモータの負荷
は磁気テープやピンチローラであるので、負荷10の発生
する負荷変動はモータ１の回転に同期している成分（モ
ータ１の１回転を基本周期とした周期的な負荷変動）以
外に、モータ１の回転周波数よりも低い周波数の負荷変
動成分が生じることが多い。このような負荷変動はキャ
プスタンモータの回転速度変動の原因であり、テープ速
度のワウ・フラッタを生じさせる。ところで、このよう
な負荷変動はモータ１の１回転の周期の整数倍の周期を
持つ周期的な変動が多いことがわかった。従って、上述
の効果によって、負荷トルク変動によるモータ１の回転
速度のかなり低周波の変動分を効果的に低減できる。な
お、ＱはZ_qの約数に限らないことを指摘しておく（たと
えば、Ｑ＝ｋとすれば、ＱはZ_qに無関係になる）。 第４図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補償器４の
プログラム例を示す。ここでは、更新保存手段における
更新値の計算の仕方と、メモリ出力値作成手段における
メモリ出力値の準備の個数と、制御信号作成手段におけ
るメモリ出力値作成手段メモリ出力値の利用の仕方を改
良している。次に、その動作について詳細に説明する
（全体の構成は第２図と同じであり、説明を省略す
る）。 （11）〈回転誤差検出手段4A〉 まず、演算器５は速度検出器３のフリップフロップ35の
出力信号ｑを入力し、信号ｑが“H"となるのを待ってい
る。すなわち、速度検出器３が交流信号ａの（半）周期
を検出し、新しいディジタル信号ｂを出力するのをモニ
タしている。ｑが“H"になると、速度検出器３のディジ
タル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号ｂに対応する
速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセット
信号ｒを所定時間“H"にして速度検出器３のカウンタ34
とフリップフロップ35をリセットする。所定の基準値Sr
efから速度検出値Ｓを引いて、その値をＲ倍（ここに、
Ｒは所定の正の定数）し、モータ１の現時点での回転誤
差Ｅを計算する〔Ｅ＝Ｒ・（Sref−Ｓ）〕。 （12）〈制御信号作成手段4B〉 後述するメモリ出力値作成手段によるメモリ出力値V0と
現時点の回転誤差Ｅを所定の比率D:1にて演算合成し、
制御信号値Ｙを計算する（Ｙ＝Ｅ＋Ｄ・V0）。制御信号
値ＹをD/A変換器７に出力し、Ｙの値に対応した直流的
な電圧（制御信号）に変換する。 （13）〈回転誤差時系列の保存4C〉 後述の第１のカウント変数I1に対応したメモリ値Ｆ〔I
1〕に現時点の回転誤差Ｅを格納保存しておく（Ｆ〔I
1〕＝Ｅ）。 （14）〈第１のカウント手段4D〉 Ｑをmod（法）として、新しい速度検出値Ｓを得る毎に
第１のカウント変数I1をカウントアップしていく。I1が
Q_a（ここに、Q_aはＱよりも小さい整数）に等しくなると
メモリ出力値V0を後述のＶ〔P_x〕に変更し、I1がQ_aに等
しくない場合にはこのような変更動作を行わない。これ
により、I1＜Q_aの範囲ではV0＝Ｖ〔P_x−１〕（後述）に
なり、I1≧Q_aの範囲ではV0＝Ｖ〔P_x〕になっている。さ
らに、I1が０ならば（15）以降の動作を実行し、I1が０
でないならば（11）の動作に復帰する。 （15）〈合成誤差作成手段4E〉 前述の回転誤差時系列の保存動作によってＦ〔ｍ〕（ｍ
＝0,1,……，Q-1）には連続するＱ個の回転誤差が保存
されている。このなかのF_d個の最新の回転誤差Ｆ〔Q-
m〕（ｍ＝1,2,……，F_d）にそれぞれ所定の比率B_m（ｍ
＝1,2,……，F_d）を掛けた値を加算合成して、合成誤差
E_gを作り出す〔（１），（２），（３）式〕。 （16）〈第２のカウント手段4F〉 N_x・Ｌをmod（法）として、第１のカウント変数I1が０
になる毎に（新しい速度検出値ＳをＱ個得る毎に）第２
のカウント変数I2をカウントアップしていく。 （17）〈メモリ出力値作成手段4G〉 レジスタ変数Ｖ〔ｍ＋１〕の内容をＶ〔ｍ〕に順番に転
送した後に（ｍ＝0,1,……，P_x−１）、N_xLをmodとして
第２のカウンタ変数I2にP_x（ここに、P_xは１以上で３以
下の整数であり、P_x＝１が好ましい）を足した整数Ｊを
計算する〔Ｊ＝I2＋P_x（mod N_xL）〕。ラム領域内のメ
モリ値群Ｍ〔J-nL(mod N_xL）〕（ｎ＝1,……，N_x）を使
って次の式によって計算される最新のメモリ出力値をＶ
〔P_x〕に入れる。 ここに、W_nの値は（５），（６）式および（７）式を満
たしている。すなわち、Ｖ〔P_x〕からＶ

