JPH0693637B2 - ダイバ−シチ合成回路 - Google Patents
ダイバ−シチ合成回路Info
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- JPH0693637B2 JPH0693637B2 JP60155938A JP15593885A JPH0693637B2 JP H0693637 B2 JPH0693637 B2 JP H0693637B2 JP 60155938 A JP60155938 A JP 60155938A JP 15593885 A JP15593885 A JP 15593885A JP H0693637 B2 JPH0693637 B2 JP H0693637B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、ヘテロダイン受信装置におけるダイバーシチ
合成回路に関するものである。
合成回路に関するものである。
（従来技術とその問題点） 従来、ダイバーシチ受信における各信号波の合成として
等利得合成法，選択利得合成法，及び最大比合成法が用
いられている。これを例えば、光ヘテロダイン受信にお
ける偏波ダイバーシチに用いる場合を例にとって考察す
る。出力信号光の直交した両偏波出力の和に対する特定
の一方の偏波出力の比を偏波分離比αと定義する。等利
得合成法及び選択利得合成法では、偏波分離比αによっ
ては、第１図の，のように、信号対雑音比S/Nが最
大3dB劣化し、受信効率の劣化を招く。この劣化を抑圧
する為、最大比合成法（第１図の）をとるか、あるい
は選択合成法（第１図の）及び等利得合成法（第１図
の）のうちS/Nの良い方を選択する方法（以下、きり
かえ合成法と呼ぶ）をとるかのいずれかが採用されてい
る。
等利得合成法，選択利得合成法，及び最大比合成法が用
いられている。これを例えば、光ヘテロダイン受信にお
ける偏波ダイバーシチに用いる場合を例にとって考察す
る。出力信号光の直交した両偏波出力の和に対する特定
の一方の偏波出力の比を偏波分離比αと定義する。等利
得合成法及び選択利得合成法では、偏波分離比αによっ
ては、第１図の，のように、信号対雑音比S/Nが最
大3dB劣化し、受信効率の劣化を招く。この劣化を抑圧
する為、最大比合成法（第１図の）をとるか、あるい
は選択合成法（第１図の）及び等利得合成法（第１図
の）のうちS/Nの良い方を選択する方法（以下、きり
かえ合成法と呼ぶ）をとるかのいずれかが採用されてい
る。
第２図は最大比合成法を行う回路の従来の実施例であ
る。信号入力端子4aから入った信号は、分岐回路11aで
分岐される。分岐回路の一方の出力を整流器2a及び低域
通過フィルタ3aに通すことにより、平均パワーを出力さ
せる。この出力を利得可変増幅器1aに入力することによ
り、前記の分岐回路11aの他方の出力を低域通過フィル
タ3aの出力電圧に比例した増幅を行う。他の信号入力端
子4bの信号も同様に整流器2aと低域通過フィルタ3aの制
御の下に利得可変増幅器16で増幅された後、加算器10
で、両利得可変増幅器1a,1bの出力電圧を加算すること
により、最大比合成ダイバーシチを行っていた。また、
きりかえ合成法においては、第２図で、増幅器1a,1bの
増幅率を一定とした上で、さらに、増幅器1aの出力，増
幅器1bの出力，及び加算器５の出力のうち信号対雑音比
S/Nの最良のものを、低域通過フィルタ3a,3bの出力の比
較により、選択するスイッチを用いていた。以上述べた
ような構成では、利得可変増幅器あるいはスイッチの回
路構成が、複雑になるという欠点があった。
る。信号入力端子4aから入った信号は、分岐回路11aで
分岐される。分岐回路の一方の出力を整流器2a及び低域
通過フィルタ3aに通すことにより、平均パワーを出力さ
せる。この出力を利得可変増幅器1aに入力することによ
り、前記の分岐回路11aの他方の出力を低域通過フィル
タ3aの出力電圧に比例した増幅を行う。他の信号入力端
子4bの信号も同様に整流器2aと低域通過フィルタ3aの制
御の下に利得可変増幅器16で増幅された後、加算器10
で、両利得可変増幅器1a,1bの出力電圧を加算すること
により、最大比合成ダイバーシチを行っていた。また、
きりかえ合成法においては、第２図で、増幅器1a,1bの
増幅率を一定とした上で、さらに、増幅器1aの出力，増
幅器1bの出力，及び加算器５の出力のうち信号対雑音比
