JPH0693014B2 - 方向推定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はビーム・フォーミングを用いた信号源又は反
射源方向推定装置における方向推定誤差の補正を行う方
向推定装置に関する。

（従来の技術） ソーナーや音響測位及びレーダーでは、空間的に配列さ
れた複数の受波器素子（以下、アレイ素子という）から
なるアレイと時間遅延補償と加算からなるいわゆる遅延
‐加算（delay-sum）方式のビーム・フォーマと、空間
上の方向領域における該ビーム・フォーマ出力の最大点
を求めるための最大点検出手段とを用いる信号源又は反
射源方向の推定方向がパッシブソーナーや音響測位（信
号源方向の推定）及びアクティブソーナーやレーダ（反
射源方向の推定）に広く利用されている。このような方
向推定装置において、方向はアレイ各素子の出力信号が
もつ時間差情報に基づいて推定される。したがって、該
アレイへの入力信号に対する該アレイ素子の位相応答特
性に差異が存在する場合は、方向の推定に誤差を生ずる
ことになる。また、アレイ各素子には通常、増幅器や帯
域制限フィルタ等の電気回路素子が付加されるので、該
回路素子の応答特性に差異が存在する場合も、アレイ素
子の応答特性の差異が存在する場合と同様、方向推定誤
差を生ずることになる。このため、このような推定誤差
が推定系にとって無視できない場合には、該推定誤差の
補正手段が必要となる。

従来、このような補正方法には、各アレイ素子の応答特
性の差異を直接取り除く、応答特性差異の補正器を各素
子（チャネル）毎に付加する方式が用いられてきた。

以下、上記従来の方式を具備する方向推定装置を図面に
基づいて説明する。

第７図は、ビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信
号源方向推定装置の例である。なお、方向を推定する対
象が信号源の場合と反射源の場合との差は、アレイに入
力される信号波形が未知であるか既知であるかの違いだ
けであり、本発明の内容に関しては基本的な差はないか
ら、以下信号源に対する方向推定装置のみを説明の対象
とする。

第７図において、1₁,1₂,…,1_Mは各々アレイ素子、2₁,
2₂,…,2_Mは各々増幅器、3₁,3₂,…,3_Mは各々帯域制限フ
ィルタ、４はビーム・フォーマ、５は２乗器、６は平滑
器、７は最大点検出器、８は角度変換器、９は方向推定
値の出力端子、又x₁（ｔ）,x₂（ｔ），…,x_M（ｔ）はア
レイ素子1₁,1₂,…,1_Mの入力信号、y₁（ｔ）,y₂（ｔ），
…,y_M（ｔ）は前記帯域制限フィルタ3₁,3₂,…,3_Mの出力
信号、 はビーム・フォーマ４の出力で、ビーム主軸の方向の のときの出力信号、 は２乗器５の出力で は平滑器６の出力で は最大点検出器７の出力で が最大値をとる は角度変換器８の出力で に対応した方向であり、信号源方向の推定値である。

第７図において、アレイ素子1₁,1₂,…,1_Mの入力信号x₁
（ｔ）,x₂（ｔ），…,x_M（ｔ）は素子により電気信号へ
変換され、増幅器2₁,2₂,…,2_Mで適正なレベルまで増
幅、帯域制限フィルタ3₁,3₂,…,3_Mで適正な周波数帯域
内に帯域制限されて、信号y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y
_M（ｔ）としてビーム・フォーマ４に入力される。ビー
ム・フォーマ４は入力信号y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y
_M（ｔ）に対して時間遅延補償 と重みb₁,b₂,…,b_Mを付加することにより を算出し、 として出力する。ここで、 は前記第ｉ番目素子1iの定格位置ベクトル、Ｃは信号の
伝搬速度を表わし、添字Ｔはベクトルの転置を表わす。

ビーム・フォーマ４の は２乗器５で２乗されて が出力され、この は平滑器６で平均化操作を施されて が最大点検出器７に入力される。平滑器６には通常積分
器が用いられる。最大点検出器７は が最大となる を検出し、この を信号源方向の方向余弦推定値として出力する。変換器
８は に変換する変換器であり、 を信号源方向の推定値として出力端子９に出力する。

