JPH0683306B2 - 電話機用増幅回路 - Google Patents
電話機用増幅回路Info
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- JPH0683306B2 JPH0683306B2 JP60168941A JP16894185A JPH0683306B2 JP H0683306 B2 JPH0683306 B2 JP H0683306B2 JP 60168941 A JP60168941 A JP 60168941A JP 16894185 A JP16894185 A JP 16894185A JP H0683306 B2 JPH0683306 B2 JP H0683306B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、回線側から供給される直流電力により動作す
る電話機用増幅回路の改良に関する。
る電話機用増幅回路の改良に関する。
一般に有線電話通信系は、交換機から通信回線を介して
電話機に直流電流を供給し回線の形成制御を行なってお
り、電話機はこの交換機から供給される直流電力を送
話、受話およびダイヤル信号送出等の機器動作に使用し
ている。
電話機に直流電流を供給し回線の形成制御を行なってお
り、電話機はこの交換機から供給される直流電力を送
話、受話およびダイヤル信号送出等の機器動作に使用し
ている。
第４図はこの種の電話機における増幅回路の構成の一例
を示すもので、3a,3bは回線端子を示している。この回
線端子3a,3bの回線側には、直流等価的に交換機の直流
電源（供給電圧EO）１および回線の線路抵抗（抵抗値
RL）２が直列に接続される。尚、４は上記線路抵抗２を
含む線路インピーダンス（インピーダンス値Z4）であ
る。また上記回線端子3a,3bの電話機側には、送話増幅
回路５と、この増幅回路５に送信信号を供給する送話信
号発生回路６と、回線を経て到来した受話信号を増幅し
て音声として出力する受話回路７と、終端抵抗81および
パスコンデンサ82からなる終端回路８とがそれぞれ並列
に接続されている。送話信号発生回路６は、送話信号を
発生するマイクロホン61を有し、このマイクロホン61か
ら出力された送話信号をカップリングコンデンサ63を介
して上記送話増幅回路５に供給する。尚、62はマイクロ
ホン61の負荷抵抗、64は回線端子3a,3b間を交流的にシ
ャントするためのデカップリングコンデンサである。送
話増幅回路５は、電圧電流交換回路としてのトランジス
タ51およびそのバイアス回路を構成する抵抗52,53を有
し、上記送話信号を増幅して回線へ送出する。尚、54は
エミッタ抵抗、55はシャント用のデカップリングコンデ
ンサである。受話回路７は、受話器71および受話増幅器
72を有し、回線を介して到来した受話増幅器72で増幅し
て受話器71から音声を出力する。尚、75は受話増幅回路
72に動作電圧を給電するための抵抗、73,74はそれぞれ
平衡インピーダンス素子、キャンセル用のインピーダン
ス素子であり、これらのインピーダンス素子73,74は前
記送話増幅回路５のエミッタ抵抗54とともに防側音回路
を構成する。
を示すもので、3a,3bは回線端子を示している。この回
線端子3a,3bの回線側には、直流等価的に交換機の直流
電源（供給電圧EO）１および回線の線路抵抗（抵抗値
RL）２が直列に接続される。尚、４は上記線路抵抗２を
含む線路インピーダンス（インピーダンス値Z4）であ
る。また上記回線端子3a,3bの電話機側には、送話増幅
回路５と、この増幅回路５に送信信号を供給する送話信
号発生回路６と、回線を経て到来した受話信号を増幅し
て音声として出力する受話回路７と、終端抵抗81および
パスコンデンサ82からなる終端回路８とがそれぞれ並列
に接続されている。送話信号発生回路６は、送話信号を
発生するマイクロホン61を有し、このマイクロホン61か
ら出力された送話信号をカップリングコンデンサ63を介
して上記送話増幅回路５に供給する。尚、62はマイクロ
ホン61の負荷抵抗、64は回線端子3a,3b間を交流的にシ
ャントするためのデカップリングコンデンサである。送
話増幅回路５は、電圧電流交換回路としてのトランジス
タ51およびそのバイアス回路を構成する抵抗52,53を有
し、上記送話信号を増幅して回線へ送出する。尚、54は
エミッタ抵抗、55はシャント用のデカップリングコンデ
ンサである。受話回路７は、受話器71および受話増幅器
72を有し、回線を介して到来した受話増幅器72で増幅し