S/Nの最良のものを、低域通過フィルタ3a,3bの出力の比
較により、選択するスイッチを用いていた。以上述べた
ような構成では、利得可変増幅器あるいはスイッチの回
路構成が、複雑になるという欠点があった。
（発明の目的） 本発明の目的は、簡易な回路構成でヘテロダイン及びホ
モダイン検知受信において、良好に信号対雑音比S/Nの
劣化を抑圧したダイバーシチ合成回路を提供することに
ある。
モダイン検知受信において、良好に信号対雑音比S/Nの
劣化を抑圧したダイバーシチ合成回路を提供することに
ある。
（発明の特徴） 以下本発明を詳細に説明する。
本発明は第３図に示すように、ダイオード素子の入力電
圧に対する出力電圧の非線形性を利用して、第２図の利
得可変回路1a,1bを構成することを、最も主要な特徴と
する。具体的には、第３図において、入力信号電力が小
さいときには、第３図のバイアス電圧をVDのように小さ
く、入力信号電力が大きいときには、第３図でバイアス
電圧をVEのように大きくとるように、フィードフォーワ
ード回路を構成して、利得可変回路を構成することを特
徴とする。
圧に対する出力電圧の非線形性を利用して、第２図の利
得可変回路1a,1bを構成することを、最も主要な特徴と
する。具体的には、第３図において、入力信号電力が小
さいときには、第３図のバイアス電圧をVDのように小さ
く、入力信号電力が大きいときには、第３図でバイアス
電圧をVEのように大きくとるように、フィードフォーワ
ード回路を構成して、利得可変回路を構成することを特
徴とする。
従来の技術では、このように、ダイオード素子一つとい
う簡単な回路で、利得可変回路を構成せず、トランジス
タ素子などを用いていた為、回路構成が複雑になってい
たという点が異なる。
う簡単な回路で、利得可変回路を構成せず、トランジス
タ素子などを用いていた為、回路構成が複雑になってい
たという点が異なる。
〔実施例１〕 第４図に、本発明の請求の範囲（１）に対応する第１実
施例を示す。同期検波あるいは包絡線検波された出力信
号は、信号入力端子4aから入る。信号は２つに分岐さ
れ、一方が、平均信号電力を検出する為、整流器2aで整
流され、低域通過フィルタ3aにより低周波成分のみを取
り出し、その出力電圧を、オフセット付増幅器7aで増幅
しオフセットを与えた出力電圧を、コイル8aを介してダ
イオード6aに加える。この時、ダイオード6aには入力電
圧と出力電流の間に、第３図のような非線形性がある。
ここで、入力電圧変動に対する出力電流変動の比が平均
入力電圧に比例して、出力される特性を用いると、第４
図で増幅器7aの出力のダイオード6aに対するバイアス電
圧に比例して、ダイオード6aの信号入出力利得が変動す
る。ここで、バイアス電圧を、第４図のようにオフセッ
ト付増幅器7aの出力をコイル8a,8bを介してダイオード6
aに加えると、（但し、このとき増幅器7a,7bのオフセッ
ト電圧はゼロとする）ダイオード6aの出力電流の振幅
は、信号入力電圧4aでの電圧の振幅の二乗に比例するこ
とになり、ダイオード6bの入出力についても同様の動作
となるため、加算器10の出力は、最大比合成されたもの
となる。具体的には、第３図において、バイアス電圧が
VDのように小さいとき、入力信号Ｅに対する出力電流Ｇ
の振幅比は小さく、バイアス電圧がVEのように大きいと
き、入力信号Ｆに対する出力電流Ｈの振幅比は大きくな
る。従って、この回路を用いることにより、最大比合成
ダイバーシチ受信が可能となる。
施例を示す。同期検波あるいは包絡線検波された出力信
号は、信号入力端子4aから入る。信号は２つに分岐さ
れ、一方が、平均信号電力を検出する為、整流器2aで整
流され、低域通過フィルタ3aにより低周波成分のみを取
り出し、その出力電圧を、オフセット付増幅器7aで増幅
しオフセットを与えた出力電圧を、コイル8aを介してダ
イオード6aに加える。この時、ダイオード6aには入力電
圧と出力電流の間に、第３図のような非線形性がある。
ここで、入力電圧変動に対する出力電流変動の比が平均
入力電圧に比例して、出力される特性を用いると、第４
図で増幅器7aの出力のダイオード6aに対するバイアス電
圧に比例して、ダイオード6aの信号入出力利得が変動す
る。ここで、バイアス電圧を、第４図のようにオフセッ
ト付増幅器7aの出力をコイル8a,8bを介してダイオード6
aに加えると、（但し、このとき増幅器7a,7bのオフセッ
ト電圧はゼロとする）ダイオード6aの出力電流の振幅
