JPH0682982B2 - 水晶制御発振器 - Google Patents
水晶制御発振器Info
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- JPH0682982B2 JPH0682982B2 JP2157814A JP15781490A JPH0682982B2 JP H0682982 B2 JPH0682982 B2 JP H0682982B2 JP 2157814 A JP2157814 A JP 2157814A JP 15781490 A JP15781490 A JP 15781490A JP H0682982 B2 JPH0682982 B2 JP H0682982B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
- H03B5/368—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current the means being voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0006—Clapp oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0012—Pierce oscillator
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- H03B7/00—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes
- H03B7/02—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B7/06—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、バルク波と弾性表面波双方の水晶制御発振器
に関する。
に関する。
［従来技術］ HFからUHFまでの周波数帯域の水晶制御発振器の製造に
おいて、しばしば起こる１つの問題は、発振器のなかに
規定動作条件のすてのもとでは起動しないものがあるこ
とである。これは、コルピック・クラップ、ピアスの３
つの普通の発振器のすべてで起こっていた。確実な起動
を保証するため、発振器製作者は、起動しないものを排
除するため、過酷な温度で発振器を試験したり、或いは
水晶振動子やトランジスタを特別に選別する手段を講じ
てきた。出来ればこのような費用を無くしたいのは明ら
かである。
おいて、しばしば起こる１つの問題は、発振器のなかに
規定動作条件のすてのもとでは起動しないものがあるこ
とである。これは、コルピック・クラップ、ピアスの３
つの普通の発振器のすべてで起こっていた。確実な起動
を保証するため、発振器製作者は、起動しないものを排
除するため、過酷な温度で発振器を試験したり、或いは
水晶振動子やトランジスタを特別に選別する手段を講じ
てきた。出来ればこのような費用を無くしたいのは明ら
かである。
起動しない明らかな理由は、小さい信号では個々のトラ
ンジスタ増幅器で作られる負性特性が、水晶振動子の振
振動抵抗に打ち勝つだけの大きさがないことである。２
つの抵抗の合計は、起動すべき発振器に対してゼロより
大きくてはならない。
ンジスタ増幅器で作られる負性特性が、水晶振動子の振
振動抵抗に打ち勝つだけの大きさがないことである。２
つの抵抗の合計は、起動すべき発振器に対してゼロより
大きくてはならない。
振動子の振動抵抗は、音波を出すために使われる電極構
造の関数であることは良く知られている。しかし具合の
悪いことに、振動抵抗を小さくする構造変更は、同時に
電極間キャパシタンスを増加させる。このキャパシタン
スは振動子の直列共振回路をシャントし、振動子が“引
込まれる”ことのできる周波数範囲を制限する。事実、
直列共振キャパシタンスのシャント・キャパシタンスに
対する比は、振動子の同調能力に有利となると考えられ
ている。この比は弾性表面波（SAW）振動子の場合に特
に小さい。
造の関数であることは良く知られている。しかし具合の
悪いことに、振動抵抗を小さくする構造変更は、同時に
電極間キャパシタンスを増加させる。このキャパシタン
スは振動子の直列共振回路をシャントし、振動子が“引
込まれる”ことのできる周波数範囲を制限する。事実、
直列共振キャパシタンスのシャント・キャパシタンスに
対する比は、振動子の同調能力に有利となると考えられ
ている。この比は弾性表面波（SAW）振動子の場合に特
に小さい。
振動抵抗とシャント・キャパシタンスの不利な交換の結
果として、起動問題に加えて、これらの周波数帯域の水
晶制御発振器は非常に狭い引込み範囲となる。フェーズ