〔０〕に連続す
るP_x＋１個のメモリ出力値群を得る。このとき、Ｖ
〔P_x〕を計算する時の（８）式中の整数ＪをJ1とし、Ｖ

〔０〕を計算する時の（８）式中の整数ＪをJ2とする
と、J1＝J2＋P_xの関係がある。次に、制御信号作成手段
において最初に利用されるメモリ出力値V0をＶ〔P_x−
１〕にする（V0＝Ｖ〔P_x−１〕）。 （18）〈更新保存手段4H〉 レジスタ変数Ｘ〔ｍ＋１〕の内容をＸ〔ｍ〕に順番に転
送した後に（ｍ＝0,1,2,……,2K_d−１）、Ｘ〔２K_d〕
（ここに、K_dは整数であり、K_d＝３が好ましい）にメモ
リ出力値作成手段によって作成された古いメモリ出力値
Ｖ

〔０〕と合成誤差E_gを1:1の比率にて演算合成した合
成値を入れる（Ｘ〔２K_d〕＝E_g＋Ｖ

〔０〕）。すなわ
ち、Ｘ〔２K_d〕からＸ

〔０〕に連続する２K_d＋１個の加
算値（メモリ出力値と合成誤差の加算値）を得る。N_xL
をmodとして第２のカウント変数I2からK_dを引いた整数
Ｋを計算Ｋを計算する〔Ｋ＝I2−K_d（mod N_xL）〕。次
に、Ｘ〔ｍ〕に所定の正の比率C_m（ｍ＝0,1,……,2K_d）
を掛けた値を加算合成した新しい更新値を得て、ラム領
域内のメモリ値Ｍ〔Ｋ〕として次の更新時まで格納保存
する。すなわち、 とする。ここに、比率C_mには次の関係がある。 その後に、（11）の動作に復帰する。 本実施例のように、更新保存手段4Hに加重平均を取る演
算を挿入したり、制御信号作成手段4Bにおいて使用する
メモリ出力値作成手段4Gの第一のメモリ出力値V0（Ｖ
〔P_x〕）と更新保存手段4Hにおいて使用するメモリ出力
値作成手段4Gの第二のメモリ出力値Ｖ

〔０〕の間に所定
のズレ（Ｖ〔P_x〕がＶ

〔０〕よりも進んでいる）を設け
るならば、制御系全体の動作も安定になることを確認し
た。特に、その利用タイミングに関係するP_xやQ_aの値は
合成誤差作成手段4Eの演算項数F_dに深く関係し、（QP_x-
Q_a）≧（Ｑ＋F_d）/2にしたほうが良いこともわかった。
これは、メモリ出力値作成手段4Gの同一のメモリ出力値
（たとえば、Ｖ