て受話器71から音声を出力する。尚、75は受話増幅回路
72に動作電圧を給電するための抵抗、73,74はそれぞれ
平衡インピーダンス素子、キャンセル用のインピーダン
ス素子であり、これらのインピーダンス素子73,74は前
記送話増幅回路５のエミッタ抵抗54とともに防側音回路
を構成する。
このような構成において、回線の交換機から供給される
直流電力は送話増幅回路５および送話信号発生回路６に
給電され、また電圧供給用の抵抗75を介して受話増幅器
72に給電される。したがって、この状態で例えばマイク
ロホン61で送話信号が発生されると、この送話信号は送
話増幅回路５で電圧電流変換されて（Z4/ZT）/R54なる
電圧利得を得て回線へ送出される。但し、Z4/ZTは線路
インピーダンスZ4と電話機側のインピーダンスZTとの並
列合成インピーダンス、R54はトランジスタ51のエミッ
タ抵抗である。一方、回線を経て到来した音声信号は、
平衡インピーダンス素子73、エミッタ抵抗R54およびキ
ャンセル用のインピーダンス素子74からなる回路で減衰
されて受話増幅器72に導かれ、ここで増幅されて受話器
71から音声出力される。
直流電力は送話増幅回路５および送話信号発生回路６に
給電され、また電圧供給用の抵抗75を介して受話増幅器
72に給電される。したがって、この状態で例えばマイク
ロホン61で送話信号が発生されると、この送話信号は送
話増幅回路５で電圧電流変換されて（Z4/ZT）/R54なる
電圧利得を得て回線へ送出される。但し、Z4/ZTは線路
インピーダンスZ4と電話機側のインピーダンスZTとの並
列合成インピーダンス、R54はトランジスタ51のエミッ
タ抵抗である。一方、回線を経て到来した音声信号は、
平衡インピーダンス素子73、エミッタ抵抗R54およびキ
ャンセル用のインピーダンス素子74からなる回路で減衰
されて受話増幅器72に導かれ、ここで増幅されて受話器
71から音声出力される。
ここで、この様な回路の直流等価回路は、例えば第５図
に示すようになる。すなわち、回線側は直流電源の供給
電圧EOと線路抵抗RLとの直列回路となり、また電話機側
は抵抗RTと電圧ETとの直列回路となる。このとき抵抗RT
および電圧ETは、送話増幅回路５のトランジスタ51のベ
ース・エミッタ間電圧をEBE、電流増幅率をHFE、抵抗5
2,53の抵抗値をそれぞれR52,R53とし、かつ回線電流をI
Lとすると、 ET＝EBE RT＝R54＋（R52＋R53）/HFE で表わされる。尚、第５図のRT′は任意の回線電流ILに
おいて電圧源ETを省略して等価したときの等価直流抵抗
である。
に示すようになる。すなわち、回線側は直流電源の供給
電圧EOと線路抵抗RLとの直列回路となり、また電話機側
は抵抗RTと電圧ETとの直列回路となる。このとき抵抗RT
および電圧ETは、送話増幅回路５のトランジスタ51のベ
ース・エミッタ間電圧をEBE、電流増幅率をHFE、抵抗5
2,53の抵抗値をそれぞれR52,R53とし、かつ回線電流をI
Lとすると、 ET＝EBE RT＝R54＋（R52＋R53）/HFE で表わされる。尚、第５図のRT′は任意の回線電流ILに
おいて電圧源ETを省略して等価したときの等価直流抵抗
である。
ところで、一般に回線からの供給電圧EOおよび線路抵抗
RLは変動を起こし、これにより回線端電圧ELおよび回線
電流ILも変動する。例えば、EO＝42〜54V、RL＝500〜20
00Ωの範囲で変動するとすれば、EOが最小でRLが最大の
ときのELは、 EL＝EOmin−IL・RLmax ＝42−2000IL となり、また反対にEOが最大でRLが最小のときのELは、 EL＝EOmax−IL・RLmin ＝54−500IL となる。これを負荷線として表わしたものが第６図イ，
ロである。
RLは変動を起こし、これにより回線端電圧ELおよび回線
電流ILも変動する。例えば、EO＝42〜54V、RL＝500〜20
00Ωの範囲で変動するとすれば、EOが最小でRLが最大の
ときのELは、 EL＝EOmin−IL・RLmax ＝42−2000IL となり、また反対にEOが最大でRLが最小のときのELは、 EL＝EOmax−IL・RLmin ＝54−500IL となる。これを負荷線として表わしたものが第６図イ，
ロである。
一方回線端電圧ELは、電話機の直流電圧ETおよび直流抵
抗RTにより EL＝ET＋ILRT と表わされる。この関係を第６図に負荷線として図示す
ると、ET＝EBEであることから、例えばRT1＝170Ω,RT2
＝95Ωの場合にはそれぞれハ，ニのようになる。
