JPH069358B2 - 自動位相制御回路 - Google Patents
自動位相制御回路Info
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- JPH069358B2 JPH069358B2 JP61144787A JP14478786A JPH069358B2 JP H069358 B2 JPH069358 B2 JP H069358B2 JP 61144787 A JP61144787 A JP 61144787A JP 14478786 A JP14478786 A JP 14478786A JP H069358 B2 JPH069358 B2 JP H069358B2
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、通信・放送などの分野において、マイクロ波
周波数帯の４相ＰＳＫ変調信号を復調する復調装置など
に使用される高周波自動位相制御回路に関する。
周波数帯の４相ＰＳＫ変調信号を復調する復調装置など
に使用される高周波自動位相制御回路に関する。
衛星放送における音声信号系は、占有帯域幅および伝送
効率の面で優れている４相ＰＳＫ変調方式が用いられて
いる。４相ＰＳＫ変調信号の復調は、約１２ＧHzを１４
０ＭHzに変換した変調信号について行なう。復調には同
期検波方式を用いるので搬送波を再生しなければならな
いが、１４０ＭHzのように高い周波数では逆変調方式で
搬送波を再生するのが適している。
効率の面で優れている４相ＰＳＫ変調方式が用いられて
いる。４相ＰＳＫ変調信号の復調は、約１２ＧHzを１４
０ＭHzに変換した変調信号について行なう。復調には同
期検波方式を用いるので搬送波を再生しなければならな
いが、１４０ＭHzのように高い周波数では逆変調方式で
搬送波を再生するのが適している。
逆変調方式の４相ＰＳＫ復調装置は、第３図に示すよう
に、４相ＰＳＫ変調信号ａを直交位相復調回路１で復調
し、復調データ（ｂ，ｃ）を出力するとともに、再変調
回路２で、復調データ（ｂ，ｃ）で、変調信号ａを遅延
回路４で遅延し、位相を調整した信号ａ’を変調する。
これが逆変調で出力信号ｄが再生搬送波信号になる。信
号ｄは自動位相制御回路（ＡＰＣ）を経て、余分な周波
数を除くとともに、また入力変調信号との位相調整を行
なう。このように位相調整した搬送波信号ｅを直交位相
復調回路１に使用している。
に、４相ＰＳＫ変調信号ａを直交位相復調回路１で復調
し、復調データ（ｂ，ｃ）を出力するとともに、再変調
回路２で、復調データ（ｂ，ｃ）で、変調信号ａを遅延
回路４で遅延し、位相を調整した信号ａ’を変調する。
これが逆変調で出力信号ｄが再生搬送波信号になる。信
号ｄは自動位相制御回路（ＡＰＣ）を経て、余分な周波
数を除くとともに、また入力変調信号との位相調整を行
なう。このように位相調整した搬送波信号ｅを直交位相
復調回路１に使用している。
上記ＡＰＣ回路の設計は、復調装置の取扱う周波数が１
４０ＭHzと高いことと、入力変調波信号の周波数変動が
ＧHz帯から１４０ＭHzまで数段の周波数変換を行なうた
め、避けられないことから、相当厳しいものとなってい
る。Ｃ／Ｎ比向上のため、ＡＰＣ回路に含まれる帯域通
過フィルタの通過帯域幅を狭くすると、周波数変動に伴
うその位相変位が大きくなるという相反関係があるので
何らかの工夫が必要となる。
４０ＭHzと高いことと、入力変調波信号の周波数変動が
ＧHz帯から１４０ＭHzまで数段の周波数変換を行なうた
め、避けられないことから、相当厳しいものとなってい
る。Ｃ／Ｎ比向上のため、ＡＰＣ回路に含まれる帯域通
過フィルタの通過帯域幅を狭くすると、周波数変動に伴
うその位相変位が大きくなるという相反関係があるので
何らかの工夫が必要となる。
以上に説明した回路は、４相ＰＳＫ復調装置に組込まれ
る回路であるが、本発明の一般的に高周波において、Ｃ
／Ｎ比が高く、また入力周波数の変動があっても固定的
な位相を維持できる回路（ＡＰＣ回路）を対象とするも
のである。したがって使用場所としても衛星放送に限定
するものではない。
