JPH0682967B2

JPH0682967B2 - データ通信用無線受信装置

Info

Publication number: JPH0682967B2
Application number: JP63281132A
Authority: JP
Inventors: 勘四郎樫木; 久雄岩崎; 交二安川
Original assignee: EI TEI AARU KODENPA TSUSHIN KENKYUSHO KK
Current assignee: EI TEI AARU KODENPA TSUSHIN KENKYUSHO KK
Priority date: 1988-11-07
Filing date: 1988-11-07
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPH02126734A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野この発明は複数のアンテナ素子を用いて送受信ビームの
指向利得を制御する形式のアンテナのビーム形成方式を
用いたデータ通信用無線受信装置に関する。

従来の技術近年、移動体通信システム用のアンテナには、広角でか
つ高速なビーム走査が行える機能が要求されている。こ
れらの要求は、第８図に示すような多数の素子アンテナ
100、アンテナ100の出力信号を増幅する低雑音増幅器あ
るいはLNA101、移相器102及び位相制御器103から構成さ
れるフェーズドアレーアンテナで実現できる。また、各
アンテナ素子100で受信される信号の位相差を検出し、
移相器102で位相を制御した後に各信号を加算器104で加
え合わせることにより、例えば信号の到来方向に最大ゲ
インを有するビームを形成することができる。

第８図に示す通常のフェーズドアレーアンテナの場合
（無線周波数帯での位相制御）、素子数が大きくあるい
は周波数が高くなると、給電系（移相器、同軸ケーブル
等）を精度良く制御することが難しくなり、誤差が生じ
る。この誤差により到来方向に対するアンテナゲインを
最大にすることができなくなり、受信信号のSN比が劣化
する。

この問題点を解決する方法として、第９図に示すような
IF帯（中間周波）での受信信号処理系（ベースバンド帯
でも可能）でアンテナビーム方向を制御する方式か、レ
ーダシステムの分野で検討されている。この方式では、
局部発振信号を用いてダウンコンバータ106により受信
信号をIF帯に周波数変換し、バンドパスフィルタ107を
通した後、A/D変換器108においてA/D変換を行うことに
よりアナログ信号をディジタル信号に変換する。さら
に、各アンテナ出力信号の位相差を検出部109でディジ
タル的に検出し、位相を制御して加え合わせることによ
り、受信信号到来方向に対するアンテナゲインが最大に
なるようにアンテナビームパターンを形成している。こ
れは一般にDBF（Digital Beam Forming）システムと呼
ばれている。

発明が解決すべき課題上記従来方式では、受信信号としてレーダで用いられる
CW波（無変調波）のみを考慮している。無線通信におい
ては、通常、位相変調（PSK）波等の帯域広がりのある
変調波を用いるため、従来方式をそのまま用いると位相
差検出を行う場合のSN比が低く誤差が大きくなってしま
う。

従って、無線信号システムでは、PSK波のような変調信
号を用いて受信信号の到来方向に、高速かつ精度よくビ
ームを向ける（すなわち、形成する）ことが可能な方式
が必要であるが、現在のところ有効な方式は未だ知られ
ていない。

従って、この発明の目的はPSK波のような帯域広がりの
ある変調波を使用する通信システムにおいても利用でき
るアンテナビーム形成方法を用いたデータ通信用無線受
信装置を提供することを目的とするものである。

課題を解決する手段この発明に係るデータ通信用無線受信装置は、互いに所
定の間隔だけ離れかつ近接して設けられた複数のアンテ
ナ素子（１）と、送信装置で入力されたディジタルデータに従って予め所
定の角度変調方式で変調された後、上記複数のアンテナ
素子（１）で受信された複数の無線信号を受信する複数
の受信手段（2,3）と、上記複数の受信手段（2,3）によって受信された複数の
無線信号からそれぞれ基準搬送波を再生する複数の基準
搬送波再生手段（４）と、上記複数の受信手段（2,3）によって受信された複数の
無線信号をそれぞれ、入力される移相量だけ移相して出
力する複数の移相手段（６）と、上記複数の基準搬送波再生手段（４）によって再生され
た複数の基準搬送波に基づいて、上記複数の基準搬送波
のうち予め決められた１つの基準搬送波と、他の基準搬
送波との各位相差を検出して、上記検出した各位相差を
上記複数の基準搬送波を互いに同相とするための移相量
としてそれぞれ上記複数の移相手段（６）に出力する位
相検出手段（５）と、上記複数の移相手段（６）から出力される複数の無線信
号を同相で加算して出力する加算手段（７）とを備えた
ことを特徴とする。