抗RTにより EL＝ET＋ILRT と表わされる。この関係を第６図に負荷線として図示す
ると、ET＝EBEであることから、例えばRT1＝170Ω,RT2
＝95Ωの場合にはそれぞれハ，ニのようになる。
ところが、このような従来の回路には次のような欠点が
あった。すなわち、送話増幅回路５の自己バイアス回路
を抵抗52,53により構成しているため、 負荷線ハ，ニから明らかなように回線電流ILに対す
る回線端電圧ELの変化量が大きく、例えばIL＝0.02Aの
ときにEL≧3.8Vなる条件を満たすべく負荷線を設定する
と、上記負荷線ハから明らかなようにILの最大値ではEL
＝14.2Vとなり、また反対にIL＝0.1AのときEL≦10Vを満
たすべく負荷線を設定した場合は、ILの最小値ILminで
は負荷線ニから明らかなようにEL＝2.6Vとなる。すなわ
ち従来の回路は、回線電流ILの変化によって回線電圧EL
がその許容範囲（EL＝3.8〜10V）を外れてしまうことに
なる。このため、従来の回路では高電圧から低電圧まで
広範囲で動作可能な特殊な回路素子を用意しなければな
らず、また高電圧の対策として絶縁や放熱等を考慮しな
ければならないため、回路構成が複雑化および大形化し
て回路が高価になる。
あった。すなわち、送話増幅回路５の自己バイアス回路
を抵抗52,53により構成しているため、 負荷線ハ，ニから明らかなように回線電流ILに対す
る回線端電圧ELの変化量が大きく、例えばIL＝0.02Aの
ときにEL≧3.8Vなる条件を満たすべく負荷線を設定する
と、上記負荷線ハから明らかなようにILの最大値ではEL
＝14.2Vとなり、また反対にIL＝0.1AのときEL≦10Vを満
たすべく負荷線を設定した場合は、ILの最小値ILminで
は負荷線ニから明らかなようにEL＝2.6Vとなる。すなわ
ち従来の回路は、回線電流ILの変化によって回線電圧EL
がその許容範囲（EL＝3.8〜10V）を外れてしまうことに
なる。このため、従来の回路では高電圧から低電圧まで
広範囲で動作可能な特殊な回路素子を用意しなければな
らず、また高電圧の対策として絶縁や放熱等を考慮しな
ければならないため、回路構成が複雑化および大形化し
て回路が高価になる。
一般に送話増幅回路５のトランジスタ51のHFEはバ
ラツキを有しており、このHFEのバラツキは、 EL＝ET＋IL｛R54＋（R52＋R53）/HFE｝ であることから、回線端電圧ELおよび回線電流ILは上記
HFEのバラツキにより大きな影響を受け、この結果送話
増幅回路５の直流特性が劣化する。
ラツキを有しており、このHFEのバラツキは、 EL＝ET＋IL｛R54＋（R52＋R53）/HFE｝ であることから、回線端電圧ELおよび回線電流ILは上記
HFEのバラツキにより大きな影響を受け、この結果送話
増幅回路５の直流特性が劣化する。
上記HFEのバラツキによる直流特性の変動を吸収す
るために、送話増幅回路５のシャント用抵抗52を可変抵
抗器としてその抵抗値R52を可変設定することが考えら
れる。しかるに、この様な構成にすると電話機の交流イ
ンピーダンスZTが変化して防側音回路の平衡状態が崩
れ、これにより側音減衰量が低下して通話品質の低下を
招く。
るために、送話増幅回路５のシャント用抵抗52を可変抵
抗器としてその抵抗値R52を可変設定することが考えら
れる。しかるに、この様な構成にすると電話機の交流イ
ンピーダンスZTが変化して防側音回路の平衡状態が崩
れ、これにより側音減衰量が低下して通話品質の低下を
招く。
さらに前記従来の回路は、受話増幅器72への動作電圧供
給用として抵抗75を使用しているため次のような欠点が
ある。すなわち、 第４図の回路の交流等価回路は例えば第７図に示す
如く表わされ、この回路から明らかなように回路の交流
インピーダンスZTは、Z52、Z75、ZH（ZH＝Z74＋Z73＋Z5
4）およびZ81の合成値からなる。このとき上記Z54、Z7
4、Z73およびZT/Z4は防側音回路としてのホイートスト
ンブリッジを構成しており、上記各要素をZ54×Z73＝Z7
4×（ZT/Z4）なる関係に設定することにより平衡状態を
得ている。ここで、上記交流インピーダンスZTは回線に
対する送受不整合損失を小さくするために線路インピー
ダンスZ4（600Ω）と等しく設定され、またこの交流イ
ンピーダンスZTを構成するZ52、Z75、ZHおよびZ81のう
ちZ75は、上記平衡状態を成立させるために600Ω以下に
は設定できない。このため、受話増幅器72に給電される