・ロックド・ループのような可変周波数が必要とされる
ところでは、既知の回路では、共振状態で水晶振動子が
動作する場合の高いＱを得ることは不可能である。それ
らは、振動子をリクティブ要素又は遅延線のいずれかと
して用いる。これらは、低いＱとなり、実質的な発振器
ノイズとなる。
果として、起動問題に加えて、これらの周波数帯域の水
晶制御発振器は非常に狭い引込み範囲となる。フェーズ
・ロックド・ループのような可変周波数が必要とされる
ところでは、既知の回路では、共振状態で水晶振動子が
動作する場合の高いＱを得ることは不可能である。それ
らは、振動子をリクティブ要素又は遅延線のいずれかと
して用いる。これらは、低いＱとなり、実質的な発振器
ノイズとなる。
本発明の目的は、特別な部品や要素の選別をしなくても
製造し得る、信頼性を持って起動する水晶制御発振器を
提供することである。
製造し得る、信頼性を持って起動する水晶制御発振器を
提供することである。
本発明の他の目的は、水晶振動子は共振点で動作するた
め、広い引込み範囲をもち、非常に低いノイズの可変周
波数水晶制御発振器を提供することである。
め、広い引込み範囲をもち、非常に低いノイズの可変周
波数水晶制御発振器を提供することである。
［発明の概要］ 起動問題を解決するために、第１トランジスタは、水晶
振動子に接続されるベース電極に比較的高いインピーダ
ンス入力を与え、エミッタ電極に比較例的低いインピー
ダンス出力を与えるための接地コレクタ・エミッタ・ホ
ロワの形で接続される。接地ベースの形でバッファとし
て接続された第２トランジスタは、第１トランジスタ出
力へ接続された比較的低いインピーダンスの入力、及び
負荷へ接続するための比較的高いインピーダンス出力を
有する。
振動子に接続されるベース電極に比較的高いインピーダ
ンス入力を与え、エミッタ電極に比較例的低いインピー
ダンス出力を与えるための接地コレクタ・エミッタ・ホ
ロワの形で接続される。接地ベースの形でバッファとし
て接続された第２トランジスタは、第１トランジスタ出
力へ接続された比較的低いインピーダンスの入力、及び
負荷へ接続するための比較的高いインピーダンス出力を
有する。
振動子と高インピーダンス・トランジスタ入力との間に
接続されたインダクタ及び高インピーダンス入力に接続
された可変キャパシタンス（そのキャパシタンスの値は
水晶振動子のシャント・キャパシタに近い値である）を
含むインピーダンス・インバータは、水晶振動子のシャ
ント・キャパシタを吸収して、振動子の影響を、直列共
振回路から、広い同調が可能な並列共振回路へコンバー
トする。
接続されたインダクタ及び高インピーダンス入力に接続
された可変キャパシタンス（そのキャパシタンスの値は
水晶振動子のシャント・キャパシタに近い値である）を
含むインピーダンス・インバータは、水晶振動子のシャ
ント・キャパシタを吸収して、振動子の影響を、直列共
振回路から、広い同調が可能な並列共振回路へコンバー
トする。
［実施例の説明］ 動作理論は下記の通りである。
第１図の水晶振動子の等価回路で、水晶振動子は、電極
間キャパシタンスC0でシャントされたＬＲＣＲＲＲの直
列組み合わせによる共振として表すことができる。
間キャパシタンスC0でシャントされたＬＲＣＲＲＲの直
列組み合わせによる共振として表すことができる。
バルク波、又は弾性表面波（SAW）のいずれかのHFからU
HFの周波数で動作する代表的水晶振動子に対して、動抵
抗ＲＲは20から60オームの比較的高い値である。一方、
ピアス、コルピッツ、又はクラップ振動回路では、低い
信号振幅における水晶振動子に対する負性抵抗は、20か
ら50オームの低い範囲にある。振動子の作抵抗と負性抵
抗の範囲の基本的不調和が、起動を困難にする原因であ
る。
HFの周波数で動作する代表的水晶振動子に対して、動抵
抗ＲＲは20から60オームの比較的高い値である。一方、
ピアス、コルピッツ、又はクラップ振動回路では、低い
信号振幅における水晶振動子に対する負性抵抗は、20か
ら50オームの低い範囲にある。振動子の作抵抗と負性抵
抗の範囲の基本的不調和が、起動を困難にする原因であ
る。
本発明に従えば、小信号でできる負性抵抗は、もし発振
器のトランジスタが、接地コレクタ、エミッタ・ホロワ
の形で接続されれば、実質的に増加させることができ
る。しかしこれは、そのような低い出力インピーダンス
では、回路は50オームの負荷で振動しない結果となる。
そのため、本発明では、第２トランジスタが、負荷に適
合した出力インピーダンスを与えるバッファーとして用
いられる。100オーム程度の負性本発明は、起動問題を
なくすことができる。
器のトランジスタが、接地コレクタ、エミッタ・ホロワ
の形で接続されれば、実質的に増加させることができ