作用以上のように構成されたデータ通信用無線受信装置にお
いては、上記複数のアンテナ素子（１）で受信された複
数の無線信号が、送信装置で入力されたディジタルデー
タに従って予め所定の角度変調方式で変調された信号で
あっても、変調データであるディジタルデータに依存せ
ずに、上記複数の受信手段（2,3）によって受信された
複数の無線信号を互いに同相になるように上記加算手段
（７）によって加算される。従って、各アンテナ素子
（１）で得られた信号を同相で合成することができ、そ
の受信信号の到来方向に対して利得を最大にするアンテ
ナビームを形成することができる。これによって、上記
加算手段（７）から出力される受信信号において、最大
の信号対雑音比を得ることができる。

この発明において、基準搬送波の位相が例えば、２相PS
Kでは２つの位相（０又はπ）、４相PSKでは４つの位相
（0,π，π/2,−π/2）のうちのいずれかに引き込まれ
る。どの位相に引込まれるかは全くランダムであり、あ
いまいさが生じる。このあいまいさは、各アンテナ素子
においてデータ再生を行い、各アンテナ素子に対する再
生データの相関をとることにより、もしくは、公知の通
り、各アンテナ素子の各受信信号に含まれる同期パター
ンを検出して検出された位相差に基づいて引込み位相を
等しくすることができる。

実施例原理無線通信信号が各アンテナ素子に到達する時刻は同じで
はなく、各アンテナ素子間の距離及び信号の到来角度に
よって定まる時間遅延が生じる。この時間遅延が各アン
テナでの受信信号間の位相差となる。

この位相差を検出し、さらに位相の補償を行えば、各ア
ンテナ素子で得られた信号を同相で足し合わせることが
でき、その受信信号の到来方向に対して利得を最大にす
るアンテナビームを形成することができる。

本方式は、位相差の検出のために、位相同期検波を行う
際に抽出される無変調基準搬送波を利用する。

アナログ回路で構成したアンテナビーム形成装置を示す
第１図（Ａ）を参照しながら、２相PSKの例につき、こ
の発明を説明する。Lindsey他“Telecommunication Sys
tems Engineering"に従うと、アンテナ素子＃１のコス
タスループにおいて以下の関係が成りたつ。

入力信号： x₁（ｔ）＝（2S）^1/2ｍ（ｔ）sin（ω₀t＋θ_１）（１）基準搬送波： r₁（ｔ）＝２（K₁）^1/2cos（ω₀t＋θ_１′）（２） θ_１′：θ_１の推定値ｍ（ｔ）：＋１又は−１（情報信号）とする。

yc（ｔ）＝（2SK₁Km）^1/2sin（θ_１−θ_１′）ｍ（ｔ）
（３） ys（ｔ）＝（2SK₁Km）^1/2cos（θ_１−θ_１′）ｍ（ｔ）
（４） ε（ｔ）＝SK₁Km m²（ｔ）sin（２θ_１−２θ_１′）＝SK₁Kmsin（２θ_１−２θ_１′）（５）但し、m²（ｔ）＝１そして、VCOは、式（５）の値が零になるように、即
ち、（θ_１−θ_１′）（位相推定誤差）が小さくなるよ
うにその出力位相（θ_１′）を制御する。θ_１′，
θ_２′，…，θ_Ｎ′は各コスタスループへの入力信号の
位相の推定値であり、これらの位相を用いて各信号x
₁（ｔ），…,x_Ｎ（ｔ）の位相差を検出する。