直流電力はR75により制限を受け、その最大値POは PO＝（EL 2/600＋600）/2 しか得られないことになって、直流電力損失が大きい。
この直流電力損失が大きいと、回線側から供給される電
力が低下した場合にダイヤル信号が正確に交換機へ送信
されずに不接や誤接等を起こしたり、通話音声レベルが
低下して聞取り難くなる。
給用として抵抗75を使用しているため次のような欠点が
ある。すなわち、 第４図の回路の交流等価回路は例えば第７図に示す
如く表わされ、この回路から明らかなように回路の交流
インピーダンスZTは、Z52、Z75、ZH（ZH＝Z74＋Z73＋Z5
4）およびZ81の合成値からなる。このとき上記Z54、Z7
4、Z73およびZT/Z4は防側音回路としてのホイートスト
ンブリッジを構成しており、上記各要素をZ54×Z73＝Z7
4×（ZT/Z4）なる関係に設定することにより平衡状態を
得ている。ここで、上記交流インピーダンスZTは回線に
対する送受不整合損失を小さくするために線路インピー
ダンスZ4（600Ω）と等しく設定され、またこの交流イ
ンピーダンスZTを構成するZ52、Z75、ZHおよびZ81のう
ちZ75は、上記平衡状態を成立させるために600Ω以下に
は設定できない。このため、受話増幅器72に給電される
直流電力はR75により制限を受け、その最大値POは PO＝（EL 2/600＋600）/2 しか得られないことになって、直流電力損失が大きい。
この直流電力損失が大きいと、回線側から供給される電
力が低下した場合にダイヤル信号が正確に交換機へ送信
されずに不接や誤接等を起こしたり、通話音声レベルが
低下して聞取り難くなる。
また直流電力損失を低減するために電源供給用の抵
抗75の抵抗値R75を高く設定すると、先に述べた回線端
の交流インピーダンスZTが変化してこれにより回線側の
線路インピーダンスZ4との不整合損失が増大し通話品質
の劣化を招く。
抗75の抵抗値R75を高く設定すると、先に述べた回線端
の交流インピーダンスZTが変化してこれにより回線側の
線路インピーダンスZ4との不整合損失が増大し通話品質
の劣化を招く。
本発明は、回線電流が変化しても回線電圧の変化を回路
素子が十分に動作し得る範囲内に抑制し、これにより汎
用の回路素子を使用し得るようにして回路構成の簡単化
および共存特性の向上を図り、かつ回線端の交流インピ
ーダンスに対する送話増幅回路の直流電流増幅率の依存
性を低減してこれにより直流特性の向上および防側音特
性の向上を図り得る電話機用増幅回路を提供することを
目的とする。
素子が十分に動作し得る範囲内に抑制し、これにより汎
用の回路素子を使用し得るようにして回路構成の簡単化
および共存特性の向上を図り、かつ回線端の交流インピ
ーダンスに対する送話増幅回路の直流電流増幅率の依存
性を低減してこれにより直流特性の向上および防側音特
性の向上を図り得る電話機用増幅回路を提供することを
目的とする。
また本発明の他の目的は、上記目的に加え、回線端の交
流インピーダンスおよび直流電力損失に対する電源供給
用抵抗回路の影響を低減して、線路インピーダンスとの
不整合損失および直流電力損失を低く抑え、これにより
通話品質の向上を図り得る電話機用増幅回路を提供する
ことにある。
流インピーダンスおよび直流電力損失に対する電源供給
用抵抗回路の影響を低減して、線路インピーダンスとの
不整合損失および直流電力損失を低く抑え、これにより
通話品質の向上を図り得る電話機用増幅回路を提供する
ことにある。
本発明は、上記目的を達成するために、送話増幅回路の
バイアス回路を、入力端を交流的にシャントした能動素
子を有する定電圧回路により構成するか、またはこの構
成に加えて、回線側から供給される直流電力から所定の
動作電圧を作成して送話増幅回路あるいは受話増幅回路
に供給する電源回路を、入力端を交流的にシャントした
電流増幅回路により構成するようにしたものである。
バイアス回路を、入力端を交流的にシャントした能動素
子を有する定電圧回路により構成するか、またはこの構
成に加えて、回線側から供給される直流電力から所定の
動作電圧を作成して送話増幅回路あるいは受話増幅回路
に供給する電源回路を、入力端を交流的にシャントした
電流増幅回路により構成するようにしたものである。
第１図は本発明の一実施例における電話機用増幅回路の
回路構成図である。尚、同図において前記第４図と同一
部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
回路構成図である。尚、同図において前記第４図と同一