る回路であるが、本発明の一般的に高周波において、Ｃ
／Ｎ比が高く、また入力周波数の変動があっても固定的
な位相を維持できる回路（ＡＰＣ回路）を対象とするも
のである。したがって使用場所としても衛星放送に限定
するものではない。
高周波ＡＰＣ回路として、その要件をみたすものとし
て、本発明者が発明者の一人である特願昭６０−１４９
３３６号の４相ＰＳＫ復調装置では、第４図の回路を用
いている。
て、本発明者が発明者の一人である特願昭６０−１４９
３３６号の４相ＰＳＫ復調装置では、第４図の回路を用
いている。
この回路では、高周波のフィルタ実現の困難性をさける
ため、入力を一旦低い周波数に変換し、再びもとの周波
数に変換して出力するようにしている。入力信号２０
（周波数ｆ）は共通の電圧制御発振器７の信号（周波数
ｆ０）２４と、乗算器５で乗算し、その出力信号２１を
所定の変換周波数をとおす帯域通過フィルタ８を介して
低周波信号（周波数ｆ−ｆ０）２２に変換する。この信
号２２は帯域通過フィルタ９をとおし、信号２３として
再び乗算器６で信号（周波数ｆ０）２４と乗算し、もと
の周波数ｆ成分をもつ信号２５となし、帯域通過フィル
タ１２で信号（周波数ｆ）２６とする。電圧制御発振器
７の信号２４は乗算器５，６に共通に供給されるので、
入力信号２０と、信号２６とは同一周波数になるが、信
号２２，２３は電圧制御発振器７の周波数により、ある
程度の周波数幅内で移動できる。帯域通過フィルタ９は
Ｃ／Ｎ比向上のため狭帯域にするが、入力信号２０の周
波数変動があると、帯域中心周波数からずれ、位相変位
が生ずる。第２図に通過帯域幅の広いフィルタ(a)と狭
いフィルタ(b)とについて利得・位相の周波数特性を示
してあるが、狭帯域にすると位相変位が大きくなる。
ため、入力を一旦低い周波数に変換し、再びもとの周波
数に変換して出力するようにしている。入力信号２０
（周波数ｆ）は共通の電圧制御発振器７の信号（周波数
ｆ０）２４と、乗算器５で乗算し、その出力信号２１を
所定の変換周波数をとおす帯域通過フィルタ８を介して
低周波信号（周波数ｆ−ｆ０）２２に変換する。この信
号２２は帯域通過フィルタ９をとおし、信号２３として
再び乗算器６で信号（周波数ｆ０）２４と乗算し、もと
の周波数ｆ成分をもつ信号２５となし、帯域通過フィル
タ１２で信号（周波数ｆ）２６とする。電圧制御発振器
７の信号２４は乗算器５，６に共通に供給されるので、
入力信号２０と、信号２６とは同一周波数になるが、信
号２２，２３は電圧制御発振器７の周波数により、ある
程度の周波数幅内で移動できる。帯域通過フィルタ９は
Ｃ／Ｎ比向上のため狭帯域にするが、入力信号２０の周
波数変動があると、帯域中心周波数からずれ、位相変位
が生ずる。第２図に通過帯域幅の広いフィルタ(a)と狭
いフィルタ(b)とについて利得・位相の周波数特性を示
してあるが、狭帯域にすると位相変位が大きくなる。
ところで、第４図の回路は、帯域通過フィルタ９の両端
の信号（信号２２，２３）の位相比較を位相比較器１０
でなし、その出力を低域通過フィルタ１１を介して、電
圧制御発振器７に印加し、その周波数を変化させるＰＬ
Ｌ（位相同期ループ）を形成している。このＰＬＬによ
り信号２２，２３の周波数が自動的に変化し帯域通過フ
ィルタ９の中心周波数となることで、帯域通過フィルタ
９による位相差が生じない。このようにして、入力信号
２０と、信号２６とは入力信号２０の周波数変動があっ
ても、常に同一周波数で同一位相とすることができ、ま
た信号２６のＣ／Ｎ比が向上する。なお信号２６はリミ
ッタ１３で一定振幅となし、可変移相器１４で、所定の
位相をもつ信号２７として出力することができる。
の信号（信号２２，２３）の位相比較を位相比較器１０
でなし、その出力を低域通過フィルタ１１を介して、電
圧制御発振器７に印加し、その周波数を変化させるＰＬ
Ｌ（位相同期ループ）を形成している。このＰＬＬによ
り信号２２，２３の周波数が自動的に変化し帯域通過フ
ィルタ９の中心周波数となることで、帯域通過フィルタ
９による位相差が生じない。このようにして、入力信号
２０と、信号２６とは入力信号２０の周波数変動があっ
ても、常に同一周波数で同一位相とすることができ、ま
た信号２６のＣ／Ｎ比が向上する。なお信号２６はリミ
ッタ１３で一定振幅となし、可変移相器１４で、所定の
位相をもつ信号２７として出力することができる。
以上、説明したように、第４図はきわめて優れた特性を
有するが、入力信号の周波数変化があまり大きい場合に
は、狭い通過帯域幅の帯域通過フィルタ９の出力が小さ
くなり、位相比較器１０が正常に位相比較ができなくな
る。そのため上記の位相ロックができない場合が生ず
る。しかし、通過帯域幅を大きくするとＣ／Ｎ比向上が
できないという矛盾がある。この問題は、復調装置以前
の高周波段の設計にも関係するもので、その高周波段の
周波数変動が常に一定内におさまり、また偶発的な大き
い周波数変動がなければ、第４図は充分に有用である。
有するが、入力信号の周波数変化があまり大きい場合に
は、狭い通過帯域幅の帯域通過フィルタ９の出力が小さ
くなり、位相比較器１０が正常に位相比較ができなくな
る。そのため上記の位相ロックができない場合が生ず
る。しかし、通過帯域幅を大きくするとＣ／Ｎ比向上が
できないという矛盾がある。この問題は、復調装置以前
の高周波段の設計にも関係するもので、その高周波段の
周波数変動が常に一定内におさまり、また偶発的な大き
い周波数変動がなければ、第４図は充分に有用である。
本発明の目的は、上記事情に鑑み、回路構成が従来例に
比し複雑になるが、入力信号の周波数変動が大きかった
り、偶発的に大きい周波数変動があった場合にも、この
ＡＰＣ回路が充分に動作するような回路を提供すること
にある。
比し複雑になるが、入力信号の周波数変動が大きかった
り、偶発的に大きい周波数変動があった場合にも、この
ＡＰＣ回路が充分に動作するような回路を提供すること
にある。
本発明の回路は局部発振器を共通とする入力信号の周波
数をダウンする第１の周波数変換器と，再び周波数をア
ップして出力信号とする第２の周波数変換器とを有し、
第１・第２周波数変換器間の経路に同一中心周波数の通
過帯域幅を広・狭と異ならしめた第１・第２の帯域通過
フィルタと，電圧制御移相器とをその順に直列接続して
おく。そして第１帯域通過フィルタの両端の位相差を比
較し、該位相差に応じて前記局部発振器の周波数を制御
する手段と，第２帯域通過フィルタの両端の位相差を比
較して、前記電圧制御移相器の移相量を制御する手段と
を設けたものである。
数をダウンする第１の周波数変換器と，再び周波数をア
ップして出力信号とする第２の周波数変換器とを有し、
第１・第２周波数変換器間の経路に同一中心周波数の通
過帯域幅を広・狭と異ならしめた第１・第２の帯域通過
フィルタと，電圧制御移相器とをその順に直列接続して
おく。そして第１帯域通過フィルタの両端の位相差を比
較し、該位相差に応じて前記局部発振器の周波数を制御
する手段と，第２帯域通過フィルタの両端の位相差を比
較して、前記電圧制御移相器の移相量を制御する手段と
を設けたものである。
本発明では、帯域通過フィルタとして広帯域通過フィル
タと狭帯域通過フィルタとの２フィルタを備え、入力信
号の周波数変動が大きい場合にも、追随できるように
し、狭帯域通過フィルタでＣ／Ｎ比向上を図っている。
ただし実施例で詳細に説明するが、広帯域通過フィルタ
の位相特性から広帯域通過フィルタと電圧制御発振器と
を含むＰＬＬの応答特性が充分でなく、広帯域通過フィ
ルタをとおる信号は中心周波数がずれ、多少の位相差が
生ずる。この位相差は、同一中心周波数を有する狭帯域
通過フィルタの両端の信号の位相差として拡大して検出
し、電圧制御移相器を動かすことにより補償できる。
タと狭帯域通過フィルタとの２フィルタを備え、入力信
号の周波数変動が大きい場合にも、追随できるように
し、狭帯域通過フィルタでＣ／Ｎ比向上を図っている。
ただし実施例で詳細に説明するが、広帯域通過フィルタ
の位相特性から広帯域通過フィルタと電圧制御発振器と
を含むＰＬＬの応答特性が充分でなく、広帯域通過フィ
ルタをとおる信号は中心周波数がずれ、多少の位相差が
生ずる。この位相差は、同一中心周波数を有する狭帯域
通過フィルタの両端の信号の位相差として拡大して検出
し、電圧制御移相器を動かすことにより補償できる。
〔実施例〕 以下、図面を参照して本発明の一実施例につき説明す
る。第１図が回路ブロック図であるが、乗算器１０１，
１０２より右側部分が低周波に変換された部分であり、
この低周波部分の上部にＰＬＬが、下部に位相調整部分
が示されている。
る。第１図が回路ブロック図であるが、乗算器１０１，
１０２より右側部分が低周波に変換された部分であり、
この低周波部分の上部にＰＬＬが、下部に位相調整部分
が示されている。
入力信号２０１は、乗算器１０１で電圧制御発振器（以
下ＶＣＯと略す）１０３の出力信号２０２と乗算され、
その出力信号２０３を帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと
略す）１０４にとおすことで、低い周波数ｆ−ｆ0に周
波数変換された信号２０４とする。ここでｆは信号２０
１の，ｆ0は信号２０２の周波数である。信号２０４は
広い通過帯域幅を有する第１ＢＰＦ１０５に入力し、そ
の両端の位相差を位相比較器１０６で求め、この位相差
は低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと略す）１０７で平滑
化し、制御電圧１０３ａとしてＶＣＯ１０３を制御す
る。このＰＬＬによって入力信号２０１に周波数変動が
あっても、ＶＣＯ１０３の周波数が追随し、信号２０４
は前記位相差を小さくするような一定の周波数におさま
る。ただし、本発明では、入力信号２０１の周波数変動
がかなり大きい場合でも追随できるように第１ＢＰＦ１
０５の通過帯域幅を広くとってあるので、第１ＢＰＦ１
０５の両端の位相差は第２図(a)に示すように比較的小
さく、制御電圧１０３ａが小さい。そのため周波数変動
がそれ程大きくない場合には、ＰＬＬのループ利得が小
さく追随誤差があり、信号２０４，２０５は第１ＢＰＦ
１０５の中心周波数より少しずれ、位相差が生ずる。こ
の位相差は、次段の狭い通過帯域幅を有する第２ＢＰＦ
１０８を含む位相調整部分で補償する。第２ＢＰＦ１０
８は、中心周波数が第１ＢＰＦ１０５と同一であるが、
狭帯域であり、第２図(b)に示すように信号２０４，２
０５が中心周波数より少し周波数がずれても両端の位相
差を検出する位相比較器１０９の出力は大きくなる。こ
の出力をＬＰＦ１１０で平滑化し、可変移相器１１３に
印加する。可変移相器１１３は電圧制御移相器であっ
て、初期調整として可変電圧１１２で一定移相量を与え
るようにしておく。そして前記ＬＰＦ１１０の直流電圧
を加算器１１１で、可変電圧１１２で固定した電圧に重
畳することで、第１ＢＰＦ１０５，第２ＢＰＦ１０８の
全体の位相誤差を補償できる。
下ＶＣＯと略す）１０３の出力信号２０２と乗算され、
その出力信号２０３を帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと
略す）１０４にとおすことで、低い周波数ｆ−ｆ0に周
波数変換された信号２０４とする。ここでｆは信号２０
１の，ｆ0は信号２０２の周波数である。信号２０４は
広い通過帯域幅を有する第１ＢＰＦ１０５に入力し、そ
の両端の位相差を位相比較器１０６で求め、この位相差
は低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと略す）１０７で平滑
化し、制御電圧１０３ａとしてＶＣＯ１０３を制御す
る。このＰＬＬによって入力信号２０１に周波数変動が
あっても、ＶＣＯ１０３の周波数が追随し、信号２０４
は前記位相差を小さくするような一定の周波数におさま
る。ただし、本発明では、入力信号２０１の周波数変動
がかなり大きい場合でも追随できるように第１ＢＰＦ１
０５の通過帯域幅を広くとってあるので、第１ＢＰＦ１
０５の両端の位相差は第２図(a)に示すように比較的小
さく、制御電圧１０３ａが小さい。そのため周波数変動
がそれ程大きくない場合には、ＰＬＬのループ利得が小
さく追随誤差があり、信号２０４，２０５は第１ＢＰＦ
１０５の中心周波数より少しずれ、位相差が生ずる。こ
の位相差は、次段の狭い通過帯域幅を有する第２ＢＰＦ
１０８を含む位相調整部分で補償する。第２ＢＰＦ１０
８は、中心周波数が第１ＢＰＦ１０５と同一であるが、
狭帯域であり、第２図(b)に示すように信号２０４，２
０５が中心周波数より少し周波数がずれても両端の位相
差を検出する位相比較器１０９の出力は大きくなる。こ
の出力をＬＰＦ１１０で平滑化し、可変移相器１１３に
印加する。可変移相器１１３は電圧制御移相器であっ
て、初期調整として可変電圧１１２で一定移相量を与え
るようにしておく。そして前記ＬＰＦ１１０の直流電圧
を加算器１１１で、可変電圧１１２で固定した電圧に重
畳することで、第１ＢＰＦ１０５，第２ＢＰＦ１０８の
全体の位相誤差を補償できる。
可変移相器１１３の出力信号２０７は、再びＶＣＯ１０
３の出力信号２０２と乗算器１０２で乗算する。乗算器
１０２でもとの周波数ｆを含む信号２０８に変換されＢ
ＰＦ１１４，リミッタ１１５を介して、出力信号２０９
とする。この信号２０９は入力信号２０１に周波数変動
があっても同一周波数である。さらに第２ＢＰＦ１０８
が狭帯域フィルタなのでＣ／Ｎ比が向上した信号となる
ばかりでなく、その位相は、初期的に調整した特定位相
を保持している。
３の出力信号２０２と乗算器１０２で乗算する。乗算器
１０２でもとの周波数ｆを含む信号２０８に変換されＢ
ＰＦ１１４，リミッタ１１５を介して、出力信号２０９
とする。この信号２０９は入力信号２０１に周波数変動
があっても同一周波数である。さらに第２ＢＰＦ１０８
が狭帯域フィルタなのでＣ／Ｎ比が向上した信号となる
ばかりでなく、その位相は、初期的に調整した特定位相
を保持している。
以上詳しく説明したように、本発明では高周波入力信号
を低周波信号に変換して、低周波領域でＡＰＣ操作を行
なう。周波数変換にあたり、共通の局部発振器を用いる
ので、入力信号・出力信号は同一周波数である。ＡＰＣ
操作に関与する回路要素である帯域通過フィルタ，位相
比較器，電圧制御移相器などは低周波動作なので設計が
容易である。ＡＰＣ回路に含まれる帯域通過フィルタと
しては、共通の中心周波数をもち帯域幅を広・狭と異な
らしめた２つのフィルタを直列接続にする。広帯域通過
フィルタは入力信号の周波数変動が大きくても、このフ
ィルタを含む位相同期ループによって、中心周波数近傍
に周波数が変換されるように局部発振器（電圧制御発振
器）の周波数を追随させる。
を低周波信号に変換して、低周波領域でＡＰＣ操作を行
なう。周波数変換にあたり、共通の局部発振器を用いる
ので、入力信号・出力信号は同一周波数である。ＡＰＣ
操作に関与する回路要素である帯域通過フィルタ，位相
比較器，電圧制御移相器などは低周波動作なので設計が
容易である。ＡＰＣ回路に含まれる帯域通過フィルタと
しては、共通の中心周波数をもち帯域幅を広・狭と異な
らしめた２つのフィルタを直列接続にする。広帯域通過
フィルタは入力信号の周波数変動が大きくても、このフ
ィルタを含む位相同期ループによって、中心周波数近傍
に周波数が変換されるように局部発振器（電圧制御発振
器）の周波数を追随させる。
上記のように中心周波数近傍に周波数変換された信号は
狭帯域通過フィルタをとおすことでＣ／Ｎ比を増大させ
るとともに、その周波数変動に対する位相差の変化を利
用して狭帯域通過フィルタに直列接続された電圧制御移
相器によって周波数変動による位相差を補償することが
できる。その結果、ＡＰＣ回路の位相としては電圧制御
移相器で固定的に定めたバイアスによる特定位相とする
ことができる。
狭帯域通過フィルタをとおすことでＣ／Ｎ比を増大させ
るとともに、その周波数変動に対する位相差の変化を利
用して狭帯域通過フィルタに直列接続された電圧制御移
相器によって周波数変動による位相差を補償することが
できる。その結果、ＡＰＣ回路の位相としては電圧制御
移相器で固定的に定めたバイアスによる特定位相とする
ことができる。
上記のように、本発明によって入力周波数変動があって
も、常に正しくさだめられた位相とすることができ、ま
たＣ／Ｎ比の高いＡＰＣ回路を得ることができる。
も、常に正しくさだめられた位相とすることができ、ま
たＣ／Ｎ比の高いＡＰＣ回路を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例の回路ブロック図、第２図は
帯域通過フィルタの特性を示す図、第３図は４相ＰＳＫ
復調装置のブロック図、第４図はＡＰＣ回路の従来例を
示す図である。 １０１，１０２…乗算器、 １０３…電圧制御発振器（ＶＣ０）、 １０４，１１４…帯域通過フィルタ、 １０７，１１０…低域通過フィルタ、 １０５…第１帯域通過フィルタ（広帯域）、 １０８…第２帯域通過フィルタ（狭帯域）、 １０６，１０９…位相比較器、 １１３…電圧制御移相器。
帯域通過フィルタの特性を示す図、第３図は４相ＰＳＫ
復調装置のブロック図、第４図はＡＰＣ回路の従来例を
示す図である。 １０１，１０２…乗算器、 １０３…電圧制御発振器（ＶＣ０）、 １０４，１１４…帯域通過フィルタ、 １０７，１１０…低域通過フィルタ、 １０５…第１帯域通過フィルタ（広帯域）、 １０８…第２帯域通過フィルタ（狭帯域）、 １０６，１０９…位相比較器、 １１３…電圧制御移相器。
Claims (1)
- 【請求項１】帯域通過フィルタによるＣ／Ｎ比の向上
と、入力信号の周波数変動にかかわらず一定の位相を保
持することのできる高周波自動位相制御回路として、 局部発振器を共通とする入力信号の周波数をダウンする
第１の周波数変換器と，再び周波数をアップして出力信
号とする第２の周波数変換器とを有し、第１・第２周波
数変換器間の経路に同一中心周波数の通過帯域幅を広・
狭と異ならしめた第１・第２の帯域通過フィルタと，電
圧制御位移相器とをその順に直列接続するとともに、 第１帯域通過フィルタの両端の位相差を比較し、該位相
差に応じて前記局部発振器の周波数を制御する手段と，
第２帯域通過フィルタの両端の位相差を比較して、前記
電圧制御移相器の移相量を制御する手段とを有すること
を特徴とする高周波自動位相制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144787A JPH069358B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 自動位相制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144787A JPH069358B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 自動位相制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS632447A JPS632447A (ja) | 1988-01-07 |
| JPH069358B2 true JPH069358B2 (ja) | 1994-02-02 |
Family
ID=15370435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61144787A Expired - Lifetime JPH069358B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 自動位相制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH069358B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01241907A (ja) * | 1988-03-23 | 1989-09-26 | Fujitsu Ten Ltd | 角変調信号の復調装置 |
-
1986
- 1986-06-23 JP JP61144787A patent/JPH069358B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS632447A (ja) | 1988-01-07 |
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