ε（ｔ）に制御される基準搬送波r₁（ｔ）は変調成分を
含んでおらず、即ち、CW波であるのでバンド幅は狭くで
きる。従って、そのSN比はコスタスループ入力信号のSN
比よりも、少なくとも10倍程以上は良くすることがで
き、位相差検出誤差を小さくすることができる。なお、
式（５）においてθ_１′はθ_１′＋πであってもε
（ｔ）は同じ値となる。これが引き込み位相のあいまい
さである。

本実施例のデータ通信用無線受信装置を示す第１図
（Ｂ）において、例えばマイクロストリップアンテナ等
を用いて構成され、互いに所定の間隔だけ離れてかつ近
接して設けられた複数Ｎ個のアンテナ素子１において受
信された信号は、低雑音信号増幅器にてなる増幅器２で
増幅され、次に周波数変換器３で、たとえば70MHzの中
間周波信号に周波数変換される。周波数変換された信号
は雑音電力を制限するバンドパスフィルタ３′を通過す
る。

バンドパスフィルタ３′の出力は２つに分けられ、一方
の信号は基準搬送波再生回路４に入力され、無変調の基
準搬送波が再生される。Ｎ個の基準搬送波は位相差検出
回路５に入力される。位相差検出回路５は、入力された
Ｎ個の基準搬送波に基づいて、Ｎ個の基準搬送波のうち
予め決められた１つの基準搬送波と、他の基準搬送波と
の各位相差を検出して、上記検出した各位相差をＮ個の
基準搬送波を互いに同相とするための移相量としてそれ
ぞれＮ個の移相器６に出力する。これに応答して、移相
器６はＮ個の信号が同位相になるようにバンドパスフィ
ルタ３′から出力される信号の位相を制御し、その後に
これらの位相制御された信号は加算器７により同相で加
算されて合成される。

受信通信信号は電圧和で、また、LNA等で発生する雑音
は電力和で合成されるので、加算器出力の信号対雑音電
力比（SN比）はアンテナ素子数Ｎを増やすにつれて高く
なる。

加算器７の出力は復調器８で検波されディジタルデータ
が再生される。

上述の実施例における基準搬送波再生回路４の詳細例を
第２図に示す。

第２図はＭ逓倍法を用いた基準搬送波再生回路である。
Ｍ相のPSK（Phase Shift Keying）信号は、cos（ω₀t＋
φ＋θ）で表わされる。φは情報を伝達する位相情報で
あり、Ｍ相の場合、φ＝ｎ×２π/M（ｎ＝0,1,…,M−
１）である。Ｍ逓倍器11は入力信号をＭ乗し、バンドパ
スフィルタ12は中心周波数Mf₀（ω_０＝２πf₀）の狭帯
域フィルタである。バンドパスフィルタ12の出力は以下
に示されるように、変調成分（φ）が除去された中心周
波数がMf₀の無変調波である。

cos（Ｍω₀t＋Ｍφ＋Ｍθ）＝cos（Ｍω₀t＋Ｍ×ｎ×２π/M＋Ｍθ）＝cos（Ｍω₀t＋Ｍθ）位相同期ループ（PLL）13は中心周波数Mf₀の周波数成分
を追尾し、狭帯域フィルタとして動作し、雑音による位
相ジッタの少ない無変調波を出力する。位相同期ループ
13で得られた信号は、1/M分周期14により分周され、位
相θを含んだ信号cos（ω₀t＋θ）を得ることができ
る。

第３図はコスタスループを用いた基準搬送波再生回路４
（２相PSK波の場合。第１図（Ａ）と同じ）を示す。バ
ンドパスフィルタ３′の出力は基準搬送波再生回路４に
入力され、次にその信号は２分割され、一方は電圧制御
発振器、限ち、VCO25の出力と、他方はVCO25の出力をπ
/2だけ位相シフトした信号と、乗算器21によりかけ合わ
される。乗算器21出力は零周波数付近の成分と2f₀（ω
_０＝２πf₀）近傍の成分より成る。ローパスフィルタ22
は零周波数付近の成分のみを通過させ、その帯域幅は２
層PSK波の場合は、伝送ビットレート程度である。２つ
のローパスフィルタ22の出力は乗算器23によりかけ合わ
され、変調成分が除去された無変調正弦波ε（ｔ）が生
成される。