第８図は、前記 の説明のための図である。第８図ではアレイが平面アレ
イの場合を示しており、10はアレイ素子1₁,1₂,…,1_Mが
配列された平面アレイ、X,Y,ZはX,Y軸を平面アレイ10の
面上に置く直角座標θx,θy,θｚはビーム・フォーマ４
により形成されるビームの主軸方向を示す角度で各々X,
Y,Z軸に関する方向余弦角、θx₀,θy₀,θz₀は信号弦方
向を示す角度でθx,θy,θｚと同様各々X,Y,Z軸に関す
る方向余弦角、又 は第ｉ番目の素子の位置ベクトルである。第８図のよう
な平面アレイの場合、 は各々次の２次元ベクトルで与えられる。

第７図に示すような信号源方向推定装置においては、ビ
ーム・フォーマ４の の期待値をとる平滑器６の から、信号源の方向余弦の を求め、 から角度変換器８により信号源方向の を求めるものである。

第８図では、平面アレイの場合を示したが、Ｘ軸上に配
列された直線アレイの場合は とおき、又３次元アレイの場合は とおけば、基本的に平面アレイと同じに扱えるので、以
下では第８図に示す平面アレイの場合のみについて説明
する。また、アレイと信号源間の距離はアレイの幅（開
口）と比較して充分に長く、座標系X,Y,Zの原点におけ
る信号をx₀（ｔ）とすると、第ｉ番目の素子の入力信号
xi（ｔ）は すなわち時間遅延 を受けると仮定できるものとする。

第９図はビーム・フォーマ４の詳細な説明図である。第
９図において、11₁,11₂,…,11_Mはビーム・フォーマ４の
入力端子、12₁,12₂,…,12_Mは時間遅延補償器、13₁,13₂,
…,13_Mは重み付加器、14は加算器、15はビーム・フォー
マ４の出力端子である。

入力信号y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）は時間遅延補
償器12₁,12₂,…,12_Mにおいて、ビーム に対応した遅延時間補償 を受けた後、重み付加器13₁,13₂,…,13_Mで重み係数b₁,b
₂,…,b_Mを掛けられ、加算器14で当該信号の総和 が算出され、ビーム・フォーマ４の として出力される。

第10図は、平滑器６の 最大点検出器７で求められる信号源方向の 及び信号源方向の方向余弦の の説明図 に対して、最大点検出器７は が最大となる を求める。すなわち、最大点検出器７の機能は に関する微分値 を求めるいることと等価である。なお、ビーム・フォー
マ４、２乗器５及び平滑器６で求められる は一般にαの連続値に対しては求められず、補間定理の
成り立つ間隔の に対してのみ求められる。しかし、このような場合でも
補間操作により、 ることができるので、以下平滑器６の出力として する。

さて、信号y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）に雑音がな
く、かつ入力信号x₁（ｔ）,x₂（ｔ），…,x_M（ｔ）に対
するアレイ素子1₁,1₂,…,1_M及び付加される電子回路素
子2₁,2₂,…,2_Mや3₁,3₂,…,3_M等の応答特性に各チャネル
毎の差異がなければ、 操作を表わす。

しかし、y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）に雑音が含ま
れるか、各チャネル毎に応答特性の差異が存在する場合
には、第10図に示されるように、推定値 本発明において対象とする誤差は後者の応答特性の差異
による誤差であり、y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）の
専有周波数帯域内の周波数における前記応答差異の中
の位相応答差異により生ずる誤差である。すなわち、周
波数ｆにおける各チャネルの位相応答差異をΔφ
_１（），Δφ_２（），…，Δφ_Ｍ（）とし、該位
相応答差異により生ずる の補正方式に関するものである。

第11図には、このような位相応答差異により生ずる を補正する従来方式を示す。第11図において、16₁,16₂,
…,16_Mは応答差異補正器である。応答差異補正器16₁,16
₂,…,16_Mは前記信号y₁（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）の
周波数成分の位相応答差異Δφ_１（），Δφ
_２（），…，Δφ_Ｍ（）を取り除く補正器であり、
補正後の信号z₁（ｔ）,z₂（ｔ），…,z_M（ｔ）をビーム
・フォーマ４に出力する。従って、一般に第ｉ番目の応
答差異補正器16iは伝達関数がexp｛−ｊΔφｉ（）｝
となるような補正器である必要がある。

なお、第11図では応答差異の補正器の個数をチャネル数
と同じＭ個としたが、差異のみが問題となるので一般に
はＭ−１個で充分である。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、前記位相応答差Δφ_１（），Δφ
_２（），…，Δφ_Ｍ（）により生ずる信号源方向の
方向推定誤差を取り除く方法に、第11図に示すような前
記応答差異補正器16₁,16₂,…,16_Mを用いる従来方式は次
のような欠点を有する。

アレイの素子数Ｍ（実際にはＭ−１）に等しい数だ
けの応答補正器16₁,16₂,…,16_Mを必要とするので、装置
が複雑化するとともに、ハードウェア規模も大きくな
る。

ビーム・フォーマ５が広帯域ビーム・フォーマ、す
なわち帯域制限フィルタ3₁,3₂,…,3_Mが広帯域で信号y₁
（ｔ）,y₂（ｔ），…,y_M（ｔ）が狭帯域信号とみなせな
い場合には、各アレイ素子の位相応答差異Δφ₁,Δφ₂,
…，Δφ_Ｍは一般に周波数の関数となり、全帯域内の
に対して、Δφ_１（），Δφ_２（），…，Δφ_Ｍ
（）を正確に補正できるように、前記応答差異補正器
16₁,16₂,…,16_Mを実現することは困難となる。

アレイ素子の経年変化や付属する電気回路素子の経
年変化又は交換等によって、位相応答差異Δφ
_１（），Δφ_２（），…，Δφ_Ｍ（）に変化を生
じた場合には、そのつど変化した数だけの応答補正器の
補正値を再設定しなければならない。

従って、本発明の目的は、従来の応答差異補正器を用い
る方法では避けることが困難であった以上〜の欠点
を取り除き、信号源方向推定誤差の補正を容易に実現す
るところにあり、かつ信号源が広帯域信号源であっても
適用できる補正を行う方向推定装置を提供するところに
ある。

（問題点を解決するための手段） この発明は、空間上に配列されたＭ個の受波器素子から
なるアレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出手段で
求めた から信号源又は反射源の方向を推定する方向推定装置に
おいて、 前記アレイのＭ個の各受波器素子又は該各受波器素子に
付加される電気回路部に存在する周波数における位相
応答の差異Δφｉ（ｆ）（ｉ＝1,2,…,M）によって生じ
る前記信号源又は反射源方向の を、中心周波数ｋ（ｋ＝1,2,…,K）における前記位相
応答の差異Δφ_１（ｋ），Δφ_２（ｋ），・・・，Δφ
_Ｍ（ｋ）と、各受波器素子の と、ビーム・フォーマの重み係数bi（ｉ＝1,2,…,M）
と、前記 の近傍のビーム出力の中心周波数ｋ（ｋ＝1,2,…,K）
におけるパワースペクトルの推定値L₁,L₂,・・・,L_Kと
から、 で算出され、 ただし、Ｃは音速、ωｋは角周波数でωｋ＝２πfkを示
し、 はbiを質点とみなしたときのアレイの重心位置ベクトル
であり、 により算出され、 は該重心の回りのアレイの２次モーメントであり、 により算出され、 ただし、 の転置ベクトルを示し、 前記ビーム・フォーム及び前記最大点検出手段により、
算出された前記 から差し引くことに特徴がある。

（作用） アレイの受波器素子又はこの素子に付加される電気回路
部に存在する位相応答の差異によって生じる信号源又は
反射源方向の推定誤差は上記算出式によって得ることが
できる。従って、この発明によれば、この推定誤差をビ
ーム・フォーマと最大点検出手段により推定される推定
値から差し引くことにより、位相応答の差異より生ずる
信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除くことができ
る。

（実施例） はじめに、本発明の原理について説明する。

本発明は、アレイ素子及び付加電子回路素子の位相応答
差異によって生ずる信号源方向の推定誤差を解析的に算
出し、従来の応答差異補正器等のハードウェア的な手段
を用いることなく、ソフトウェア的な手段により該推定
誤差を取り除くところにあり、また該信号源が広帯域信
号源であっても適用できるところにある。

すなわち、本発明は、前記位相応答差異Δφ_１（），
Δφ_２（），…，Δφ_Ｍ（）とアレイ素子の位置ベ
クトル ビーム・フォーマの重み係数b₁,b₂,…,b_M及び信号源近
傍方向のビーム出力のパワースペクトルの推定値から、
信号源方向余弦の を算出し、該推定誤差の を応答差異補正器等を用いない第７図に示すような従来
方式で求めた から差し引くことによって真の を求め、位相応答差異Δφ_１（），Δφ_２（），
…，Δφ_Ｍ（）によって生ずる信号源方向の推定誤差
を取り除くものである。

本発明は、次の関係に基づいて導かれるものである。

第７図のビーム・フォーマ４への入力信号として中
心周波数ｋの狭帯域信号が入力されたとし、ｋにお
ける位相応答差異をΔφ_１（ｋ），Δφ_２（ｋ），…，
Δφ_Ｍ（ｋ）とするとき、第７図における平滑器６の に関する微分は、ラジアン単位で表わした前記位相差異
が充分に小さく、｜Δφｉ（ｋ）｜≪１（ｉ＝1,2,…,
M）のとき、 の近傍において、近似的に次式で与えられる ここで、 がｍ次元ベクトルのとき、Ｈはｍ×ｍ次行列、 はｍ次元ベクトルであり、各々 で与えられ、アレイ素子の （幾何的形状）とビーム・フォーマの重み係数biのみで
決まる定数である。またLkは の近傍における を表わし、ωｋ＝２πfkである。

尚、上記式（６）〜（８）は公知であって、例えば次の
文献に記載がある：五十嵐正夫、位相誤差によるSSBL音
響測位の測角誤差、電子通信学会、SAXE82-15、PP1-PP
8、1982。

信号y₁（ｔ）,y₂,…,y_M（ｔ）を前記周波数₁,
₂,…，_Ｋを中心周波数とする狭帯域成分に分割し、
該各成分の第７図における平滑器６の出力を各々L
₁（ｋ）,L₂（ｋ），…,L_M（ｋ）:k＝1,2,…,K、とする
と信号y₁（ｔ）,y₂,…,y_M（ｔ）の全帯域にわたる は近似的に次式で与えられる。

通常、前記周波数₁,₂,…，_Ｋにおける狭帯域成分
は信号y₁（ｔ）,y₂,…,y_M（ｔ）のデイジタルフーリエ
変換によって求められ、該変換に用いる信号y₁（ｔ）,y
₂,…,y_M（ｔ）の時間長をτとすると前記周波数の間隔
ΔはΔ1/2τに選ばれる。

式（５）から、平滑器６の に関する微分は で与えられる。

第10図に示すように、信号源方向の であるから、 を満す として与えられる。

式（６），（10）から として次式が得られる 式（11），（12）から は次式で与えられる よって、 は次式で与えられる。

すなわち、本発明は、応答差異補正器16₁,16₂,…,16_Mを
用いない第７図に示すような方向推定方式における方向
余弦推定誤差が式（11）で与えられること、つまり は位相応答差異Δφ_１（ｋ），Δφ_２（ｋ），…，Δφ
_Ｍ（ｋ）:k＝1,2,…,K、が予め与えられておれば、アレ
イの とビーム・フォーマ４の重み係数bi のみから式（７），（８）で決まる）、及びビーム・フ
ォーマ４の のパワースペクトル、すなわち₁,₂,…，_Ｋにおけ
る前記L₁,L₂,…,Lkとから解析的に算出できることに基
づくものである。

特に、第９図に示すビーム・フォーマが均一重みのビー
ム・フォーマでbi＝b:i＝1,2,…,M、である場合は、式
（14）から、 は次式で与えられることになる。

以上のように、本発明の要点は、位相応答差異Δφ
_１（），Δφ_２（），…，Δφ_Ｍ（）によって生
ずる信号源方向推定装置の を、第11図に示すような応答差異補正器16₁,16₂,…,16_M
を用いることなく、アレイの幾可的形状とビーム・フォ
ーマの重み係数及び信号源方向近傍のビーム・フォーマ
出力のパワースペクトルから予め算出し、該 を従来の信号源方向推定装置の から差し引くことによって、位相応答差異による推定誤
差を取り除くところにある。

以下、本発明を実施例に基づき図面を参照して詳細に説
明する。

第１図は、本発明の第１の実施例である。第１図におい
て、20は加算器、21は方向余弦誤差算出器、22はパワー
スペクトルレジスタ、23は素子座標レジスタ、24は重み
係数レジスタ、25は位相応答差異レジスタ、26はアレイ
定数レジスタである。尚、第６図と同一の参照番号は同
一の構成要素を示す。パワースペクトルレジスタ22は、 の近傍における前記パワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kを、
前記周波数₁,₂,…，_Ｋとともに記憶するレジス
タ、素子座標レジスタ23は前記アレイ素子の位置座標
（位置ベクトル） を記憶するレジスタ、重み係数レジスタ24は、ビーム・
フォーマ５の重み係数b₁,b₂,…,b_Mを記憶するレジス
タ、位相応答差異レジスタ25は前記周波数₁,₂,…，
_Ｋにおける前記各素子の位相応答差異Δφｋ（１），
Δφｋ（２），…，Δφｋ（Ｍ）:k＝1,2,…,K、を記憶
するレジスタ、アレイ定数レジスタ26は前記 を記憶するレジスタである。また、方向余弦誤差算出器
21は、レジスタ22,23,24,25及び26から与えられる定数
及びデータから、式（14）に基づいて を求める算出器、加算器20は、前記最大点検出器７の出
力から、方向余弦誤差算出器21の を差し引くための加算器である。

なお、前記 は、式（７）と（８）で示されるように、アレイ素子の とビーム・フォーマ５の重み係数b₁,b₂,…,b_Mから算出
できるから、アレイ定数算出器を付加すればアレイ定数
レジスタ26は不用である。

また、前記位相応答差異Δφｋ（１），Δφｋ（２），
…，Δφｋ（Ｍ）:k＝1,2,…,K、が全てのｋすなわち全
ての₁,₂,…，_Ｋにおいて異なった値をとらず、
₁,₂,…，_Ｋの中のＫ′個のみにおいて異なる値をと
るだけであれば、前記位相応答差異レジスタ25は、Δφ
_ｋ′（１），Δφ_ｋ′（２），…，Δφ_ｋ′（Ｍ）
（ｋ′＝1,2,…,K′）のみを記憶すればよい。

本実施例は、 の近傍におけるパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kが予め与
えられているような場合、例えばアクティブソーナーや
レーダのように反射源からの反射信号を受信するような
場合に適用できるものであり、位置応答誤差を含んだ最
大点検出器７の から、式（11）で与えられる解析的な方法で算出した を差し引いて、これを信号源方向の とし、 を信号源方向推定器の出力とするので、従来用いられて
きた応答差異補正器16₁,16₂,…,16_Mを用いることなく、
前記位相応答差異Δφｋ（１），Δφｋ（２），…，Δ
φｋ（Ｍ）:k＝1,2,…,K、により生ずる信号源方向の推
定誤差を取り除くことができる。

この結果、ハードウェアが小型かつ単純化されるととも
に、経年変化や部品交換等による位相応答差異の変化に
対しては、単にレジスタ25の記憶内容を変更すればよい
ので、容易に修正することができる。

第２図は、本発明の第２の実施例であり、第１図に示す
第１の実施例と同様、 の近傍におけるパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kが予め与
えられているとともに、前記ビーム・フォーマ４の重み
係数が全て等しく、bi＝b:i＝1,2,…,M、である場合の
実施例である。

第２の実施例は第１の実施例から重み係数レジスタ24を
取り除き、前記方向余弦誤差算出器21において を式（15）により算出するようにするものである。

第３図は、本発明の第３の実施例であり、30はパワース
ペクトル推定器、31はビーム出力選択器である。ビーム
出力選択器31は、最大点検出器７の に対応するビーム・フォーマ４の を選択してパワースペクトル推定器30に出力し、パワー
スペクトル推定器30は該 の近傍におけるパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kを推定
し、方向余弦誤差算出器21に出力する。第４図はパワー
スペクトル推定器30についての第１の実施例であり、40
は前記 が入力される入力端子、41はフリーエ変換器、42₁,42₂,
…,42_Kはエンベロープ算出器、43₁,43₂,…,43_Kは平滑
器、44₁,44₂,…,44_Kは平滑器43₁,43₂,…,43_Kを出力する
出力端子である。フーリエ変換器41は前記 の時系列から前記周波数₁,₂,…，_Ｋにおける を算出し、エンベロープ算出器42₁,42₂,…,42_Kはフーリ
エ変換値の絶対値の２乗値 を算出する。また、平滑器43₁,43₂,…,43_Kは該絶対値の
２乗値を時間積分等により平均化することによって、 のビーム・フォーマ４の のパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kを求め、出力端子44₁,4
4₂,…,44_Kに出力する。

第５図はパワースペクトル推定器30の第２の実施例であ
り、45₁,45₂,…,45_Kはバンドパスフィルタ、46₁,46₂,
…,46_Kはエンベロープ検波器である。バンドパスフィル
タはその中心周波数を各々₁,₂,…，_Ｋとするフィ
ルタであり、前記 を中心周波数₁,₂,…，_Ｋの狭帯域成分に分割し、
エンベロープ検波器46₁,46₂,…,46_Kは狭帯域成分のエン
ベロープの２乗値を求め、平滑器43₁,43₂,…,43_Kに出力
する。なお、パワースペクトル推定器30におけるパワー
推定値L₁,L₂,…,L_Kとしては、式（14）の関係から、相
対値のみが問題であるから、第４図と第５図におけるパ
ワースペクトルの推定においては、各₁,₂,…，_Ｋ
におけるパワースペクトルの相対値が求まれば充分であ
る。

位相応答差異による方向余弦推定誤差が小さい場合に
は、最大点検出器７の に充分近いので、パワースペクトル推定器に、第４図又
は第５図に示すような方法を用い、信号源方向α_０のビ
ーム・フォーマ４の のパワースペクトルの代りに のビーム・フォーマ５の のパワースペクトルを用いても充分である。

このように、 の近傍におけるパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kが推定さ
れて前記方向余弦誤差算出器21に入力されれば、以下第
１の実施例と同じ原理に基づく本発明の実施例となる。

第６図は本発明の第４の実施例であり、第３図に示す第
３の実施例と同様、 の近傍におけるパワースペクトルL₁,L₂,…,L_Kをパワー
スペクトル推定器30で推定するものであるが、ビーム・
フォーマ４の重み係数が全て等しく、bi＝b:i＝1,2,…,
M、である場合の実施例である。第４の実施例は第３の
実施例から重み係数レジスタ24を取り除き、方向余弦誤
差算出器21において を式（15）により算出するものである。

以上、本発明を実施例に基づき説明した。尚、アレイと
しては平面アレイの他、直線アレイや３次元アレイを用
いることができる。

（発明の効果） この発明は以上説明したように、位相応答差異により生
ずる広帯域信号源又は反射源方向の推定誤差を、予め与
えられる位相応答の差異と、アレイの幾可学的形状すな
わちアレイ素子位置座標と、ビーム・フォーマの重み係
数と、信号源の近傍方向のパワースペクトルとから解析
的な方法で算出することにより取り除くので、ほぼアレ
イ素子数Ｍに比例した数だけ必要としかつ対象とする帯
域内で充分な精度で位相応答差異を補正できる位相応答
差異補正器を必要としない。また、装置を大幅に小型化
・単純化できるとともに、アレイやその付加電子回路部
の経年変化及び部品交換等に伴う位相応答差異の変化に
容易に対応できる利点があり、遅延‐加算方式のビーム
・フォーマを用いるソーナー、音響測位、レーダ等にお
ける信号源方向の推定装置に利用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
本発明の第３の実施例を示すブロック図、第４図及び第
５図はパワースペクトル推定器の具体例を示すブロック
図、第６図は本発明の第４の実施例を示すブロック図、
第７図はビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信号
源方向推定装置の構成例を示す図、第８図はアレイが平
面アレイのときアレイ素子位置座標と信号源方向及びビ
ーム形成方向の幾可的関係を示す図、第９図は遅延‐加
算方式のビーム・フォーマを示すブロック図、第10図は
ビーム・フォーマ出力の２乗値に対する平滑器出力と信
号源方向の方向余弦値及び方向余弦推定値の関係を示す
図、第11図は応答差異補正器を用いた従来の方向推定誤
差の補正方式の構成を示すブロック図である。 1₁,1₂,…,1_M……アレイ素子、2₁,2₂,…,2_M……増幅器、
3₁,3₂,…,3_M……帯域制限フィルタ、４……ビーム・フ
ォーマ、５……２乗器、６……平滑器、７……最大点検
出器、８……角度変換器、９……方向推定値出力端子、
10……平面アレイ、11₁,11₂,…,11_M……時間遅延補償
器、12₁,12₂,…,12_M……重み付加器、14……加算器、16
₁,16₂,…,16_M……応答差異補正器、20……加算器、21…
…方向余弦誤差算出器、22……パワースペクトルレジス
タ、23……素子座標レジスタ、24……重み係数レジス
タ、25……位相応答差異レジスタ、26……アレイ定数レ
ジスタ、30……パワースペクトル推定器、31……ビーム
出力選択器、41……フーリエ変換器、42₁,42₂,…,42_K…
…エンベロープ算出器、43₁,43₂,…,43_K……平滑器、45
₁,45₂,…,45_K……バンドパスフィルタ、46₁,46₂,…,46_K
……エンベロープ検波器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】空間上に配列されたＭ個の受波器素子から
   なるアレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
   遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
   と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出手段で
   求めた から信号源又は反射源の方向を推定する方向推定装置に
   おいて、 前記アレイのＭ個の各受波器素子又は該各受波器素子に
   付加される電気回路部に存在する周波数ｆにおける位相
   応答の差異Δφｉ（ｆ）（ｉ＝1,2,…,M）によって生じ
   る前記信号源又は反射源方向の を、中心周波数fk（ｋ＝1,2,…,K）における前記位相応
   答の差異Δφ_１（ｋ），Δφ_２（ｋ），・・・，Δφ_Ｍ
   （ｋ）と、各受波器素子の と、ビーム・フォーマの重み係数bi（ｉ＝1,2,…,M）
   と、前記 の近傍のビーム出力の中心周波数fk（ｋ＝1,2,…,K）に
   おけるパワースペクトルの推定値L₁,L₂,・・・,L_Kとか
   ら、 で算出され、 ただし、Ｃは音速、ωｋは角周波数でωｋ＝２πfkを示
   し、 はbiを質点とみなしたときのアレイの重心位置ベクトル
   であり、 により算出され、 は該重心の回りのアレイの２次モーメントであり、 により算出され、 ただし、 の転置ベクトルを示し、 前記ビーム・フォーム及び前記最大点検出手段により、
   算出された前記 から差し引くことによって前記位相応答の差異によって
   生じる信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除くこと
   を特徴とする方向推定装置。
2. 【請求項２】前記ビーム・フォーマに重み係数の均一な
   ビーム・フォームを用い、前記 を、前記位相応答の差異Δφ_１（ｋ），Δφ_２（ｋ），
   ・・・，Δφ_Ｍ（ｋ）と、前記アレイの受波器素子の と、前記最大点検出手段で求められる の近傍のビーム出力の中心周波数fk（ｋ＝1,2,…,K）に
   おけるパワースペクトルの推定値L₁,L₂,・・・,L_Kとか
   ら、 ただし、 により算出されることを特徴とする、特許請求の範囲第
   １項に記載の方向推定装置。