部分には同一符号を付して詳しい説明は省略する。
送話増幅回路50のバイアス回路には、トランジスタ56、
抵抗57,58および交流電圧シャント用のコンデンサ59か
らなる定電圧回路60がバイアス抵抗53に対し直列に接続
されている。一方受話回路70における受話増幅器72の電
源供給端には、直流電流増幅回路80が接続してある。こ
の直流電流増幅回路80は、トランジスタ76、抵抗77,79
およびコンデンサ78からなるもので、このうちコンデン
サ78はトランジスタ76の入力端を交流的にシャントして
トランジスタ76が交流増幅作用を行なわないようにす
る。
抵抗57,58および交流電圧シャント用のコンデンサ59か
らなる定電圧回路60がバイアス抵抗53に対し直列に接続
されている。一方受話回路70における受話増幅器72の電
源供給端には、直流電流増幅回路80が接続してある。こ
の直流電流増幅回路80は、トランジスタ76、抵抗77,79
およびコンデンサ78からなるもので、このうちコンデン
サ78はトランジスタ76の入力端を交流的にシャントして
トランジスタ76が交流増幅作用を行なわないようにす
る。
この様な構成において、定電圧回路60のコレクタ・エミ
ッタ間電圧ECE56は、 ECE56＝EBE（R57＋R58）/R58 と表わされ、また交流インピーダンスZCE56および直流
抵抗RBE56は、それぞれ ZCE56≒R57 RBE56＝rd（R57＋R58）/R58 で表わされる。但しrdはトランジスタ56のエミッタ接合
抵抗である。またこのとき電圧電流変換用のトランジス
タ51のバイアス抵抗53は、略０Ωとする。
ッタ間電圧ECE56は、 ECE56＝EBE（R57＋R58）/R58 と表わされ、また交流インピーダンスZCE56および直流
抵抗RBE56は、それぞれ ZCE56≒R57 RBE56＝rd（R57＋R58）/R58 で表わされる。但しrdはトランジスタ56のエミッタ接合
抵抗である。またこのとき電圧電流変換用のトランジス
タ51のバイアス抵抗53は、略０Ωとする。
ここで、電話機の直流抵抗RTおよび直流等価電圧ETを求
めると、IL＝IC56であるとして、 RT＝R54＋｛rd（R54＋R58）/R58｝/HFE51≒R54 ET＝EBE51＋EBE56（R57＋R58）/R58 となり、これより回線端電圧ELは EL＝EBE51＋EBE56（R57＋R58）/R58＋IL・R54 のように等価的に表わされる。この式から明らかなよう
に、RTおよびETは独立して設定でき、いま例えば回線端
電圧ETの変化範囲の下限値ELminおよび上限値ETmaxをそ
れぞれELmin＝3.8V,ELmax＝9.8Vに設定するべく回路素
子の定数を設定すると、上記式からET＝2.29V,RT＝85.7
Ωに設定すればよいことになる。このように設定した回
路の負荷線を第２図のホに示す。この負荷線から明らか
なように、回線電流ILが最小値ILmin（0.02A）から最大
値ILmax（0.1A）まで変化しても、回線端電圧ELは汎用
の回路素子の動作可能範囲である3.8〜10Vの範囲内に制
限されることになり、この結果発熱対策や高電圧対策等
の不要な簡単で安価な回路を提供することができる。ま
た、最低電圧を3.8V以上に設定できることによって、回
線の線路抵抗を大きくすることができ、これにより通話
距離を伸ばせるとともに電話機を共存（ブランチ）使用
する際の接続条件を緩和することができる。
めると、IL＝IC56であるとして、 RT＝R54＋｛rd（R54＋R58）/R58｝/HFE51≒R54 ET＝EBE51＋EBE56（R57＋R58）/R58 となり、これより回線端電圧ELは EL＝EBE51＋EBE56（R57＋R58）/R58＋IL・R54 のように等価的に表わされる。この式から明らかなよう
に、RTおよびETは独立して設定でき、いま例えば回線端
電圧ETの変化範囲の下限値ELminおよび上限値ETmaxをそ
れぞれELmin＝3.8V,ELmax＝9.8Vに設定するべく回路素
子の定数を設定すると、上記式からET＝2.29V,RT＝85.7
Ωに設定すればよいことになる。このように設定した回
路の負荷線を第２図のホに示す。この負荷線から明らか
なように、回線電流ILが最小値ILmin（0.02A）から最大
値ILmax（0.1A）まで変化しても、回線端電圧ELは汎用
の回路素子の動作可能範囲である3.8〜10Vの範囲内に制
限されることになり、この結果発熱対策や高電圧対策等
の不要な簡単で安価な回路を提供することができる。ま