この無変調正弦波はVCO25を介してcos（ω₀t＋θ_１′）
信号として出力され、この信号は第１図（Ｂ）の位相差
検出回路５に供給される。

ローパスフィルタ24は雑音を除去する機能を有してお
り、帯域幅を狭くすればそのSN比は高くすることは可能
である。ただし、受信信号の周波数が変動する場合に
は、帯域幅を狭くすると、位相同期がはずれ易くなるの
で、むやみに帯域幅を狭くはできない。

VCO25の出力は中心周波数f₀の正弦波であり、その位相
はフィルタ24から出力される信号sin（２（θ−
θ′）），（θ：コスタスループへ入力される通信信号
の位相、θ′:VCOの出力位相、θ−θ′：位相推定誤
差）に基づいて位相の進みあるいは遅れが制御される。
即ち、VCO25はθとθ′の差が常に零となるように動作
する。

π/2位相シフタ26はVCO出力から２つの直交する信号を
作り出す為にπ/2だけ位相シフトを行う機能を有する。

第４図は、VCOを零周波数付近で動作させた場合のコス
タスループの構成法であり、動作は第３図と基本的に等
価である。

第４図において、乗算器31に入力される２つの信号、即
ちバンドパスフィルタ３′の出力信号と局部発振器35の
出力信号の中心周波数はほぼ等しく設定されている。LP
F32は乗算器31の出力の2f₀成分を除去し、さらにベース
バンド帯の雑音帯域の制限を行う機能を有する。帯域幅
は２相PSK波の場合、ビットレート程度である。

第３図の例と比較すると、異なる点は、VCO25がほぼ零
周波数近傍で動作する点、乗算器33と34との間にローパ
スフィルタが不要（LPF32がある為）である点、VCO25と
２つの乗算器33との間にπ/2位相シフタが不要である点
である。

第４図において、ローパスフィルタ32以降、即ち、同図
中の点線より右の部分はディジタル処理に置き換えるこ
とができる。その為には第７図に示すようにローパスフ
ィルタ（LPF）32の出力後にビットレートの２倍程度
（２相PSKの場合）の速度でサンプリングするA/D変換器
36を配置する必要がある。ディジタル信号処理回路37は
第４図に示すようなコスタスループの機能、さらには第
１図（Ｂ）に示す移相器６、加算器７、復調器８の機能
をディジタル的に実現している。

位相のあいまいさを除去する方法２相PSKの場合、引込み位相は０又はπのあいまいさが
ある。引込み位相が他と異なると復調ディジタルデータ
は反転する。この性質を利用すると、たとえば、第５図
の方式で位相のあいまいさを除去することができる。但
し、この方式の場合、総てのアンテナ素子は、復調器を
備え、データを再生する機能を有する必要がある。第３
図、第４図に示すコスタスループを用いた実施例ではys
（ｔ）を用いることにより、データを再生することがで
きる。この機能は第１図（Ａ）では引込み位相検出部
に、第１図（Ｂ）では、位相差検出部５に含まれてい
る。

第５図はアンテナ素子＃１と＃２における位相あいまい
さを除去する為の方式構成である。他の全ての素子を比
較すれば、全ての素子の引込み位相を等しくすることが
できる。

ビット比較器40には０又は１のディジタルデータが各ア
ンテナ素子から入力される。それらデータをビット毎に
比較し、例えば一致していれば１を不一致なら０を出力
する。位相制御器にはカウンタが内蔵されており、たと
えば、“Ｎビット中にN/2ビット以上一致していれば引
込み位相が一致している”なる判定を行うことにより引
込み位相のあいまいさを除去することができる。

他には、第６図の方式も用いることができる。即ち、１
又は０の判定を行う前のベースバンド信号（第３図にお
けるys（ｔ）：判定器への入力信号。平均値零のNRZ信
号。たとえば、データ“0"に対して電圧＋Ｖ、データ
“1"に対して電圧−Ｖ）を用い、２つのアンテナ素子に
対するベースバンド信号をビット毎に掛け合わせる。位
相制御器には加算器が内蔵されており、Ｎビットについ
て和をとり、その和信号の正負により位相のあいまいさ
を除去することが可能とである。

第６図において乗算器を加算器（あるいは引算器）に変
え、加算器出力の絶対値をＮビットについて和をとり、
その和信号の値により引き込み位相の判定を行い、あい
まいさを除去する方式も可能である。

なお、第１図（Ｂ）において移相器６と加算器７との間
に振幅制御器を挿入して、位相に加えて振幅も制御す
る。このような構成により、たとえば不要信号（干渉
波）の到来方向のアンテナゲインを低下させることがで
きることになり、従って、不要波による受信特性劣化を
抑えることのできるアンテナシステムを構成することも
可能となる。

また全てのアンテナ素子において位相差を検出する必要
はなく、例えばアンテナ素子１つおきに位相差を検出
し、位相差を検出しないその他の素子については内挿
し、その値に基づいて位相制御を行うような構成も可能
である。

さらに、以上の説明では受信アンテナを想定してアンテ
ナ利得の制御方法について述べてきた。２局間で双方向
通信を行っているシステムでは、受信アンテナで検出さ
れたアンテナ素子間の位相差に基づいて、信号送信用の
アレイアンテナから出力される各通信信号の位相を制御
すれば、同様に送信アンテナ利得の制御を行うことが可
能となる。

以上変復調方式としては２相PSKを例にとって説明して
きたが、本発明に基づくアンテナビーム形成方式は、位
相同期検波が可能な変復調方式を採用している通信シス
テム、例えば２相PSK以外に４相PSK、多値PSK、MSK（Mi
nimum Shift Keying）、FSK、QAM（Quadrature Amplitu
de Modulation）等を用いたシステムにも適用できる。

発明の効果以上詳述したようにこの発明に係るデータ通信用無線受
信装置によれば、PSK波のような帯域広がりのある変調
波を使用する通信システムにおいても、受信信号の到来
方向に対する利得が最大になるようにアンテナビームの
制御を行うことができ、受信信号の信号対雑音比を最大
にすることができるという特有の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）はこの発明の原理を示すブロック図、第１
図（Ｂ）はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２
図、第３図、第４図は第１図（Ｂ）の実施例に用いる基
準搬送波再生回路の一例を示すブロック図、第５図、第
６図は位相のあいまいさを除く回路の一例を示すブロッ
ク図、第７図は第４図の実施例をディジタル処理回路で
構成する際のブロック図、第８図と第９図は従来のアン
テナビーム形成装置の例を示すブロック図である。１……アンテナ素子、２……増幅器、３……周波数変換
器、４……基準搬送波再生回路、５……位相差検出回
路、６……移相器、７……加算器、８……復調器。

フロントページの続き (72)発明者安川交二京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５番地株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに所定の間隔だけ離れかつ近接して設
けられた複数のアンテナ素子（１）と、送信装置で入力されたディジタルデータに従って予め所
定の角度変調方式で変調された後、上記複数のアンテナ
素子（１）で受信された複数の無線信号を受信する複数
の受信手段（2,3）と、上記複数の受信手段（2,3）によって受信された複数の
無線信号からそれぞれ基準搬送波を再生する複数の基準
搬送波再生手段（４）と、上記複数の受信手段（2,3）によって受信された複数の
無線信号をそれぞれ、入力される移相量だけ移相して出
力する複数の移相手段（６）と、上記複数の基準搬送波再生手段（４）によって再生され
た複数の基準搬送波に基づいて、上記複数の基準搬送波
のうち予め決められた１つの基準搬送波と、他の基準搬
送波との各位相差を検出して、上記検出した各位相差を
上記複数の基準搬送波を互いに同相とするための移相量
としてそれぞれ上記複数の移相手段（６）に出力する位
相検出手段（５）と、上記複数の移相手段（６）から出力される複数の無線信
号を同相で加算して出力する加算手段（７）とを備えた
ことを特徴とするデータ通信用無線受信装置。