る。しかしこれは、そのような低い出力インピーダンス
では、回路は50オームの負荷で振動しない結果となる。
そのため、本発明では、第２トランジスタが、負荷に適
合した出力インピーダンスを与えるバッファーとして用
いられる。100オーム程度の負性本発明は、起動問題を
なくすことができる。
そのような高い負性抵抗を使えば、引込み範囲の周限を
大幅に改善できる。第１図の水晶振動子のシャントキャ
パシタC0について考えると、もしC0がなければ、振動子
に直列に入れられた追加キャパシタンスは、ＣＲを減ら
し、共振周波数を変化させる効果をもつ。回路の品質係
数Ｑの低下は、追加された可変キャパシタの抵抗による
ものである。しかし、C0の存在は、そのような簡単な追
加を防止できる。
大幅に改善できる。第１図の水晶振動子のシャントキャ
パシタC0について考えると、もしC0がなければ、振動子
に直列に入れられた追加キャパシタンスは、ＣＲを減ら
し、共振周波数を変化させる効果をもつ。回路の品質係
数Ｑの低下は、追加された可変キャパシタの抵抗による
ものである。しかし、C0の存在は、そのような簡単な追
加を防止できる。
しかし、Ｚout＝K2/Zinで定義される第２図のインピー
ダンス・インバータを考えると、もし水晶振動子がイン
ピーダンス・インバータの入力端子に接続されていると
すれば、それは、第１図の直列RLC回路の代わりに、出
力側から見た並列RLC回路となる。
ダンス・インバータを考えると、もし水晶振動子がイン
ピーダンス・インバータの入力端子に接続されていると
すれば、それは、第１図の直列RLC回路の代わりに、出
力側から見た並列RLC回路となる。
理論では、インダクタンス直列アームを持つパイ回路の
形のインピーダンス・インバータは、負性インダクタン
スのシャントアームを持たなければならない。しかし幸
いに、たとえこれらが“広い同調可能”と見られていて
も、水晶振動子は非常に狭帯域のデバイスである。狭帯
域動作の理論的インピーダンス・インバータの非常に適
した近似は、実際の受動部品を用いて作ることができ
る。Ｌｉは直列インダクタンスの値、Ｃｉはシャント・
キャパシタンスの値である第３図のパイ・セクション
は、次式が満足されるとき、周波数f0においてインピー
ダンス反転を行う。
形のインピーダンス・インバータは、負性インダクタン
スのシャントアームを持たなければならない。しかし幸
いに、たとえこれらが“広い同調可能”と見られていて
も、水晶振動子は非常に狭帯域のデバイスである。狭帯
域動作の理論的インピーダンス・インバータの非常に適
した近似は、実際の受動部品を用いて作ることができ
る。Ｌｉは直列インダクタンスの値、Ｃｉはシャント・
キャパシタンスの値である第３図のパイ・セクション
は、次式が満足されるとき、周波数f0においてインピー
ダンス反転を行う。
２πf0Lｉ＝1/（２πf0Cｉ） これはちなみに、＝Ｋ さらに、本発明によれば、問題のキャパシタンスC0は、
それを事実上消滅させるインバータ入力シャント・キャ
パシタンスＣｉになることができる。水晶振動子を表す
直列共振回路は、インピーダンス・インバータの出力に
おける並列共振回路となる。出力インバータ・キャパシ
タンスＣｉの僅かな変化は、共振周波数を直接変える水
晶振動子による並列キャパシタンスに直接加わる。その
結果は、その周波数を、安定性に対して追加ノイズや損
失が非常に少なく、比較的広範囲に変えることのできる
大きく改善された水晶振動子回路となる。
それを事実上消滅させるインバータ入力シャント・キャ
パシタンスＣｉになることができる。水晶振動子を表す
直列共振回路は、インピーダンス・インバータの出力に
おける並列共振回路となる。出力インバータ・キャパシ
タンスＣｉの僅かな変化は、共振周波数を直接変える水
晶振動子による並列キャパシタンスに直接加わる。その
結果は、その周波数を、安定性に対して追加ノイズや損
失が非常に少なく、比較的広範囲に変えることのできる
大きく改善された水晶振動子回路となる。
本発明の特に有用な実施例は、第４図の回路図に示さ
れ、それは例えば600MHz近くで動作するSAW発振器であ
る。SAW振動子10の一端は大地へ接続され、他端はイン
ダクタ12とカップリング・キャパシタ14を介して、トラ
ンジスタ16のベースに接続される。SAW振動子10の固有
シャント並列寄生キャパシタンスはキャパシタ11として
示されている。トランジスタ16のコレクタは動作電圧源
Ｂ＋に接続され、エミッタは抵抗18を介して大地へ接続
される。バイアス抵抗19と20はトランジスタ16のベース
をＢ＋と大地へ夫々接続する。インダクタ12とキャパシ
タ14の間の接合点は数経路を経て大地へシャントされ
る。１つの経路はインダクタンス22である。第２の経路