〔０〕）の更新保存手段4Hにおける利用
タイミングに較べて制御信号作成手段4Bにおける利用タ
イミングを、速度検出器３の検出回数に換算したとき
に、（Ｑ＋F_d）/2回以上早くすることを意味する。 第５図に制御系全体の安定性を考慮にいれた補償器４の
他のプログラム例を示す。ここでは、メモリ出力値作成
手段におけるメモリ出力値の計算の仕方および準備の個
数と、制御信号作成手段におけるメモリ出力値作成手段
のメモリ出力値の利用の仕方を改良している。次に、そ
の動作について詳細に説明する（全体の構成は第２図と
同じであり、説明を省略する）。 （21）〈回転誤差検出手段5A〉 まず、演算器５は速度検出器３のフリップフロップ35の
出力信号ｑを入力し、信号ｑが“H"となるのを待ってい
る。すなわち、速度検出器３が交流信号ａの（半）周期
を検出し、新しいディジタル信号ｂを出力するのをモニ
タしている。ｑが“H"になると、速度検出器３のディジ
タル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号ｂに対応する
速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リセット
信号ｒを所定時間“H"にして速度検出器３のカウンタ34
とフリップフロップ35をリセットする。所定の基準値Sr
efから速度検出値Ｓを引いて、その値をＲ倍（ここに、
Ｒは所定の正の定数）し、モータ１の現時点での回転誤
差Ｅを計算する〔Ｅ＝Ｒ・（Sref-S）〕。 （22）〈制御信号作成手段5B〉 後述するメモリ出力値作成手段によるメモリ出力値V0と
現時点の回転誤差Ｅを所定の比率D:1にて演算合成し、
制御信号値Ｙを計算する （Ｙ＝Ｅ＋Ｄ・V0）。制御信号値ＹをD/A変換器７に出
力し、Ｙの値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変
換する。 （23）〈回転誤差時系列の保存5C〉 後述の第１のカウント変数I1に対応したメモリ値Ｆ〔I
1〕に現時点の回転誤差Ｅを格納保存しておく（Ｆ〔I
1〕＝Ｅ）。 （24）〈第１のカウント手段5D〉 Ｑをmod（法）として、新しい速度検出値Ｓを得る毎に
第１のカウント変数I1をカウントアップしていく。I1が
Q_a（ここに、Q_aはＱよりも小さい整数）に等しくなると
メモリ出力値V0を後述のＶ〔P_x〕に変更し、I1がQ_aに等
しくない場合にはこのような変更動作を行わない。これ
により、I1＜Q_aの範囲ではV0＝Ｖ〔P_x−１〕（後述）に
なり、I1≧Q_aの範囲ではV0＝Ｖ〔P_x〕になっている。さ
らに、I1が０ならば（25）以降の動作を実行し、I1が０
でないならば（21）の動作に復帰する。 （25）〈合成誤差作成手段5E〉 前述の回転誤差時系列の保存動作によってＦ〔ｍ〕（ｍ
＝0,1,……，Q-1）には連続するＱ個の回転誤差が保存
されている。このなかのF_d個の最新の回転誤差Ｆ〔Q-
m〕（ｍ＝1,2,……，F_d）にそれぞれ所定の比率B_m（ｍ
＝1,2,……，F_d）を掛けた値を加算合成して、合成誤差
E_gを作り出す〔（１），（２），（３）式〕。 （26）〈第２のカウント手段5F〉 N_x・Ｌをmod（法）として、第１のカウント変数I1が０
になる毎に（新しい速度検出値ＳをＱ個得る毎に）第２
のカウント変数I2をカウントアップしていく。 （27）〈メモリ出力値作成手段5G〉 レジスタ変数Ｘ〔ｍ＋１〕の内容をＸ〔ｍ〕に順番に転
送した後に（ｍ＝0,1,2,……,2K_d−１）、N_xLをmodとし
て第２のカウント変数I2にP_x＋K_d（P_xは１以上で３以下
の整数であり、K_dは１以上の整数）を足した整数Ｊを計
算する〔Ｊ＝I2＋P_x＋Q_x（mod N_xL）〕。ラム領域内のN
_x個のメモリ値群Ｍ〔J-nL(mod N_xL）〕（ｎ＝1,……，N
_x）を使って次式によって算出した算出値をＸ〔２K_d〕
に入れる。 ここに、W_nの値は（５），（６）式および（７）式を満
たしている。すなわち、Ｘ〔２K_d〕からＸ

〔０〕に連続
する２K_d＋１個の算出値（Ｌ間隔ずつ離れたN_x個のメモ
リ値から求めた算出値）を得ている。次に、レジスタ変
数Ｖ〔ｍ＋１〕の内容をＶ〔ｍ〕に順番に転送した後に
（ｍ＝0,1,……，P_x−１）、Ｘ〔ｍ〕（ｍ＝0,1,……,2
K_d）に所定の正の比率C_m（ｍ＝0,1,……,2K_d）を掛けた
値を加算合成した最新のメモリ出力値を得て、Ｖ〔P_x〕
に入れる。 ここに、比率C_mには（10），（11）式の関係がある。す
なわち、Ｖ〔P_x〕からＶ

〔０〕に連続するP_x＋１個のメ
モリ出力値を得ている。このとき、実質的にＶ〔P_x〕を
計算する時の（12）式中の整数ＪをJ1とし、実質的にＶ

〔０〕を計算する時の（12）式中の整数J2とすると、J1
＝J2＋P_xの関係がある。すなわち、Ｖ〔P_x〕とＶ

〔０〕
の間には整数P_xに対応したズレがある。次に、メモリ出
力値V0をＶ〔P_x−１〕にする（V0＝Ｖ〔P_x−１〕）。 （28）〈更新保存手段5H〉 メモリ出力値作成手段によって作成された古いメモリ出
力値Ｖ

〔０〕と合成誤差E_gを1:1の比率にて演算合成し
で更新値を計算し、第２のカウント変数I2に対応したラ
ム領域内のメモリ値Ｍ〔I2〕を更新し（Ｍ〔I2〕＝E_g＋
Ｖ

〔０〕）、次の更新時まで格納保存する。その後に、
（21）の動作に復帰する。 本実施例のように、メモリ出力値作成手段5Gに加重平均
を取る演算および複数個のメモリ出力値を準備する演算
を挿入し、制御信号作成手段5Bにおいて使用するメモリ
出力値作成手段5Gの第一のメモリ出力値V0（Ｖ〔P_x〕）
と更新保存手段5Hにおいて使用するメモリ出力値作成手
段5Gの第二のメモリ出力値Ｖ