は、信号入力電圧4aでの電圧の振幅の二乗に比例するこ
とになり、ダイオード6bの入出力についても同様の動作
となるため、加算器10の出力は、最大比合成されたもの
となる。具体的には、第３図において、バイアス電圧が
VDのように小さいとき、入力信号Ｅに対する出力電流Ｇ
の振幅比は小さく、バイアス電圧がVEのように大きいと
き、入力信号Ｆに対する出力電流Ｈの振幅比は大きくな
る。従って、この回路を用いることにより、最大比合成
ダイバーシチ受信が可能となる。
また、ダイオードの、非線形性として、第５図のよう
な、非線形性を用いると、バイアス電圧VAが小さい時に
は、第５図の入力波形Ａに対して、出力波形Ｃのよう
に、出力は出ない。これに対して、バイアス電圧VBが大
きい時には、第４図の入力波形Ｂに対し、出力波形Ｄは
大きく出る。ここで、出力のオン・オフのしきい値とな
るVC点が、偏波分離比α＝0.147における弱い方の入力
信号のバイアス点となり、それ以上の入力信号では、バ
イアス電圧はVCより大きく、それ以下では、バイアス電
圧をVCより小さくとるように、増幅器7a,7bの利得及び
オフセット電圧を設定する。このように構成すると、２
つの信号入力4a,4bに対し、合成された信号出力５は、
きりかえ合成法におけるS/Nが得られる。
な、非線形性を用いると、バイアス電圧VAが小さい時に
は、第５図の入力波形Ａに対して、出力波形Ｃのよう
に、出力は出ない。これに対して、バイアス電圧VBが大
きい時には、第４図の入力波形Ｂに対し、出力波形Ｄは
大きく出る。ここで、出力のオン・オフのしきい値とな
るVC点が、偏波分離比α＝0.147における弱い方の入力
信号のバイアス点となり、それ以上の入力信号では、バ
イアス電圧はVCより大きく、それ以下では、バイアス電
圧をVCより小さくとるように、増幅器7a,7bの利得及び
オフセット電圧を設定する。このように構成すると、２
つの信号入力4a,4bに対し、合成された信号出力５は、
きりかえ合成法におけるS/Nが得られる。
以上、２通りのダイオード特性の近似（第３図及び第５
図）を行った。ダイオードの出力電流と印加電圧の関係
は、ダイオードに印加される電圧がダイオードのしきい
値電圧の数倍程度までの範囲では、第３図で示す非線型
特性で近似できる。また、ダイオードのしきい値電圧に
比べて十分大きな範囲まで考えると、第５図で示す非線
型特性で近似できる。一方、ダイオードの出力側に接続
される負荷が大きい場合には、ダイオードへの印加電圧
範囲は小さい範囲に留まり、ダイオードの出力側に接続
される負荷が小さい場合には、ダイオードへの印加電圧
範囲は大きい範囲にわたる。従って、ダイオードと直列
に接続される負荷の大きさにより、第３図あるいは第５
図の動作を行う。この結果から明らかなように、ダイオ
ードを用いて良好なダイバーシチ合成が可能となり、従
来に比べ、簡単な回路構成で、ダイバーシチ合成回路を
構成できる。
図）を行った。ダイオードの出力電流と印加電圧の関係
は、ダイオードに印加される電圧がダイオードのしきい
値電圧の数倍程度までの範囲では、第３図で示す非線型
特性で近似できる。また、ダイオードのしきい値電圧に
比べて十分大きな範囲まで考えると、第５図で示す非線
型特性で近似できる。一方、ダイオードの出力側に接続
される負荷が大きい場合には、ダイオードへの印加電圧
範囲は小さい範囲に留まり、ダイオードの出力側に接続
される負荷が小さい場合には、ダイオードへの印加電圧
範囲は大きい範囲にわたる。従って、ダイオードと直列
に接続される負荷の大きさにより、第３図あるいは第５
図の動作を行う。この結果から明らかなように、ダイオ
ードを用いて良好なダイバーシチ合成が可能となり、従
来に比べ、簡単な回路構成で、ダイバーシチ合成回路を
構成できる。
〔実施例２〕 第６図に、本発明の請求の範囲（２）に対応する第２の
実施例を示す。ヘテロダイン検波された中間周波数帯出
力を、信号入力端子4aに入力する。ここでは、ASK信号
の包絡線検波を想定している。この出力を前記の第１の
実施例と同様に、分岐回路11aで分岐した後、一方を整
流し、低周波成分の電圧をダイオード6aに加えること
は、前記第１実施例と同様である。ここで、第７図のよ
うに、入力Ｉに対してバイアス電圧がVFのように小さい
時には出力されず（出力Ｋ）、入力Ｊのようにバイアス
電圧が大きい時には整流出力Ｌが出力される。従って、
信号入力の小さい時には、バイアス電圧を低くして整流
出力を出さず、信号入力の大きい時にはバイアス電圧を
高くして整流出力を出して、信号入力の大きさにより整
流出力のスイッチを行う。このようなスイッチ付整流出
力を低域通過フィルタを通したのち加算器10で加え合わ
せることにより、出力端子５にベースバンドにおけるき
りかえ合成出力が得られる。このように中間周波信号の
検波器を、利得可変回路としても兼用することにより、
従来に比べ簡単な回路構成で、ダイバーシチ合成を行う
ことができる。
実施例を示す。ヘテロダイン検波された中間周波数帯出
力を、信号入力端子4aに入力する。ここでは、ASK信号
の包絡線検波を想定している。この出力を前記の第１の
実施例と同様に、分岐回路11aで分岐した後、一方を整
流し、低周波成分の電圧をダイオード6aに加えること
は、前記第１実施例と同様である。ここで、第７図のよ
うに、入力Ｉに対してバイアス電圧がVFのように小さい
時には出力されず（出力Ｋ）、入力Ｊのようにバイアス
電圧が大きい時には整流出力Ｌが出力される。従って、
信号入力の小さい時には、バイアス電圧を低くして整流
出力を出さず、信号入力の大きい時にはバイアス電圧を
高くして整流出力を出して、信号入力の大きさにより整
流出力のスイッチを行う。このようなスイッチ付整流出
力を低域通過フィルタを通したのち加算器10で加え合わ
せることにより、出力端子５にベースバンドにおけるき
りかえ合成出力が得られる。このように中間周波信号の
検波器を、利得可変回路としても兼用することにより、
従来に比べ簡単な回路構成で、ダイバーシチ合成を行う
ことができる。
〔実施例３〕 第６図は、ヘテロダインASK包絡線検波の場合であった
が、同期検波の場合にも請求の範囲（２）は適用でき
る。第８図には、この原理による本願の第２の発明に係
るヘテロダインPSK同期検波の実施例を示す。信号は、
入力端子4aから入る。分岐回路11aで信号は分岐された
後、一方はハイブリッド回路12aを通って局部発振器13
の出力と混合され、両出力はそれぞれコンデンサ9a,9b
を通ってダイオード6a,6bの端子と接続される。ここ
で、ハイブリッド回路は、入力信号の中間周波角周波数
をｗ、時間をｔ、入力信号電圧をＡ（ｔ）cos（wt）、
入力局発光電圧をBcos（wt）として、両出力がそれぞ
れ、Ｃ［Ａ（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）＋Bcos（ｗ（ｔ−
φ））］,C［Ａ（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）−Bcos（ｗ
（ｔ−φ））］で示される出力を得るものをさす（Ｃは
ダイオードのバイアス電圧により変化する係数、φはハ
イブリッド回路入出力間の遅延時間差を示す）。この場
合、ハイブリッド回路出力側に接続されたダイオードに
よる乗算回路の出力電圧は、｛Ｃ［Ａ（ｔ）cos（ｗ
（ｔ−φ）＋Bcos（ｗ（ｔ−φ））］｝２−｛Ｃ［Ａ
（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）−Bcos（ｗ（ｔ−φ））］｝
２＝8CBA（ｔ）［１＋cos（2w（ｔ−φ））］となる。
低域通過フィルタにより、低周波成分のみを通過させる
ことにより、同期検波時のベースバンド出力成分8CBA
（ｔ）が低域通過フィルタ3cの出力に現れる。ここで前
述と同様に、分岐回路11aの他方の出力を整流平滑化し
た出力をオフセット付増幅器7aにより増幅しかつオフセ
ットを加えたのち、ダイオード6cにバイアスすることに
より、前述と同様に、利得が入力信号電力により異なる
ベースバンド変換回路ができる。入力端子4bの入力につ
いても同様の動作が行われる。これらの回路の低域通過
フィルタ3c及び3dの出力を加算器10で合成することによ
り、前記の実施例1,2と同様に、きりかえ合成を行うこ
とができる。以上、述べたように、同期検波時にも、中
間周波信号の検波器を、利得可変回路として兼用するこ
とにより、従来より簡単な回路構成で、ダイバーシチ合
成を行うことができる。
が、同期検波の場合にも請求の範囲（２）は適用でき
る。第８図には、この原理による本願の第２の発明に係
るヘテロダインPSK同期検波の実施例を示す。信号は、
入力端子4aから入る。分岐回路11aで信号は分岐された
後、一方はハイブリッド回路12aを通って局部発振器13
の出力と混合され、両出力はそれぞれコンデンサ9a,9b
を通ってダイオード6a,6bの端子と接続される。ここ