は、２つのバラクタ・ダイオード24、25とキャパシタン
ス26の直列組合せである。第３の経路は、インダクタン
ス29とキャパシタ30の並列組み合わせと直列の抵抗28を
含んでいる。バラクタ・ダイオード24と25の間の接合点
は、抵抗32を介して温度補償電圧33へ接続され、バラク
タ・ダイオード25とキャパシタ26間の接合点は、抵抗35
と36からなる分圧器を介して周波数調整電圧源37へ接続
される。
れ、それは例えば600MHz近くで動作するSAW発振器であ
る。SAW振動子10の一端は大地へ接続され、他端はイン
ダクタ12とカップリング・キャパシタ14を介して、トラ
ンジスタ16のベースに接続される。SAW振動子10の固有
シャント並列寄生キャパシタンスはキャパシタ11として
示されている。トランジスタ16のコレクタは動作電圧源
Ｂ＋に接続され、エミッタは抵抗18を介して大地へ接続
される。バイアス抵抗19と20はトランジスタ16のベース
をＢ＋と大地へ夫々接続する。インダクタ12とキャパシ
タ14の間の接合点は数経路を経て大地へシャントされ
る。１つの経路はインダクタンス22である。第２の経路
は、２つのバラクタ・ダイオード24、25とキャパシタン
ス26の直列組合せである。第３の経路は、インダクタン
ス29とキャパシタ30の並列組み合わせと直列の抵抗28を
含んでいる。バラクタ・ダイオード24と25の間の接合点
は、抵抗32を介して温度補償電圧33へ接続され、バラク
タ・ダイオード25とキャパシタ26間の接合点は、抵抗35
と36からなる分圧器を介して周波数調整電圧源37へ接続
される。
トランジスタ16のエミッタはキャパシタ40とインダクタ
41の直列組合わせを介して第２トランジスタ43のエミッ
タに接続される。トランジスタ43のコレクタは、抵抗45
を介して動作電圧Ｂ＋へ接続され、エミッタは抵抗46を
介して大地へ接続される。キャパシタ48はトランジスタ
43のベース大地へ接続し、バイアス抵抗49と50は夫々Ｂ
＋と大地へ接続する。最後に、カップリング・キャパシ
タ52は、トランジスタ43のコレクタを発振器出力端子54
へ接続する。
41の直列組合わせを介して第２トランジスタ43のエミッ
タに接続される。トランジスタ43のコレクタは、抵抗45
を介して動作電圧Ｂ＋へ接続され、エミッタは抵抗46を
介して大地へ接続される。キャパシタ48はトランジスタ
43のベース大地へ接続し、バイアス抵抗49と50は夫々Ｂ
＋と大地へ接続する。最後に、カップリング・キャパシ
タ52は、トランジスタ43のコレクタを発振器出力端子54
へ接続する。
第４図の可変周波数発振器の動作と設計思想は、次の通
りである。
りである。
バイポーラ・トランジスタ16のエミッタ・ホロワ形は高
入力インピーダンスを有する。エミッタへ接続された低
インピーダンス容量性負荷によりトランジスタ16は水晶
振動子10に対して約150オームの負性抵抗を作り、これ
は、特別な振動子やトランジスタを選択しなくても、十
分優れた起動特性を保証するものである。バイアス抵抗
19と20は、少なくとも、それへの悪影響を実質的に防ぐ
レベル以上の大きさである。
入力インピーダンスを有する。エミッタへ接続された低
インピーダンス容量性負荷によりトランジスタ16は水晶
振動子10に対して約150オームの負性抵抗を作り、これ
は、特別な振動子やトランジスタを選択しなくても、十
分優れた起動特性を保証するものである。バイアス抵抗
19と20は、少なくとも、それへの悪影響を実質的に防ぐ
レベル以上の大きさである。
トランジスタ43は、インピーダンス変成のバッファとし
て働く。エミッタ側を見たその低インピーダンスは、ト
ランジスタ16に、低インピーダンス負荷を供給する。
て働く。エミッタ側を見たその低インピーダンスは、ト
ランジスタ16に、低インピーダンス負荷を供給する。
コレクタ抵抗45の抵抗値は十分高いので、発振器回路
を、通常約50オーム（必要ではないが）の出力54に接続
される負荷の駆動を可能にする。キャパシタ48はベース
電極をac接地する。実施例では、エミッタ抵抗18は、低
周波ノイズを減らすためのdcで負のフィーバックを与え
るために、意図的にバイパスされていない。
を、通常約50オーム（必要ではないが）の出力54に接続
される負荷の駆動を可能にする。キャパシタ48はベース
電極をac接地する。実施例では、エミッタ抵抗18は、低
周波ノイズを減らすためのdcで負のフィーバックを与え
るために、意図的にバイパスされていない。
２つの発振器トランジスタ16,43に結ばれているキャパ
シタ40とインダクタ41は、動作周波数の少し上の直列同
調回路を形成する。この同調回路は動作周波数における
妨害を排除し、スプーリアス周波数を防ぐ。