〔０〕の間に所定のズレ
（Ｖ〔P_x〕がＶ

〔０〕よりも進んでいる）を設けておく
と、制御系全体の動作も安定になる。この場合も、（QP
_x-Q_a）≧（Ｑ＋F_d）/2にするほうが良い。 なお、比率W_nやC_mによる演算は上記の形に限られるもの
ではなく、上記のプログラムの内容を実質的に実現する
ものであればよく、各種の等価的な式変形が可能である
ことは言うまでもない。また、新しい回転誤差が得られ
た時に、最初に制御信号作成手段による新しい制御信号
の出力動作を行い、その後に、メモリ出力値作成手段に
よって次のサンプリング時点で使用するメモリ出力値を
計算するようになすならば、メモリ出力値作成手段の演
算時間を長くとれると共に、制御信号の出力までの時間
遅れを短くできるので、制御系の安定性を確保し易い。 前述の各実施例では、速度検出器によってモータの回転
速度のみを検出するようにしたが、これ以外にモータの
回転位相を周知の位相検出器によって検出し、その両者
を合成して回転誤差としてもよく、本発明に含まれるこ
とは言うまでもない。また、補償器の出力をディジタル
信号やPWM信号（パルス幅変調信号）にしたり、電力増
幅器（駆動手段）の出力信号をPWM信号にしてもよい。
また、モータにブラシレス直流モータを用いても良い。
さらに、補償器をPLA（プログラマブル・ロジック・ア
レイ）等により完全なハードウェアによって構成し、前
述のプログラムによる動作と同じ動作をおこなわせるよ
うにしてもよい。また、アナログ的な演算素子を利用す
るようにしてもよい。その他、本発明の主旨を変えずし
て種々の変更が可能である。 発明の効果 本発明のモータの速度制御装置は、メモリ数を大幅に削
減しながらも、特定の周波数に於いて極めて良好な制御
特性を有し、負荷トルクの変動による回転速度の変動が
大幅に低減されている。従って、本発明に基づき、ビデ
オテープレコーダのキャプスタンモータを構成するなら
ば、高性能なモータの速度制御装置を経済的に構成でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は第２図の補償器の内蔵プログラムの一例を示す
フローチャート図、第２図は本発明の実施例の全体の構
成図、第３図は第２図の速度検出器の具体的な構成例を
表す構成図、第４図は本発明の補償器の内蔵プログラム
の他の例を表すフローチャート図、第５図は本発明の補
償器の内蔵プログラムの他の例を表すフローチャート図
である。 １……モータ、２……回転センサ、３……速度検出器、
４……補償器、５……演算器、６……メモリ、７……D/
A変換器、８……電力増幅器、10……負荷、1A,4A,5A…
…回転誤差検出手段、1B,4B,5B……制御信号作成手段、
1E,4E,5E……合成誤差作成手段、1G,4G,5G……メモリ出
力値作成手段、1H,4H,5H……更新保存手段。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】モータの回転速度に応じた周期の交流信号
   を生じる回転センサと、前記回転センサの交流信号によ
   り前記モータの１回転当たりZq回（ここに、Zqは８以上
   の整数）の検出を行う速度検出手段と、前記速度検出手
   段の検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段
   と、前記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動
   する駆動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検
   出手段が新しい検出信号を得る検出タイミング毎に、前
   記検出信号に基づいて新しい回転誤差を得る回転誤差検
   出手段と、Nx・Ｌ個（ここに、Nxは１以上の整数、Ｌは
   ４以上の整数）の順序づけられたメモリ値を格納保存す
   るメモリ手段と、前記回転誤差検出手段の複数個の回転
   誤差を演算合成した合成誤差を作り出す合成誤差作成手
   段と、前記回転誤差検出手段が新しい回転誤差をＱ回
   （ここに、Ｑは２以上の整数）得るタイミングを更新タ
   イミングとして、前記Nx・Ｌ個のメモリ値を順番に前記
   合成誤差作成手段の合成誤差とメモリ出力値作成手段の
   メモリ出力値を演算合成した更新値によって更新保存す
   る更新保存手段と、Nxが１の場合には少なくとも１個の
   メモリ値を使い、Nxが２以上の場合には更新間隔が前記
   更新タイミングのＬ倍以上離れたNx個のメモリ値群を少
   なくとも１組使って、前記更新タイミングに同期して前
   記メモリ出力値を作り出す前記メモリ出力値作成手段
   と、前記検出タイミング毎に前記回転誤差検出手段の回
   転誤差と前記メモリ出力値作成手段のメモリ出力値を演
   算合成して前記制御信号を作り出す制御信号作成手段を
   含んで構成されたモータの速度制御装置。
2. 【請求項２】Ｌ＝（Zq/Q）・ｋ（ここに、ｋは１以上の
   整数）としたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載のモータの速度制御装置。