で、ハイブリッド回路は、入力信号の中間周波角周波数
をｗ、時間をｔ、入力信号電圧をＡ（ｔ）cos（wt）、
入力局発光電圧をBcos（wt）として、両出力がそれぞ
れ、Ｃ［Ａ（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）＋Bcos（ｗ（ｔ−
φ））］,C［Ａ（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）−Bcos（ｗ
（ｔ−φ））］で示される出力を得るものをさす（Ｃは
ダイオードのバイアス電圧により変化する係数、φはハ
イブリッド回路入出力間の遅延時間差を示す）。この場
合、ハイブリッド回路出力側に接続されたダイオードに
よる乗算回路の出力電圧は、｛Ｃ［Ａ（ｔ）cos（ｗ
（ｔ−φ）＋Bcos（ｗ（ｔ−φ））］｝２−｛Ｃ［Ａ
（ｔ）cos（ｗ（ｔ−φ）−Bcos（ｗ（ｔ−φ））］｝
２＝8CBA（ｔ）［１＋cos（2w（ｔ−φ））］となる。
低域通過フィルタにより、低周波成分のみを通過させる
ことにより、同期検波時のベースバンド出力成分8CBA
（ｔ）が低域通過フィルタ3cの出力に現れる。ここで前
述と同様に、分岐回路11aの他方の出力を整流平滑化し
た出力をオフセット付増幅器7aにより増幅しかつオフセ
ットを加えたのち、ダイオード6cにバイアスすることに
より、前述と同様に、利得が入力信号電力により異なる
ベースバンド変換回路ができる。入力端子4bの入力につ
いても同様の動作が行われる。これらの回路の低域通過
フィルタ3c及び3dの出力を加算器10で合成することによ
り、前記の実施例1,2と同様に、きりかえ合成を行うこ
とができる。以上、述べたように、同期検波時にも、中
間周波信号の検波器を、利得可変回路として兼用するこ
とにより、従来より簡単な回路構成で、ダイバーシチ合
成を行うことができる。
以上では、２つの信号入力に対して述べたが、これは、
３つ以上の信号入力に対しても、同様に適用することが
できる。
３つ以上の信号入力に対しても、同様に適用することが
できる。
（発明の効果） 以上詳述に説明したように、本発明によれば可変増幅器
を用いずにダイオードの非線形性を用いて、簡単な回路
構成で高性能の最大比合成ダイバーシチ及びきりかえ合
成ダイバーシチを行うことができる。また、当然のこと
ながら、無線伝送方式における各種ダイバーシチ技術に
適用することもできる。
を用いずにダイオードの非線形性を用いて、簡単な回路
構成で高性能の最大比合成ダイバーシチ及びきりかえ合
成ダイバーシチを行うことができる。また、当然のこと
ながら、無線伝送方式における各種ダイバーシチ技術に
適用することもできる。
第１図は各種ダイバーシチ方式の入力偏波分離比による
S/N劣化特性図、第２図は従来のダイバーシチ回路の構
成例を示すブロック、第３図は本発明に用いられるダイ
オードに印加されたバイアス電圧による利得変動につい
て示した特性図、第４図は本発明の第一実施例を示すブ
ロック図、第５図は第４図の実施例の動作特性例図、第
６図は本発明の第二の実施例を示すブロック図、第７図
は第６図の実施例の動作特性例図、第８図は本発明の第
三の実施例を示すブロック図である。 1a,1b……利得可変増幅器、2a,2b……整流器、3a,3b,3
c,3d……低域通過フィルタ、4a,4b……入力端子、５…
…出力端子、6a,6b……ダイオード、7a,7b……オフセッ
ト付増幅器、8a,8b,8c,8d……コイル、9a,9b,9c,9d,9e,
9f……コンデンサ、10……加算器、11a,11b,11c……分
岐回路、12a,12b……ハイブリッド回路、13……局部発
振器。
S/N劣化特性図、第２図は従来のダイバーシチ回路の構
成例を示すブロック、第３図は本発明に用いられるダイ
オードに印加されたバイアス電圧による利得変動につい
て示した特性図、第４図は本発明の第一実施例を示すブ
ロック図、第５図は第４図の実施例の動作特性例図、第
６図は本発明の第二の実施例を示すブロック図、第７図
は第６図の実施例の動作特性例図、第８図は本発明の第
三の実施例を示すブロック図である。 1a,1b……利得可変増幅器、2a,2b……整流器、3a,3b,3
c,3d……低域通過フィルタ、4a,4b……入力端子、５…
…出力端子、6a,6b……ダイオード、7a,7b……オフセッ
ト付増幅器、8a,8b,8c,8d……コイル、9a,9b,9c,9d,9e,
9f……コンデンサ、10……加算器、11a,11b,11c……分
岐回路、12a,12b……ハイブリッド回路、13……局部発
振器。
Claims (2)
- 【請求項１】複数の受信回路と、前記各受信回路の平均
出力電力の関数となる出力電圧を発生させるバイアス回
路と、前記各受信回路の出力に対し前記バイアス回路出
力に対応して利得，減衰可変の利得可変回路と、前記利
得可変回路の各出力を合成する合成回路とから構成さ
れ、前記利得可変回路がダイオードの両端に２個のコン
デンサをそれぞれ直列に配置し該ダイオードと該２個の
コンデンサの一方との接続点がコイルを介して前記バイ
アス回路の出力に接続されて該ダイオードと該２個のコ
ンデンサの他方との接続点がコイルを介して接地された
構成を有し、該利得可変回路の利得調整は前記バイアス
回路の出力を用いて該ダイオードの非線形性及び入力信
号のオフセット調整によって行われるように構成され、
かつ前記ダイオードとして、ヘテロダイン受信機中の中
間周波信号の検波器に使われているダイオードを用い、
前記中間周波信号を、前記入力信号とすることにより、
前記検波器を前記利得可変回路としても兼用するように
構成されたことを特徴とするダイバーシチ合成回路。 - 【請求項２】複数の受信回路と、前記各受信回路の平均
出力電力の関数となる出力電圧を発生させるバイアス回
路と、同期検波用局部発振出力を出す発振器と、前記各
受信回路の出力に対し前記バイアス回路出力に対応して
利得，減衰可変の利得可変回路と、前記利得可変回路の
各出力を合成する合成回路とから構成され、前記利得可
変回路が直列接続された２個のダイオードの両端に２個
のコンデンサをそれぞれ直列に配置し該２個の直列接続
ダイオードと該２個のコンデンサの一方との接続点がコ
イルを介して前記バイアス回路の出力に接続されて該２
個の直列接続ダイオードと該２個のコンデンサの他方と
の接続点がコイルを介して接地され前記２個の直列接続
ダイオード相互の接続点が低域通過フィルタを介して前
記合成回路に接続されかつ前記各受信回路の出力に対す
る前記同期検波用局部発振出力による同期検波が前記２
個の直列接続ダイオードで行われるように前記２個のコ
ンデンサの開放端に前記各受信回路の出力と前記局部発
振出力との合成出力を与えるハイブリッド回路とを備え
た構成を有し、該利得可変回路の利得調整は前記バイア
ス回路の出力を用いて該ダイオードの非線形性及び入力
信号のオフセット調整によって行われるように構成され
たことを特徴とするダイバーシチ合成回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60155938A JPH0693637B2 (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | ダイバ−シチ合成回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60155938A JPH0693637B2 (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | ダイバ−シチ合成回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6218125A JPS6218125A (ja) | 1987-01-27 |
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Family
ID=15616799
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (1)
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| JP (1) | JPH0693637B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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-
1985
- 1985-07-17 JP JP60155938A patent/JPH0693637B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6218125A (ja) | 1987-01-27 |
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