た、最低電圧を3.8V以上に設定できることによって、回
線の線路抵抗を大きくすることができ、これにより通話
距離を伸ばせるとともに電話機を共存（ブランチ）使用
する際の接続条件を緩和することができる。
さらに、前記式から明らかなように回線端電圧ELはトラ
ンジスタ51の直流電流増幅率HFE51に依存しない。この
ため、HFEにバラツキがあってもこれにより回線端電圧E
Lおよび回線電流ILは変動せずに略一定に保持され、こ
の結果直流特性の向上を図ることができる。また、定電
圧回路60のトランジスタ56の入力端はコンデンサ59によ
り交流的にシャントされているので、トランジスタ56に
は負帰還がかからず、これにより直流抵抗が小さくかつ
交流インピーダンスの大きい定電圧源が得られる。この
ため、バイアス回路による交流インピーダンスZTの低下
はほとんど無視できる値となり、この結果回線の線路イ
ンピーダンスZ4との間の不整合損失を低減し得てこれに
より通話品質を高めることができる。
ンジスタ51の直流電流増幅率HFE51に依存しない。この
ため、HFEにバラツキがあってもこれにより回線端電圧E
Lおよび回線電流ILは変動せずに略一定に保持され、こ
の結果直流特性の向上を図ることができる。また、定電
圧回路60のトランジスタ56の入力端はコンデンサ59によ
り交流的にシャントされているので、トランジスタ56に
は負帰還がかからず、これにより直流抵抗が小さくかつ
交流インピーダンスの大きい定電圧源が得られる。この
ため、バイアス回路による交流インピーダンスZTの低下
はほとんど無視できる値となり、この結果回線の線路イ
ンピーダンスZ4との間の不整合損失を低減し得てこれに
より通話品質を高めることができる。
一方、受話回路70では、直流電流増幅回路80で電流増幅
された回線電流が受話増幅器72に供給され、これにより
受話増幅器72が駆動可能となる。このとき、上記直流電
流増幅回路80の直流抵抗値R80は、トランジスタ76のコ
レクタ電流IC76が最大の時で R80＝R79＋ECE/IC76≒R79 で表わされる。したがって、この直流電流増幅回路80に
おける直流電力損失は、R79による電圧降下とトランジ
スタ76の飽和電圧とによるもののみとなる。ここで、上
記抵抗79の抵抗値R79は、交流インピーダンスが交流シ
ャント用のコンデンサ78により高インピーダンスに設定
されていることから、例えば10〜数100Ωといった非常
に高い値に設定することができる。このため、せいぜい
1KΩ程度にしか設定できなかった従来の回路に比べて、
直流電力損失を１〜100〜1/数10に低減することができ
る。したがって、回線側からの供給電力が低下した場合
でも十分に大きなレベルでダイヤル信号および送話信号
の送信を行なうことができ、これにより交換機による接
続動作を正確に行なわせることができるとともに聞取り
易く明瞭な通話を行なうことができる。
された回線電流が受話増幅器72に供給され、これにより
受話増幅器72が駆動可能となる。このとき、上記直流電
流増幅回路80の直流抵抗値R80は、トランジスタ76のコ
レクタ電流IC76が最大の時で R80＝R79＋ECE/IC76≒R79 で表わされる。したがって、この直流電流増幅回路80に
おける直流電力損失は、R79による電圧降下とトランジ
スタ76の飽和電圧とによるもののみとなる。ここで、上
記抵抗79の抵抗値R79は、交流インピーダンスが交流シ
ャント用のコンデンサ78により高インピーダンスに設定
されていることから、例えば10〜数100Ωといった非常
に高い値に設定することができる。このため、せいぜい
1KΩ程度にしか設定できなかった従来の回路に比べて、
直流電力損失を１〜100〜1/数10に低減することができ
る。したがって、回線側からの供給電力が低下した場合
でも十分に大きなレベルでダイヤル信号および送話信号
の送信を行なうことができ、これにより交換機による接
続動作を正確に行なわせることができるとともに聞取り
易く明瞭な通話を行なうことができる。
ところで、本実施例の回路の交流等価回路は第３図に示
す如く表わされ、その交流インピーダンスZTは概略R8
1、R75′（R57′＝R57/R62′×R54）、Z73およびR77の
並列合成インピーダンスとして表わされる。このうちR5
7,R77はそれぞれ100kΩのオーダ、Z73は約3.4kΩ、また
終端抵抗R81は例えば720Ωといった1kΩ以下の値にな
る。したがって、交流インピーダンスZTは実質的には終
端抵抗R81に依存することになり、電源供給回路の影響