シタ40とインダクタ41は、動作周波数の少し上の直列同
調回路を形成する。この同調回路は動作周波数における
妨害を排除し、スプーリアス周波数を防ぐ。
振動子のシャント・キャパシタンス11、直列インダクタ
12、インダクタのシャント回路、バラクタ・ダイオード
24、25とキャパシタ26の直列組合わせは、本発明のイン
ピーダンス・インバータ60を構成する。要素22、24、2
5、26からなるシャントの脚は、動作周波数において、
振動子寄生シャント・キャパシタンス11と等しいキャパ
シタンスになる。従って、インダクタ12のインダクタン
スは、２πf0L12＝1/（２πf0C11）の関係を満たすよう
に選ばれる。ここでL12はインダクタ12のインダクタン
ス、C11は11のキャパシタンスである。キャパシタンス2
6は、バラクタ特性の傾斜を緩やかにし、同調をより直
線的にするため、普通のプラクテティスに従って、可変
キャパシタンス25に直列に加えられる。抵抗35、36は、
バラクタ・ダイオード25の最適動作点をセットするため
に選ばれる。適合バラクタ・ダイオード24は、ダイオー
ド25と直列に接続され、温度補償電圧が入力33、抵抗32
を介して接合点に印加される。パイ形インピーダンス・
インバータ60の２つのシャント・アームは同インピーダ
ンスでなければならないので、インダクタ22が、振動子
寄生シャント・キャパシタンスC11に適合するように、
２つのダイオード及びキャパシタ26と並列に入れられ
る。
12、インダクタのシャント回路、バラクタ・ダイオード
24、25とキャパシタ26の直列組合わせは、本発明のイン
ピーダンス・インバータ60を構成する。要素22、24、2
5、26からなるシャントの脚は、動作周波数において、
振動子寄生シャント・キャパシタンス11と等しいキャパ
シタンスになる。従って、インダクタ12のインダクタン
スは、２πf0L12＝1/（２πf0C11）の関係を満たすよう
に選ばれる。ここでL12はインダクタ12のインダクタン
ス、C11は11のキャパシタンスである。キャパシタンス2
6は、バラクタ特性の傾斜を緩やかにし、同調をより直
線的にするため、普通のプラクテティスに従って、可変
キャパシタンス25に直列に加えられる。抵抗35、36は、
バラクタ・ダイオード25の最適動作点をセットするため
に選ばれる。適合バラクタ・ダイオード24は、ダイオー
ド25と直列に接続され、温度補償電圧が入力33、抵抗32
を介して接合点に印加される。パイ形インピーダンス・
インバータ60の２つのシャント・アームは同インピーダ
ンスでなければならないので、インダクタ22が、振動子
寄生シャント・キャパシタンスC11に適合するように、
２つのダイオード及びキャパシタ26と並列に入れられ
る。
並列調回路のように見える振動子を作るインピーダンス
・インバータ60の使用は、それをスプリーアス周波数で
振動し易くする。インダクタ29とキャパシタンス30は、
発振器動作周波数において並列共振を与えるように選ば
れる。従ってそれらは、所望範囲外での振動を減衰、防
止するために、抵抗28の値によって制限された、動作範
囲に亘るオープン回路と低インピーダンスを与える。
・インバータ60の使用は、それをスプリーアス周波数で
振動し易くする。インダクタ29とキャパシタンス30は、
発振器動作周波数において並列共振を与えるように選ば
れる。従ってそれらは、所望範囲外での振動を減衰、防
止するために、抵抗28の値によって制限された、動作範
囲に亘るオープン回路と低インピーダンスを与える。
622MHzで動作するSAW振動子を用いた第４図の実施例で
は、500KHzを超える引込み範囲と、搬送波から離れた1K
Hzにおいて−98dBより良い位相ノイズ・レベルを示し
た。
は、500KHzを超える引込み範囲と、搬送波から離れた1K
Hzにおいて−98dBより良い位相ノイズ・レベルを示し
た。
固定周波数温度補償発振器が望まれる所では、第５図の
回路が非常に有用である。この図では、第４図と同じ部
品は、頭に１を付した同番号がつけてある。従って、ト
ランジスタ116は、接地コレクタ・エミッタ・ホロワと
して、またトランジスタ143は、信頼性の高い起動を与
えるためのインピーダンス変成バッファとして接続され
ている。この場合には、広い同調範囲は望まれていない
ので、インピーダンス・インバータを含ませる必要はな
い。インダクタ113は、トランジスタ回路で作られる容
量性インピーダンスをチューンアウトする小さいインダ
クタンスである。温度補償のため２つのバラクタ・ダイ
オード124、125はトランジスタのエミッタ間に接続さ
れ、それらの間に入力133から補償電圧が印加される。
回路が非常に有用である。この図では、第４図と同じ部
品は、頭に１を付した同番号がつけてある。従って、ト
ランジスタ116は、接地コレクタ・エミッタ・ホロワと
して、またトランジスタ143は、信頼性の高い起動を与
えるためのインピーダンス変成バッファとして接続され
ている。この場合には、広い同調範囲は望まれていない
ので、インピーダンス・インバータを含ませる必要はな
い。インダクタ113は、トランジスタ回路で作られる容
量性インピーダンスをチューンアウトする小さいインダ
クタンスである。温度補償のため２つのバラクタ・ダイ
オード124、125はトランジスタのエミッタ間に接続さ
れ、それらの間に入力133から補償電圧が印加される。
以上、共通の起動問題を除去した固定及び可変周波数の
両タイプの水晶発振器の新しい構造について述べられ
た。更に、各種可変周波数は、水晶を共振点外で動作さ
せるのではなく、共振点をシフトさせることによって広
い同調範囲で動作することも述べた。
両タイプの水晶発振器の新しい構造について述べられ
た。更に、各種可変周波数は、水晶を共振点外で動作さ
せるのではなく、共振点をシフトさせることによって広
い同調範囲で動作することも述べた。
第１図は、水晶発振器の通常の等価回路、 第２図は、本発明に用いられたインピーダンス・インバ
ータのブロック図、 第３図は、本発明の部分動作を説明するのに便利な、簡
単なパイ・セクションのダダイヤグラム、 第４図は、本発明の可変周波数の実施例を示す図、 第５図は、本発明の固定周波数の実施例を示す図であ
る。
ータのブロック図、 第３図は、本発明の部分動作を説明するのに便利な、簡
単なパイ・セクションのダダイヤグラム、 第４図は、本発明の可変周波数の実施例を示す図、 第５図は、本発明の固定周波数の実施例を示す図であ
る。
Claims (9)
- 【請求項１】ベース電極に比較的高いインピーダンス入
力を、エミッタ電極に比較的低いインピーダンス出力を
与えるための接地コレクタ・エミッタ・ホロアの形で接
続される第１トランジスタ、 前記高インピーダンス入力へ接続される水晶振動子、 前記第１トランジスタの低インピーダンス出力へ接続さ
れた比較的低いインピーダンスと、負荷へ接続するため
の比較的高いインピーダンス出力とを持つ接地ベース形
のバッファ増幅器として接続される第２トランジスタ、 を含むことを特徴とする水晶制御発振器。 - 【請求項２】前記水晶振動子と前記高インピーダンス入
力間の接続は、インダクタンス手段を含むことを特徴と
する請求項１記載の水晶制御発振器。 - 【請求項３】前記第１、第２トラジスタ間の接続は、直
列に接続された２つのバラクタ・ダイオードを含み、更
に動作温度の変化による前記発振器の周波数変化を減ら
すための電圧を受ける前記ダイオード間接合点に接続さ
れる温度補償電圧入力手段を含むことを特徴とする請求
項２記載の水晶制御発振器。 - 【請求項４】前記第１トランジスタの低インピーダンス
出力は、低周波数ノイズ低減のための非バイパス・エミ
ッタ抵抗を含むことを特徴とする請求項２記載の水晶制
御発振器。 - 【請求項５】前記水晶振動子と前記高インピーダンス入
力との間に接続されたインダクタンス手段と、 前記高インピーダンス入力に接続され、前記水晶振動子
のシャント・キャパシタに近似するキャパシタンス値を
有し、前記水晶振動子の共振振周波数を変える可変キャ
パシタンス手段とからなり、 前記水晶振動子と前記高インピーダンス入力との間に接
続され、前記第１トラジスタへの前記振動子の効果を直
列共振回路から並列共振回路へ変換するインピーダンス
反転手段をさらに有することを特徴とする請求項１記載
の水晶制御発振器。 - 【請求項６】前記可変キャパシタンスの手段は、直列に
接続された第１バラクタ・ダイオードと固定キャパシ
タ、及び共振周波数制御電圧を受けるために前記第１バ
ラクタ・ダイオードと固定キャパシタンス間の接合点に
接続される周波数制御電圧入力手段を含むことを特徴と
する請求項５に記載の水晶制御発振器。 - 【請求項７】前記可変キャパシタンスの手段は、更に、
前記第１バラクタ・ダイオードに接続される第２バラク
タ・ダイオード、及び温度補償電圧を受けるために前記
第１、第２バラクタ・ダイオード間の接合点に接続され
た温度補償電圧入力手段を含むことを特徴とする請求項
６記載の水晶制御発振器。 - 【請求項８】スプーリアス周波数動作を抑制するため
に、前記インピーダンス入力に接続される前記発振器の
動作周波数範囲で共振する並列共振回路を更に含むこと
を特徴とする請求項５記載の水晶制御発振器。 - 【請求項９】前記第１トランジスタの低インピーダンス
出力と前記第２トランジスタの低インピーダンス入力間
の前記接続は、スプーリアス周波数動作を抑制するため
の直列共振回路を含むことを特徴とする請求項５記載の
水晶制御発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US368691 | 1989-06-19 | ||
| US07/368,691 US4924195A (en) | 1989-06-19 | 1989-06-19 | Crystal oscillator with broad tuning capability |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0332104A JPH0332104A (ja) | 1991-02-12 |
| JPH0682982B2 true JPH0682982B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2157814A Expired - Fee Related JPH0682982B2 (ja) | 1989-06-19 | 1990-06-18 | 水晶制御発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4924195A (ja) |
| EP (1) | EP0404404B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0682982B2 (ja) |
| CA (1) | CA2015484C (ja) |
| DE (1) | DE69018321T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0369203A (ja) * | 1989-08-08 | 1991-03-25 | Alps Electric Co Ltd | 電圧制御発振器 |
| US5107228A (en) * | 1991-09-30 | 1992-04-21 | Motorola, Inc. | Voltage controlled oscillator employing negative resistance |
| US6504443B1 (en) | 2000-05-17 | 2003-01-07 | Nec America, Inc., | Common anode varactor tuned LC circuit |
| US7221243B2 (en) * | 2001-04-11 | 2007-05-22 | Kyocera Wireless Corp. | Apparatus and method for combining electrical signals |
| US6603352B2 (en) | 2001-12-03 | 2003-08-05 | Icefyre Semiconductor Corporation | Switched-mode power amplifier integrally performing power combining |
| US7342300B2 (en) | 2003-06-30 | 2008-03-11 | Zarbana Digital Fund Llc | Integrated circuit incorporating wire bond inductance |
| US6991367B2 (en) * | 2003-11-04 | 2006-01-31 | Raytheon Company | Integrated thermal sensor for microwave transistors |
| RU2319285C1 (ru) * | 2006-09-19 | 2008-03-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственный центр автоматики и приборостроения им. академика Н.А. Пилюгина" (ФГУП "НПЦ АП") | Кварцевый генератор |
| ES2387106T3 (es) * | 2007-08-06 | 2012-09-13 | Ste S.A.S. Di G. Moiraghi & C. | Un circuito de excitación de ondas acústicas superficiales y oscilador para el mismo |
| US9444400B2 (en) * | 2015-01-09 | 2016-09-13 | Qualcomm Incorporated | System and method for dynamically biasing oscillators for optimum phase noise |
| CN111917377B (zh) * | 2019-05-07 | 2024-05-14 | 联华电子股份有限公司 | 晶体振荡器 |
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| US12537510B2 (en) | 2022-07-07 | 2026-01-27 | Qorvo Us, Inc. | Multi-passband frequency acoustic structure |
| US12489420B2 (en) | 2022-09-15 | 2025-12-02 | Qorvo Us, Inc. | Tunable ferroelectric acoustic resonator structure |
| US12525955B2 (en) | 2022-12-21 | 2026-01-13 | Qorvo Us, Inc. | Tunable ferroelectric acoustic resonator structure |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3641463A (en) * | 1970-05-27 | 1972-02-08 | Bell Telephone Labor Inc | Linearity compensation for a voltage-controlled oscillator |
| JPS5087559A (ja) * | 1973-12-05 | 1975-07-14 | ||
| US3958190A (en) * | 1975-03-31 | 1976-05-18 | Motorola, Inc. | Low harmonic crystal oscillator |
| US4134085A (en) * | 1977-05-31 | 1979-01-09 | Driscoll Michael M | Narrow deviation voltage controlled crystal oscillator for mobile radio |
| DE2818374C2 (de) * | 1978-04-26 | 1984-06-07 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Frequenzsteuerbarer Quarzoszillator mit großem Ziehbereich |
-
1989
- 1989-06-19 US US07/368,691 patent/US4924195A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-04-26 CA CA002015484A patent/CA2015484C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-08 DE DE69018321T patent/DE69018321T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-08 EP EP90306265A patent/EP0404404B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-06-18 JP JP2157814A patent/JPH0682982B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69018321T2 (de) | 1995-08-31 |
| EP0404404A2 (en) | 1990-12-27 |
| CA2015484C (en) | 1995-10-17 |
| EP0404404A3 (en) | 1991-07-31 |
| JPH0332104A (ja) | 1991-02-12 |
| US4924195A (en) | 1990-05-08 |
| DE69018321D1 (de) | 1995-05-11 |
| CA2015484A1 (en) | 1990-12-19 |
| EP0404404B1 (en) | 1995-04-05 |
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| JPS6256683B2 (ja) | ||
| JPH056363B2 (ja) | ||
| JPS61144102A (ja) | 発振器 |
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