は極めて少なくなる。このため交流インピーダンスZ
Tは、回路素子の定数変更やバラツキにより大きな影響
を受けず常に略一定の値に保持され、これにより回線に
対する不整合損失の増大や側音減衰量の低減が防止され
てこれにより高品質の通話を行なうことができる。
す如く表わされ、その交流インピーダンスZTは概略R8
1、R75′（R57′＝R57/R62′×R54）、Z73およびR77の
並列合成インピーダンスとして表わされる。このうちR5
7,R77はそれぞれ100kΩのオーダ、Z73は約3.4kΩ、また
終端抵抗R81は例えば720Ωといった1kΩ以下の値にな
る。したがって、交流インピーダンスZTは実質的には終
端抵抗R81に依存することになり、電源供給回路の影響
は極めて少なくなる。このため交流インピーダンスZ
Tは、回路素子の定数変更やバラツキにより大きな影響
を受けず常に略一定の値に保持され、これにより回線に
対する不整合損失の増大や側音減衰量の低減が防止され
てこれにより高品質の通話を行なうことができる。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば、直流電流増幅回路として二つの入力端子を交流的
に短絡した差動増幅回路を用いて構成してもよく、また
カスコードブートストラップ回路を用いて構成してもよ
い。さらに第２インピーダンス回路素子を能動回路によ
り構成するようにしてもよい。その他、定電圧回路の構
成等についても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施できる。
えば、直流電流増幅回路として二つの入力端子を交流的
に短絡した差動増幅回路を用いて構成してもよく、また
カスコードブートストラップ回路を用いて構成してもよ
い。さらに第２インピーダンス回路素子を能動回路によ
り構成するようにしてもよい。その他、定電圧回路の構
成等についても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施できる。
以上詳述したように本発明によれば、回線電流が変化し
ても回線電圧の変化を回路素子が十分に動作し得る範囲
内に抑制することができ、これにより汎用の回路素子を
使用し得て回路構成の簡単化および共存特性の向上を図
り得、かつ回線端の交流インピーダンスに対する送話増
幅回路の直流電流増幅率の依存性を低減し得てこれによ
り直流特性の向上および防側音特性の向上を図り得る電
話機用増幅回路を提供することができる。
ても回線電圧の変化を回路素子が十分に動作し得る範囲
内に抑制することができ、これにより汎用の回路素子を
使用し得て回路構成の簡単化および共存特性の向上を図
り得、かつ回線端の交流インピーダンスに対する送話増
幅回路の直流電流増幅率の依存性を低減し得てこれによ
り直流特性の向上および防側音特性の向上を図り得る電
話機用増幅回路を提供することができる。
第１図乃至第３図は本発明の一実施例における電話機用
増幅回路を説明するためのもので、第１図は同回路の回
路構成図、第２図は回線電流ILと回線端電圧ELとの関係
を示す負荷線図、第３図は交流等価回路を示した図、第
４図乃至第７図は従来の電話機用増幅回路を説明するた
めのもので、第４図は同回路の回路構成図、第５図は直
流等価回路を示す図、第６図は回線電流ILと回線端電圧
ELとの関係を示す負荷線図、第７図は交流等価回路図で
ある。 １……交流機から回線を介して供給される直流電源、２
……回線の線路抵抗、3a,3b……回線端子、４……線路
インピーダンス、50……送話増幅回路、51……電圧電流
変換用のトランジスタ、59,78……交流シャフト用のコ
ンデンサ、60……定電圧回路、６……送話信号発生回
路、70……受話回路、72……受話増幅器、73……平衡イ
ンピーダンス素子、74……キャンセル用インピーダンス
素子、80……直流電流増幅回路、８……終端回路、EL…
…回線端電圧、IL……回線電流、ET……電話機の等価直
流電圧、RT……電話機の等価直流抵抗、ZT……電話機の
交流インピーダンス。
増幅回路を説明するためのもので、第１図は同回路の回
路構成図、第２図は回線電流ILと回線端電圧ELとの関係
を示す負荷線図、第３図は交流等価回路を示した図、第
４図乃至第７図は従来の電話機用増幅回路を説明するた
めのもので、第４図は同回路の回路構成図、第５図は直
流等価回路を示す図、第６図は回線電流ILと回線端電圧
ELとの関係を示す負荷線図、第７図は交流等価回路図で
ある。 １……交流機から回線を介して供給される直流電源、２
……回線の線路抵抗、3a,3b……回線端子、４……線路
インピーダンス、50……送話増幅回路、51……電圧電流
変換用のトランジスタ、59,78……交流シャフト用のコ
ンデンサ、60……定電圧回路、６……送話信号発生回
路、70……受話回路、72……受話増幅器、73……平衡イ
ンピーダンス素子、74……キャンセル用インピーダンス
素子、80……直流電流増幅回路、８……終端回路、EL…
…回線端電圧、IL……回線電流、ET……電話機の等価直
流電圧、RT……電話機の等価直流抵抗、ZT……電話機の
交流インピーダンス。
Claims (3)
- 【請求項１】回線側から供給される直流電力によって動
作する送話増幅回路および受話増幅回路を備えた電話機
用増幅回路において、前記送話増幅回路のバイアス回路
を、入力端を交流的にシャントした能動素子を有する定
電圧回路により構成したことを特徴とする電話機用増幅
回路。 - 【請求項２】回線側から供給される直流電力によって動
作する送話増幅回路および受話増幅回路を備えた電話機
用増幅回路において、前記送話増幅回路のバイアス回路
を、入力端を交流的にシャントした能動素子を有する定
電圧回路により構成するとともに、前記回線側から供給
される直流電力から所定の動作電圧を作成して前記送話
増幅回路および受話増幅回路に供給する電源回路を、入
力端を交流的にシャントした電流増幅回路により構成し
たことを特徴とする電話機用増幅回路。 - 【請求項３】電流増幅回路は、２つの入力端を交流的に
短絡した差動増幅回路からなるものである特許請求の範
囲第（２）項記載の電話機用増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168941A JPH0683306B2 (ja) | 1985-07-31 | 1985-07-31 | 電話機用増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60168941A JPH0683306B2 (ja) | 1985-07-31 | 1985-07-31 | 電話機用増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6229349A JPS6229349A (ja) | 1987-02-07 |
| JPH0683306B2 true JPH0683306B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=15877378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60168941A Expired - Fee Related JPH0683306B2 (ja) | 1985-07-31 | 1985-07-31 | 電話機用増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683306B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02229027A (ja) * | 1989-03-02 | 1990-09-11 | Toyo Tire & Rubber Co Ltd | 連続式真空成形法 |
| CN110768637B (zh) * | 2018-07-27 | 2023-08-01 | 宏碁股份有限公司 | 信号增益控制方法与电子装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5824264A (ja) * | 1981-08-05 | 1983-02-14 | Fujitsu Ltd | 電話交換機における直流電流供給回路 |
| JPS60128762A (ja) * | 1983-12-15 | 1985-07-09 | Fujitsu Ltd | 電話機回路 |
| JPS61256812A (ja) * | 1985-05-09 | 1986-11-14 | Nec Corp | 電子化インダクタンス回路 |
-
1985
- 1985-07-31 JP JP60168941A patent/JPH0683306B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6229349A (ja) | 1987-02-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |